CN116073690A - 一种mmc储能系统混合调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于MMC储能系统调制技术领域，尤其涉及一种MMC储能系统混合调制方法，调制方法如下：将Np个子模块采用CPS‑PWM调制，Np∈[0,Nc]，剩余Nc‑NP个子模块采用NLM调制；Nc个子模块均采用CPS‑PWM调制；兼顾最近电平调制（NLM）开关次数少和载波移相调制（CPS‑PWM）输出的谐波特性优的特点；全部子模块配置为NLM调制时，该混合调制策略与NLM完全一致；当只有一子模块配置为PWM调制时，等同于传统HPWM；同样，当所有子模块配置为CPS‑PWM调制时，该混合调制策略升级为级联多电平CPS‑PWM调制，能够抑制NLM带来的低次谐波，效果更好。

Description

一种MMC储能系统混合调制方法

技术领域

本发明属于MMC储能系统调制技术领域，尤其涉及一种MMC储能系统混合调制方法。

背景技术

调制技术是模块化级联储能系统的一个关键技术，直接影响着储能系统的输出特性以及系统的效率，只有合适的调制技术才最大程度地发挥模块化级联拓扑的优势。多电平的脉宽调制（PWM）技术至今已发展出多种不同的方式，包括最近电平PWM（Nearest LevelModulation, NLM）、特定谐波消除PWM（Selected Harmonic Elimination PWM, SHEPWM）、空间矢量PWM（Space Vector PWM, SVPWM）和多载波PWM等。在实际应用中，SHEPWM适用于开关频率低（载波比低）的场合，但较多的电平数使得开关角的计算变得尤为复杂，而基于离线查表的SHEPWM虽然能规避在线计算的耗时，但是其动态响应速度较慢。同样，SVPWM应用于电平数较多的场合，同样存在计算量大的问题，有文献提出结合两电平SVPWM与多载波PWM的方法，简化多电平SVPWM的计算。NLM和多载波PWM由于其计算简单、易于数字控制实现的优点被广泛应用于模块化级联多电平拓扑中，NLM技术具备低的开关次数以及便捷的子模块均压控制能力，其更多地应用于MMC拓扑中，但其输出电压的误差及谐波含量随着电平数的减少而增大。多载波PWM包括载波层叠PWM（Carrier Level-Shifted PWM, CLS-PWM）和载波移相PWM（Carrier Phase-Shifted, CPS-PWM），其中传统CLS-PWM存在各级子模块开关次数不均衡的问题，因此而衍生出一些改进的CLS-PWM。一种改进的频率优化CLS-PWM，通过为各级子模块载波选择合适的频率，可以平衡各级子模块的工作状态。载波移相PWM（CPS-PWM）虽然不存在CLS-PWM的不平衡问题，其开关次数较多输出谐波特性更优，合理的子模块数目及滤波器设计可以极大地降低输出电压或电流中的谐波含量。

对于模块化级联储能系统而言，当子模块直流侧电压为V_dc，交流侧相电压峰值为U_sm时，需要的级联子模块。采用最近电平调制（NLM）时所需的开关次数少，实现简单，但应用于模块数少的场合时输出电压误差较大，为此目前有针对一种混合调制策略（HPWM）展开研究，这种调制策略在NLM的基础上将N_c个级联模块分为N_c-1个NLM调制模块和1个SPWM调制模块，即N_c-1个模块工作于NLM调制，剩余1个模块工作于单极倍频调制模式以实现输出电压的零误差。这种调制策略下的输出波形参见图3，虽然解决了输出电压误差的问题，但是其输出电压的等效开关频率被局限于2倍开关频率f_c载波频率处，不能完全发挥多电平拓扑的优势，当应用于模块数量较少的大功率低开关频率应用时，需要较大的输出滤波器，效果较差。

发明内容

本发明公开一种MMC储能系统混合调制方法，主要解决目前针对模块化级联储能系统的混合调制策略效果较差的问题。

本发明公开一种MMC储能系统混合调制方法，调制方法如下：

将N_p个子模块采用CPS-PWM调制，N_p∈[0,N_c]，剩余N_c-N_P个子模块采用NLM调制；

当N_p=0时，N_c个子模块均采用NLM调制；

当N_p=1时，1个子模块采用CPS-PWM调制；1～N_c个子模块采用NLM调制；

当N_p=N_c时，N_c个子模块均采用CPS-PWM调制。

优选的，所述调制方法的调制电压按照以下计算式算得;其中，M为调制比；v_s为调制电压;V_dc各级子模块直流侧电压；y为调制电压的相位，为额定基波角频率。

优选的，将子模块经NLM调制的输出电压定义为阶梯波u_step，将子模块经CPS-PWM调制的输出电压定义为PWM波u_pwm;级联变换器一相的输出电压按照以下计算式算得；

