CN116073690B - 一种mmc储能系统混合调制方法 - Google Patents
一种mmc储能系统混合调制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN116073690B CN116073690B CN202310225291.3A CN202310225291A CN116073690B CN 116073690 B CN116073690 B CN 116073690B CN 202310225291 A CN202310225291 A CN 202310225291A CN 116073690 B CN116073690 B CN 116073690B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- modulation
- pwm
- cps
- sub
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 title claims abstract description 31
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 27
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 16
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 claims description 14
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 5
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 7
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 2
- 230000016507 interphase Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical compound C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000012512 characterization method Methods 0.000 description 1
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 1
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 210000000352 storage cell Anatomy 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
- H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output using passive filters
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/60—Arrangements for transfer of electric power between AC networks or generators via a high voltage DC link [HVCD]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本发明属于MMC储能系统调制技术领域,尤其涉及一种MMC储能系统混合调制方法,调制方法如下:将Np个子模块采用CPS‑PWM调制,Np∈[0,Nc],剩余Nc‑NP个子模块采用NLM调制;Nc个子模块均采用CPS‑PWM调制;兼顾最近电平调制(NLM)开关次数少和载波移相调制(CPS‑PWM)输出的谐波特性优的特点;全部子模块配置为NLM调制时,该混合调制策略与NLM完全一致;当只有一子模块配置为PWM调制时,等同于传统HPWM;同样,当所有子模块配置为CPS‑PWM调制时,该混合调制策略升级为级联多电平CPS‑PWM调制,能够抑制NLM带来的低次谐波,效果更好。
Description
技术领域
本发明属于MMC储能系统调制技术领域,尤其涉及一种MMC储能系统混合调制方法。
背景技术
调制技术是模块化级联储能系统的一个关键技术,直接影响着储能系统的输出特性以及系统的效率,只有合适的调制技术才最大程度地发挥模块化级联拓扑的优势。多电平的脉宽调制(PWM)技术至今已发展出多种不同的方式,包括最近电平PWM(Nearest LevelModulation, NLM)、特定谐波消除PWM(Selected Harmonic Elimination PWM, SHEPWM)、空间矢量PWM(Space Vector PWM, SVPWM)和多载波PWM等。在实际应用中,SHEPWM适用于开关频率低(载波比低)的场合,但较多的电平数使得开关角的计算变得尤为复杂,而基于离线查表的SHEPWM虽然能规避在线计算的耗时,但是其动态响应速度较慢。同样,SVPWM应用于电平数较多的场合,同样存在计算量大的问题,有文献提出结合两电平SVPWM与多载波PWM的方法,简化多电平SVPWM的计算。NLM和多载波PWM由于其计算简单、易于数字控制实现的优点被广泛应用于模块化级联多电平拓扑中,NLM技术具备低的开关次数以及便捷的子模块均压控制能力,其更多地应用于MMC拓扑中,但其输出电压的误差及谐波含量随着电平数的减少而增大。多载波PWM包括载波层叠PWM(Carrier Level-Shifted PWM, CLS-PWM)和载波移相PWM(Carrier Phase-Shifted, CPS-PWM),其中传统CLS-PWM存在各级子模块开关次数不均衡的问题,因此而衍生出一些改进的CLS-PWM。一种改进的频率优化CLS-PWM,通过为各级子模块载波选择合适的频率,可以平衡各级子模块的工作状态。载波移相PWM(CPS-PWM)虽然不存在CLS-PWM的不平衡问题,其开关次数较多输出谐波特性更优,合理的子模块数目及滤波器设计可以极大地降低输出电压或电流中的谐波含量。