u_x=u_step+u_pwm；

其中，u_x为级联变换器一相的输出电压。

优选的，将配置为NLM调制的子模块按照均压原则进行投入和切除，再将剩余配置为CPS-PWM调制的子模块按照由N_p个子模块级联的多电平拓扑的CPS-PWM脉宽调制，可以得到N_c-N_P个子模块在NLM调制下产生u_step的输出 l电平时的起始位置y _l ,u_step可以看作在特定起始位置y _l 输出 l电平构成,y _l 按照以下计算式算得;

 。

优选的，对于N_p∈[1,Nc]个采用CPS-PWM调制的子模块，不考虑均压控制分量，N_p个子模块的调制电压v_P一致，且按照以下计算式算得：

其中，为向下取整运算符，sgn为符号函数。

优选的，N_P个CPS-PWM调制的子模块输出电压综合按照以下计算式算得；

其中，u_PWM为N_P个CPS-PWM调制的子模块输出电压综合。

优选的，所述调制方法的依据为：对储能系统建立稳态的数学模型。

优选的，所述数学模型包括交流侧数学模型和直流侧数学模型。

本发明提供的技术方案至少具有如下技术效果：

本发明提供的混合调制方法，兼顾最近电平调制（NLM）开关次数少和载波移相调制（CPS-PWM）输出的谐波特性优的特点，当全部子模块配置为NLM调制时，该混合调制策略与NLM完全一致；当只有一子模块配置为PWM调制时，等同于传统HPWM；同样，当所有子模块配置为CPS-PWM调制时，该混合调制策略升级为级联多电平CPS-PWM调制，能够抑制NLM带来的低次谐波，效果更好。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例1中模块化级联储能系统拓扑结构的结构示意图；

图2为本发明实施例1中交流侧数学模型的并网等效电路图；

图3为本发明背景技术中混合调制策略（HPWM）的输出波形图；

图4为本发明实施例1中混合调制方法的输出波形图；

图5为本发明实施例1中处于CPS-PWM调制的子模块H桥左右桥臂调制波归一化波形图；

图6为本发明实施例1中CPS-PWM调制过程图；

图7为本发明实施例1中N_P=1时u_x和u_ox的波形图；

图8为本发明实施例1中N_P=1时u_x实验波形的FFT分析图；

图9为本发明实施例1中N_P=4时u_x和u_ox的波形图；

图10为本发明实施例1中N_P=4时u_x实验波形的FFT分析图；

图11为本发明实施例1中N_P=8时u_x和u_ox的波形图；

图12为本发明实施例1中N_P=8时u_x实验波形的FFT分析图；

图13为本发明实施例1中不同N_P时储能系统输出电压u_ox的THD实验结果图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明的实施例，而不能理解为对本发明的限制。

在本发明实施例的描述中，需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明实施例和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个所述特征。在本发明实施例的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

实施例1：一种MMC储能系统混合调制方法。

模块化级联储能系统的拓扑结构如图1所示。L_f、r_f、R_f为交流侧无源阻尼LC输出滤波器,C_f代表LC滤波器的电容支路电容，也就是滤波电容, L_g、r_g为包含线路及变压器漏阻抗的等效参数；r_f和r_g看作L_f和L_g的寄生电阻；V_dc-c1表示c相第一个直流侧电压，也就是V_dc代表直流侧电压，-c1代表c相第一个；SOC_c1代表c相第一个储能电池的充电状态； i _La代表a相变换器侧电流； i _ga代表a相电网电流; u _ga代表a相电网电压； i _oa代表a相的网侧电流，也就是系统的输出电流。

电网非故障情况下，并网侧开关K2闭合，系统侧开关视并/离网工作模式需要闭合或断开。各相变换器均有N_c个相同的子模块级联，构成星型连接，可根据应用场合要求工作于三线制或者四线制模式。

稳态下系统的数学模型能够反映出系统的输入输出特性，据此可以得到电路参数和控制策略合理设计的依据，因此为了使系统稳定可靠运行，需要建立系统的稳态数学模型。

模块化级联储能系统的建模分为交流侧建模和直流侧建模，系统交流侧数学模型可以给出了各级子模块H桥部分的调制波与交流侧输出电压电流的关系。为了简单起见，忽略各级子模块元器件自身参数的差异。