对于模块化级联储能系统而言,当子模块直流侧电压为Vdc,交流侧相电压峰值为Usm时,需要的级联子模块。采用最近电平调制(NLM)时所需的开关次数少,实现简单,但应用于模块数少的场合时输出电压误差较大,为此目前有针对一种混合调制策略(HPWM)展开研究,这种调制策略在NLM的基础上将Nc个级联模块分为Nc-1个NLM调制模块和1个SPWM调制模块,即Nc-1个模块工作于NLM调制,剩余1个模块工作于单极倍频调制模式以实现输出电压的零误差。这种调制策略下的输出波形参见图3,虽然解决了输出电压误差的问题,但是其输出电压的等效开关频率被局限于2倍开关频率fc载波频率处,不能完全发挥多电平拓扑的优势,当应用于模块数量较少的大功率低开关频率应用时,需要较大的输出滤波器,效果较差。
发明内容
本发明公开一种MMC储能系统混合调制方法,主要解决目前针对模块化级联储能系统的混合调制策略效果较差的问题。
本发明公开一种MMC储能系统混合调制方法,调制方法如下:
将Np个子模块采用CPS-PWM调制,Np∈[0,Nc],剩余Nc-NP个子模块采用NLM调制;
当Np=0时,Nc个子模块均采用NLM调制;
当Np=1时,1个子模块采用CPS-PWM调制;1~Nc个子模块采用NLM调制;
当Np=Nc时,Nc个子模块均采用CPS-PWM调制。
优选的,将子模块经NLM调制的输出电压定义为阶梯波ustep,将子模块经CPS-PWM调制的输出电压定义为PWM波upwm;级联变换器一相的输出电压按照以下计算式算得;
ux=ustep+upwm;
其中,ux为级联变换器一相的输出电压。
优选的,将配置为NLM调制的子模块按照均压原则进行投入和切除,再将剩余配置为CPS-PWM调制的子模块按照由Np个子模块级联的多电平拓扑的CPS-PWM脉宽调制,可以得到Nc-NP个子模块在NLM调制下产生ustep的输出l电平时的起始位置y l ,ustep可以看作在特定起始位置y l 输出l电平构成,y l 按照以下计算式算得; 。
优选的,对于Np∈[1,Nc]个采用CPS-PWM调制的子模块,不考虑均压控制分量,Np个子模块的调制电压vP一致,且按照以下计算式算得:
优选的,NP个CPS-PWM调制的子模块输出电压综合按照以下计算式算得;
其中,uPWM为NP个CPS-PWM调制的子模块输出电压综合。
优选的,所述调制方法的依据为:对储能系统建立稳态的数学模型。
优选的,所述数学模型包括交流侧数学模型和直流侧数学模型。
本发明提供的技术方案至少具有如下技术效果:
本发明提供的混合调制方法,兼顾最近电平调制(NLM)开关次数少和载波移相调制(CPS-PWM)输出的谐波特性优的特点,当全部子模块配置为NLM调制时,该混合调制策略与NLM完全一致;当只有一子模块配置为PWM调制时,等同于传统HPWM;同样,当所有子模块配置为CPS-PWM调制时,该混合调制策略升级为级联多电平CPS-PWM调制,能够抑制NLM带来的低次谐波,效果更好。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案,下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍,显而易见地,下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例,对于本领域普通技术人员来讲,在不付出创造性劳动性的前提下,还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例1中模块化级联储能系统拓扑结构的结构示意图;
图2为本发明实施例1中交流侧数学模型的并网等效电路图;
图3为本发明背景技术中混合调制策略(HPWM)的输出波形图;
图4为本发明实施例1中混合调制方法的输出波形图;
图5为本发明实施例1中处于CPS-PWM调制的子模块H桥左右桥臂调制波归一化波形图;
图6为本发明实施例1中CPS-PWM调制过程图;
图7为本发明实施例1中NP=1时ux和uox的波形图;
图8为本发明实施例1中NP=1时ux实验波形的FFT分析图;
图9为本发明实施例1中NP=4时ux和uox的波形图;
图10为本发明实施例1中NP=4时ux实验波形的FFT分析图;
图11为本发明实施例1中NP=8时ux和uox的波形图;
图12为本发明实施例1中NP=8时ux实验波形的FFT分析图;
图13为本发明实施例1中不同NP时储能系统输出电压uox的THD实验结果图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例,实施例的示例在附图中示出,其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的,旨在用于解释本发明的实施例,而不能理解为对本发明的限制。
在本发明实施例的描述中,需要理解的是,术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系,仅是为了便于描述本发明实施例和简化描述,而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作,因此不能理解为对本发明的限制。
此外,术语“第一”、“第二”仅用于描述目的,而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此,限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个所述特征。在本发明实施例的描述中,“多个”的含义是两个或两个以上,除非另有明确具体的限定。
实施例1:一种MMC储能系统混合调制方法。
模块化级联储能系统的拓扑结构如图1所示。Lf、rf、Rf为交流侧无源阻尼LC输出滤波器,Cf代表LC滤波器的电容支路电容,也就是滤波电容, Lg、rg为包含线路及变压器漏阻抗的等效参数;rf和rg看作Lf和Lg的寄生电阻;Vdc-c1表示c相第一个直流侧电压,也就是Vdc代表直流侧电压,-c1代表c相第一个;SOCc1代表c相第一个储能电池的充电状态;i La代表a相变换器侧电流;i ga代表a相电网电流;u ga代表a相电网电压;i oa代表a相的网侧电流,也就是系统的输出电流。
电网非故障情况下,并网侧开关K2闭合,系统侧开关视并/离网工作模式需要闭合或断开。各相变换器均有Nc个相同的子模块级联,构成星型连接,可根据应用场合要求工作于三线制或者四线制模式。
稳态下系统的数学模型能够反映出系统的输入输出特性,据此可以得到电路参数和控制策略合理设计的依据,因此为了使系统稳定可靠运行,需要建立系统的稳态数学模型。
模块化级联储能系统的建模分为交流侧建模和直流侧建模,系统交流侧数学模型可以给出了各级子模块H桥部分的调制波与交流侧输出电压电流的关系。为了简单起见,忽略各级子模块元器件自身参数的差异。
交流侧数学模型
负载电流i Lx与具体的负载形式有关,本发明中将负载电流看作输出电流i ox的扰动,用i Lx=g(u ox)表征。系统的输出电压电流有如下关系:
本发明主要讨论基于电压源型的储能系统控制方法,本质是控制储能系统的输出电压u ox。根据式(2)的拉普拉斯变换,滤波后的端压u ox与变换器直接输出电压u x的关系为:
式中,gLf(s),gcf(s)和gLg(s)分别为rf和Lf、Rd和Cf、rg和Lg 三个支路的导纳,三个支路对应的阻抗分别为ZLf(s),Zcf(s)和ZLg(s),其具体表达式为:
直流侧数学模型
对于本发明所研究的储能系统,vdc_xi为x相第i个电池模组的端压,SOCxi为x相第i个电池模组的SOC(电池的荷电状态),为简单起见,认为vdc_xi与SOCxi近似为线性关系,如式(5)所示,(5)
上式中Vdc0为OCV-SOC曲线线性段对应的SOC为0时的端压值;kvs为该线性部分的斜率。于是三相整体直流侧平均电压Vdc_avg,各相平均直流侧电压Vdc_avgx,三相平均剩余荷电状态SOCavg和各相平均剩余荷电状态SOCavgx的关系如下:
Δvdc_xi为x相第i个子模块直流侧电压与平均电压的差值;vs_xi和vsx分别为子模块和x相整体的调制电压。在运行过程中,各级子模块调制电压之和必须保证与一相整体调制电压相等。储能系统各模块SOC均衡包括相间均衡和相内均衡,根据式(7),相间均衡通过调节各相的调制电压vsx可以实现,而相内均衡则通过调整vsx在相内各个模块的分配来实现,其实现过程在下面具体阐述。
据此,本发明提出一种MMC储能系统混合调制方法(Novel Hybrid PWM,以下称NHPWM),其核心思想是高频调制模块的数目Np不再局限于1,可以灵活地将Np∈[0,Nc]个模块采用载波移相脉宽调制(CPS-PWM)调制,剩余(Nc-NP)个子模块采用NLM调制。当Np=0时,NHPWM退化为NLM调制;当Np=1时,1个子模块采用CPS-PWM调制;1~Nc个子模块采用NLM调制,NHPWM等同于背景技术中的HPWM;当Np=Nc时NHPWM变为纯粹的CPS-PWM调制。Np∈[1,Nc]时NHPWM的输出波形见图4所示。
采用NHPWM策略进行调制,由于所涉及的两种调制策略原理不同,因此首先应将子模块分离成两部分,定义这两部分模块经过NLM调制和CPS-SPWM调制后的输出电压分别为阶梯波ustep和PWM波uPWM,如图3和图4中所示,则不考虑死区及器件开关时间,级联变换器一相的理想输出电压ux满足式(9):(9)
其次将配置为NLM调制的子模块按照均压原则进行投入和切除,再将剩余配置为CPS-PWM调制的子模块按照传统由Np个子模块级联的多电平拓扑的CPS-PWM调制的原理进行脉宽调制。据此,可以得到(Nc-NP)个子模块在NLM调制下产生的ustep的输出l电平时的起始位置y l ,如图4中所示。ustep可以看作在特定起始位置y l 输出l电平构成,y l 可由式(10)给出:
按照H桥单极倍频调制的原理,H桥的左桥臂调制电压为vp,右桥臂调制电压为-vp。两个调制电压的归一化波形如图5所示,可以看到vP是一个不规则的波形,但仍然保持每基波周期重复的特性。
在一个载波周期Tc=1/fc内的CPS-PWM调制过程如图6所示,x为载波u c(i=1,2,…,NP)的相位。u L1和u R1为第一个处于CPS-PWM模式的模块两个桥臂的输出电平,u PWM_1=u L1-u R1为该模块的输出的PWM波电压。其他处于(NP-1)个CPS-PWM模式的子模块输出的PWM电压u PWM_i(i=2,3,…, NP)实际上可以uPWM1移相一定的角度得到。于是NP个CPS-PWM模式的子模块输出电压综合为:(12)
参照图7-图12,图8、图10、图12的横坐标为频率,纵坐标为基波的百分比,在本地额定阻容负载功率PL=5.4kW,QL=-4.8kVar下,图7-12给出Np=1、4和8三种情况下式变换器输出电压u x和储能系统端压u ox的实验波形以及ux的FFT分析(分析64kHz即1280次以内的谐波分布)。可以看到实验中按此调制的级联变换器的输出电压u x谐波分布与理论分析结果基本相同,其谐波带同样分布在2kNP次基频的边频带上。在800次以上的高频段,限于FFT计算误差以及示波器采样点数等原因,谐波带的形状及幅值存在一定的差别。实验结果表明了NHPWM调制的可行性及其谐波分布的解析解的正确性。