交流侧数学模型

参照图2， u _ox(x=a,b,c)为滤波之后储能系统的输出电压， u _x为x相级联变换器直接输出电压， u _xi为x相第i个模块的输出电压， u _gx代表x相电网电压,满足式：

  （1）

负载电流 i _Lx与具体的负载形式有关，本发明中将负载电流看作输出电流 i _ox的扰动，用 i _Lx=g( u _ox)表征。系统的输出电压电流有如下关系：

  （2）

本发明主要讨论基于电压源型的储能系统控制方法，本质是控制储能系统的输出电压 u _ox。根据式（2）的拉普拉斯变换，滤波后的端压 u _ox与变换器直接输出电压 u _x的关系为：

  （3）

式中，g_Lf(s)，g_cf(s)和g_Lg(s)分别为r_f和L_f、R_d和C_f、r_g和L_g 三个支路的导纳，三个支路对应的阻抗分别为Z_Lf(s)，Z_cf(s)和Z_Lg(s)，其具体表达式为：

  （4）

直流侧数学模型

对于本发明所研究的储能系统，v_{dc_xi}为x相第i个电池模组的端压，SOC_xi为x相第i个电池模组的SOC（电池的荷电状态），为简单起见，认为v_{dc_xi}与SOC_xi近似为线性关系，如式（5）所示，  （5）

上式中V_dc0为OCV-SOC曲线线性段对应的SOC为0时的端压值；k_vs为该线性部分的斜率。于是三相整体直流侧平均电压V_{dc_avg}，各相平均直流侧电压V_{dc_avgx}，三相平均剩余荷电状态SOC_avg和各相平均剩余荷电状态SOC_avgx的关系如下：

  （6）

因此，在OCV-SOC曲线线性区域，子模块电池模组SOC的均衡控制可以近似等效为端压的均衡控制。在运行过程中有:  （7）

Δv_{dc_xi}为x相第i个子模块直流侧电压与平均电压的差值；v_{s_xi}和v_sx分别为子模块和x相整体的调制电压。在运行过程中，各级子模块调制电压之和必须保证与一相整体调制电压相等。储能系统各模块SOC均衡包括相间均衡和相内均衡，根据式（7），相间均衡通过调节各相的调制电压v_sx可以实现，而相内均衡则通过调整v_sx在相内各个模块的分配来实现，其实现过程在下面具体阐述。

据此，本发明提出一种MMC储能系统混合调制方法（Novel Hybrid PWM,以下称NHPWM），其核心思想是高频调制模块的数目N_p不再局限于1，可以灵活地将N_p∈[0,N_c]个模块采用载波移相脉宽调制（CPS-PWM）调制，剩余(N_c-N_P)个子模块采用NLM调制。当N_p=0时，NHPWM退化为NLM调制；当N_p=1时，1个子模块采用CPS-PWM调制；1～N_c个子模块采用NLM调制，NHPWM等同于背景技术中的HPWM；当N_p=N_c时NHPWM变为纯粹的CPS-PWM调制。N_p∈[1,N_c]时NHPWM的输出波形见图4所示。

为简化分析，认为各级子模块直流侧电压均为V_dc；M为调制比；y为调制电压的相位，则一相总的调制电压为v_s， 为额定基波角频率：

  （8）

采用NHPWM策略进行调制，由于所涉及的两种调制策略原理不同，因此首先应将子模块分离成两部分，定义这两部分模块经过NLM调制和CPS-SPWM调制后的输出电压分别为阶梯波u_step和PWM波u_PWM，如图3和图4中所示，则不考虑死区及器件开关时间，级联变换器一相的理想输出电压u_x满足式（9）：  （9）

其次将配置为NLM调制的子模块按照均压原则进行投入和切除，再将剩余配置为CPS-PWM调制的子模块按照传统由N_p个子模块级联的多电平拓扑的CPS-PWM调制的原理进行脉宽调制。据此，可以得到(N_c-N_P)个子模块在NLM调制下产生的u_step的输出 l电平时的起始位置y _l ，如图4中所示。u_step可以看作在特定起始位置y _l 输出 l电平构成，y _l 可由式（10）给出：

  （10）

对于N_p∈[1,N_c]个CPS-PWM调制的子模块，不考虑均压控制分量，N_p个子模块的调制电压v_P一致，可以由式（11）需要计算得到，为向下取整运算符，sgn为符号函数。

  （11）

按照H桥单极倍频调制的原理，H桥的左桥臂调制电压为v_p，右桥臂调制电压为-v_p。两个调制电压的归一化波形如图5所示，可以看到v_P是一个不规则的波形，但仍然保持每基波周期重复的特性。

在一个载波周期T_c=1/f_c内的CPS-PWM调制过程如图6所示，x为载波 u _c(i=1,2,…,N_P)的相位。 u _L1和 u _R1为第一个处于CPS-PWM模式的模块两个桥臂的输出电平， u _{PWM_1}= u _L1- u _R1为该模块的输出的PWM波电压。其他处于(N_P-1)个CPS-PWM模式的子模块输出的PWM电压 u _{PWM_i}(i=2,3,…, N_P)实际上可以u_PWM1移相一定的角度得到。于是N_P个CPS-PWM模式的子模块输出电压综合为:

  （12）

参照图7-图12，图8、图10、图12的横坐标为频率，纵坐标为基波的百分比，在本地额定阻容负载功率P_L=5.4kW，Q_L=-4.8kVar下，图7-12给出N_p=1、4和8三种情况下式变换器输出电压 u _x和储能系统端压 u _ox的实验波形以及u_x的FFT分析（分析64kHz即1280次以内的谐波分布）。可以看到实验中按此调制的级联变换器的输出电压 u _x谐波分布与理论分析结果基本相同，其谐波带同样分布在2kN_P次基频的边频带上。在800次以上的高频段，限于FFT计算误差以及示波器采样点数等原因，谐波带的形状及幅值存在一定的差别。实验结果表明了NHPWM调制的可行性及其谐波分布的解析解的正确性。

按照NHPWM的调制原理，N_P的变化变换器输出电压 u _x的总谐波畸变率(THD)无影响，但可以影响其谐波带的分布，由于输出无源阻尼LC滤波器参数固定，其对各个频带的谐波衰减能力不同。随着N_P的增大，频谱上 u _x的谐波带逐渐右移，使得储能系统输出电压 u _ox的THD逐渐减小，但是当N_P增大到一定程度，由于第一个谐波带2N_Pf_c的频率已经足够高，LC滤波器对谐波的衰减已经足够大，再增大N_P， u _ox的THD将变化很小。参照图13，给出了实验中N_P从1增加至8时储能系统输出电压 u _ox的THD变化趋势，可以看到N_P≥4时， u _ox的THD基本不变，增大N_P的意义不大。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种MMC储能系统混合调制方法，其特征在于，调制方法如下：

将N_p个子模块采用CPS-PWM调制，N_p∈[0,N_c]，剩余N_c-N_P个子模块采用NLM调制；

当N_p=0时，N_c个子模块均采用NLM调制；

当N_p=1时，1个子模块采用CPS-PWM调制；1～N_c个子模块采用NLM调制；

当N_p=N_c时，N_c个子模块均采用CPS-PWM调制。

2.根据权利要求1所述的MMC储能系统混合调制方法，其特征在于，所述调制方法的调制电压按照以下计算式算得; 其中，M为调制比；v_s为调制电压;V_dc各级子模块直流侧电压；y为调制电压的相位，为额定基波角频率。

3.根据权利要求2所述的MMC储能系统混合调制方法，其特征在于，将子模块经NLM调制的输出电压定义为阶梯波u_step，将子模块经CPS-PWM调制的输出电压定义为PWM波u_pwm;级联变换器一相的输出电压按照以下计算式算得；

u_x=u_step+u_pwm；

其中，u_x为级联变换器一相的输出电压。

4.根据权利要求3所述的MMC储能系统混合调制方法，其特征在于，将配置为NLM调制的子模块按照均压原则进行投入和切除，再将剩余配置为CPS-PWM调制的子模块按照由N_p个子模块级联的多电平拓扑的CPS-PWM脉宽调制，可以得到N_c-N_P个子模块在NLM调制下产生u_step的输出l电平时的起始位置y _l ,u_step可以看作在特定起始位置y _l 输出l电平构成,y _l 按照以下计算式算得;。

5.根据权利要求4所述的MMC储能系统混合调制方法，其特征在于，对于N_p∈[1,N_c]个采用CPS-PWM调制的子模块，不考虑均压控制分量，N_p个子模块的调制电压v_P一致，且按照以下计算式算得：其中，为向下取整运算符，sgn为符号函数。

6.根据权利要求5所述的MMC储能系统混合调制方法，其特征在于，N_P个CPS-PWM调制的子模块输出电压综合按照以下计算式算得；其中，u_PWM为N_P个CPS-PWM调制的子模块输出电压综合。

7.根据权利要求5所述的MMC储能系统混合调制方法，其特征在于，所述调制方法的依据为：对储能系统建立稳态的数学模型。

8.根据权利要求7所述的MMC储能系统混合调制方法，其特征在于，所述数学模型包括交流侧数学模型和直流侧数学模型。

Images