按照NHPWM的调制原理,NP的变化变换器输出电压u x的总谐波畸变率(THD)无影响,但可以影响其谐波带的分布,由于输出无源阻尼LC滤波器参数固定,其对各个频带的谐波衰减能力不同。随着NP的增大,频谱上u x的谐波带逐渐右移,使得储能系统输出电压u ox的THD逐渐减小,但是当NP增大到一定程度,由于第一个谐波带2NPfc的频率已经足够高,LC滤波器对谐波的衰减已经足够大,再增大NP,u ox的THD将变化很小。参照图13,给出了实验中NP从1增加至8时储能系统输出电压u ox的THD变化趋势,可以看到NP≥4时,u ox的THD基本不变,增大NP的意义不大。
以上仅为本发明的较佳实施例而已,并不用于限制本发明,凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种MMC储能系统混合调制方法,其特征在于,调制方法如下:
将Np个子模块采用CPS-PWM调制,Np∈[0,Nc],剩余Nc-NP个子模块采用NLM调制;
当Np=0时,Nc个子模块均采用NLM调制;
当Np=1时,1个子模块采用CPS-PWM调制;1~Nc个子模块采用NLM调制;
当Np=Nc时,Nc个子模块均采用CPS-PWM调制;
所述调制方法的调制电压按照以下计算式算得;
Vs=MNCVdc cosy=MNCVdc cosωN t
其中,M为调制比;vs为调制电压;Vdc各级子模块直流侧电压;y为调制电压的相位,ωN为额定基波角频率;
将子模块经NLM调制的输出电压定义为阶梯波ustep,将子模块经CPS-PWM调制的输出电压定义为PWM波upwm;级联变换器一相的输出电压按照以下计算式算得;
ux=ustep+upwm;
其中,ux为级联变换器一相的输出电压;
将配置为NLM调制的子模块按照均压原则进行投入和切除,再将剩余配置为CPS-PWM调制的子模块按照由Np个子模块级联的多电平拓扑的CPS-PWM脉宽调制,可以得到Nc-NP个子模块在NLM调制下产生ustep的输出l电平时的起始位置yl,ustep可以看作在特定起始位置yl输出l电平构成,yl按照以下计算式算得;
对于Np∈[1,Nc]个采用CPS-PWM调制的子模块,不考虑均压控制分量,Np个子模块的调制电压vP一致,且按照以下计算式算得:
NP个CPS-PWM调制的子模块输出电压综合按照以下计算式算得;
其中,uPWM为NP个CPS-PWM调制的子模块输出电压综合。
2.根据权利要求1所述的MMC储能系统混合调制方法,其特征在于,所述调制方法的依据为:对储能系统建立稳态的数学模型。
3.根据权利要求2所述的MMC储能系统混合调制方法,其特征在于,所述数学模型包括交流侧数学模型和直流侧数学模型。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202310225291.3A CN116073690B (zh) | 2023-03-10 | 2023-03-10 | 一种mmc储能系统混合调制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202310225291.3A CN116073690B (zh) | 2023-03-10 | 2023-03-10 | 一种mmc储能系统混合调制方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN116073690A CN116073690A (zh) | 2023-05-05 |
CN116073690B true CN116073690B (zh) | 2023-06-27 |
Family
ID=86178661
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202310225291.3A Active CN116073690B (zh) | 2023-03-10 | 2023-03-10 | 一种mmc储能系统混合调制方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN116073690B (zh) |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102013691A (zh) * | 2010-07-22 | 2011-04-13 | 荣信电力电子股份有限公司 | 一种基于mmc模块化多电平逆变器的无变压器电池储能拓扑结构 |
CN102769398A (zh) * | 2012-06-11 | 2012-11-07 | 合肥工业大学 | 适用于光伏并网系统的模块化多电平变换器 |
CN103248252B (zh) * | 2013-03-07 | 2015-02-11 | 中国矿业大学 | 一种模块化多电平变换器的调制策略 |
KR102244182B1 (ko) * | 2018-06-26 | 2021-04-26 | 명지대학교 산학협력단 | 모듈형 멀티레벨 컨버터의 전압 변조 방법 및 그 장치 |
CN109713925B (zh) * | 2019-01-11 | 2020-04-17 | 闽南理工学院 | 一种三相四线制三电平逆变器的直流侧均压控制方法 |
-
2023
- 2023-03-10 CN CN202310225291.3A patent/CN116073690B/zh active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN116073690A (zh) | 2023-05-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Sait et al. | New control paradigm for integration of photovoltaic energy sources with utility network | |
Bi et al. | Modified deadbeat predictive current control method for single-phase AC–DC PFC converter in EV charging system | |
CN110994964B (zh) | 一种降低模块化多电平换流器交流电压低阶谐波调制方法 | |
Jauhari et al. | Control design for shunt active power filter based on pq theory in photovoltaic grid-connected system | |
Rezaei et al. | Extending the operating range of cascaded H-bridge based multilevel rectifier under unbalanced load conditions | |
Waware et al. | A review of multilevel inverter based active power filter | |
Liu et al. | Neutral-point voltage balance control and oscillation suppression for VIENNA rectifier | |
CN116073690B (zh) | 一种mmc储能系统混合调制方法 | |
Tallam et al. | Practical issues in the design of active rectifiers for AC drives with reduced DC-link capacitance | |
Chelladurai et al. | Investigation of various PWM techniques for shunt active filter | |
Guo et al. | A hybrid control strategy based on modified repetitive control for single-phase photovoltaic inverter in stand-alone mode | |
Rozanov et al. | Multifunctional power quality controller based on power electronic converter | |
Gregor et al. | Experimental Validation of the DSTATCOM Based on SiC-MOSFET Multilevel Converter for Reactive Power Compensation | |
CN110854905B (zh) | 开绕组双逆变器光伏发电系统的功率均分控制方法 | |
Salam et al. | Fuzzy logic controller for shunt active power filter | |
CN114362549A (zh) | 基于非隔离型背靠背拓扑的级联多电平变流器及其控制策略 | |
Bi et al. | An improved combined current control for single-phase operation mode of single-/three-phase EV charging system with voltage ripple suppression | |
Lin et al. | Shunt active filter with three-phase four-wire NPC inverter | |
CN114944658B (zh) | 一种多形态储能复合装置拓扑及其多功率流动与电压支撑控制方法 | |
Kumar et al. | Total Harmonic Distortion Analysis of Three Phase Nonlinear Load Using H-Bridge Vsi Topology Based_ Dstatcom | |
CN110994963B (zh) | 五电平模块化多电平换流器lcl滤波器逆变侧电感设计方法 | |
Hussain et al. | Instantaneous Ripple Energy Balancing Control to reduce Input Ripple Current in Grid connected BESS | |
CN108123630A (zh) | 一种新型三电平npc逆变器电容电压均衡控制算法 | |
Zhang et al. | A High Performance of Three-phase Electrolytic Capacitor-Less LC-Type Grid-connected Inverter System with Multiple PV Arrays | |
Hu et al. | Zero-Sequence Circulating Current Suppression for Parallel T-Type Three-Level inverters |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |