CN108599609B - 一种基于三模块级联h桥的改进载波移相调制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于三模块级联H桥的改进载波移相调制方法。采样各模块直流侧电压和调制波，计算各模块对输出电压等效一次谐波的影响因子。根据影响因子确定各模块三角载波的初始移相角，从而得到各模块的两个三角载波。最后将各模块调制波与三角载波比较，生成PWM波控制逆变器。本发明可在不增加损耗的前提下有效消除三模块级联H桥逆变器总输出电压的等效一次谐波分量，改善输出电压的电能质量,降低H桥模块直流侧电压和调制波失衡对逆变器输出电能质量的不良影响。由于算法简单，控制便捷，易于推广到实际工程中。
Description
技术领域
本发明涉及一种改进载波移相调制方法，特别适合应用于三模块级联H桥光伏并网逆变器，具体涉及一种基于三模块级联H桥的改进载波移相调制方法。
背景技术
太阳能作为一种清洁能源在当下这种能源匮乏的年代已经越来越受到人们的关注，为了提高太阳能发电量、发电效率及其利用率，光伏并网逆变器的研究是其中的重中之重。级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)多电平逆变器具有模块化易拓展、效率高、可以产生高质量的并网电流等优势，并已应用于电机驱动、静止无功补偿器、有源电力滤波器等场合。由于光伏电池板正好解决了该拓扑结构需要大量直流电源的缺点，而级联H桥多电平逆变器由于其模块化的设计，每个模块的直流侧都可以接光伏板并实现独立最大功率点跟踪(Maximum Power Point Tracking，MPPT)性能，从而作为新一代的光伏并网逆变器已经成为当下的研究热门。与传统的二极管钳位型逆变器相比，级联H桥逆变器具有输出电压谐波含量小、输出滤波器体积较小、易于模块化等诸多优点，因此级联H桥逆变器在光伏并网逆变器中具有很好的应用前景。
目前级联H桥光伏并网逆变器常用的调制策略是载波移相调制策略(PSPWM，phaseshifted pulse width modulation)，该调制策略具有输出电能质量高、可以以较低的载波频率输出较高的等效开关频率、易于控制各单元输出功率以及易于实现模块化分布式控制等优点。但是当级联H桥逆变器的直流侧光伏板受环境影响呈现出不同的MPP从而引起功率不平衡时，各模块的调制波按照功率控制的分配原则也会呈现出不同的调制度，这就会使得传统的载波移相调制策略输出电压开关频率倍频化效应失效，导致输出电压的低频谐波分量无法被消除，电能质量降低。
文献"Control of a cascaded H-bridge multilevel converter for gridconnection of photovoltaic systems,"S.Kouro,B.Wu,Moya,E.Villanueva,P.Correa and J.Rodríguez,2009 35th Annual Conference of IEEE IndustrialElectronics,Porto,2009,pp.3976-3982(“级联H桥多电平并网变换器的控制”，《2009年第35届IEEE工业电子年度会议》，2009年3976-3982页，波尔图，)以功率平衡控制的方式抑制直流侧光伏板功率不平衡造成的输出电流畸变，但这种方法仅是从控制角度去解决，并未涉及调制方面，因此功率不平衡造成的输出电压载波次谐波畸变问题并未解决。
文献“A carrier-based neutral voltage modulation strategy formultilevel cascaded inverters under unbalanced dc sources,”Y.Cho,T.LaBella,J.S.Lai,and M.K.Senesky,IEEE Trans.Ind.Electron.,vol.61,DOI 10.1109/TIE.2013.2254091,no.2,pp.625–636,Feb.2014.(“应用于不平衡直流电源多电平级联逆变器的一种基于载波的中性点电压调制策略”，《IEEE学报-工业电子期刊》，数字标识码：10.1109/TIE.2013.2254091，2014年2月第61卷第二期625-636页)采用前馈调制方法来给定正确的直流侧参考电压从而消除由电压失衡导致的电压畸变。但是使用载波实现的PWM时，无法消除输出电压在两倍载波频率处的畸变。
文献“直流电压不均衡的级联H桥多电平变频器载波移相PWM调制策略的设计[J]”.蔡信健,吴振兴,孙乐,王书秀.电工技术学报，2016年31卷第一期119-127页。对级联H桥采用载波移相调制时的输出电压谐波进行了分析，通过实时调整载波移相角度消除了直流侧电压不平衡导致的输出电压低频载波次谐波。文中未考虑各模块调制波的差异，因此该方法应用到光伏并网逆变器中时将会失效。此外，采用在线查表和离线计算相结合的方式，算法复杂，计算量大。
综上，现有技术方案仍然存在如下问题：
1)未考虑到调制波失衡这一工况，调制波失衡时，输出电压的低频谐波分量无法消除。
2)算法复杂，计算量大，不易于工程实现。
3)仅从控制本身出发，未能涉及到调制方面，功率不平衡造成的低频谐波无法消除。
发明内容
本发明目的是提供一种基于三模块级联H桥的改进载波移相调制方法，本发明为解决三模块级联H桥光伏并网逆变器工作在功率不平衡的状态下时，传统载波移相调制策略无法消除逆变器输出电压的低频谐波分量，导致电能质量较差这一问题，提供一种可以在不增加功率损耗的前提下通过实时修正三角载波的移相角从而消除输出电压的等效一次谐波分量的改进载波移相调制方法。
为了实现以上目的，本发明采用的技术方案为：一种基于三模块级联H桥的改进载波移相调制方法，本调制方法所涉及的级联H桥并网逆变器的拓扑如下：逆变器包括3个H桥模块，每个H桥模块直流侧并联电容Ck和光伏电池板PVk,,k＝1、2、3，3个H桥模块级联后交流侧接滤波电感L和电网Vs，每个H桥模块包含4只开关管，分别记为开关Sk1,Sk2,Sk3,Sk4,k＝1、2、3，开关管Sk1与Sk2串联构成H桥模块的前桥臂，Sk3与Sk4串联构成H桥模块的后桥臂,每个H桥模块电容两端电压和输出电压分别记为直流侧电压Vdck,k＝1、2、3，交流侧电压Vk,k＝1、2、3，VT为逆变器总输出电压；
本调制方法包括对每个H桥模块直流侧电压Vdck,k＝1、2、3和调制波Urk,k＝1、2、3的采样，包括如下步骤：
步骤1、采样逆变器各模块调制波Urk、直流侧电压Vdck，根据下式计算第k个H桥模块对逆变器输出电压中等效一次谐波的影响因子H1k，k＝1、2、3：
步骤2、判断步骤1计算结果所属区域，并确定各H桥模块三角载波的初始相角θk，k＝1、2、3：
区域一：(H13/H11≤H12/H11+1)&&(H13/H11≥-H12/H11+1)&&(H13/H11≥H12/H11-1)，(其中&&表示与运算)
使用如下变移相角方案给定各模块三角载波初始相角θk，k＝1、2、3：
区域二：区域一以外区域，
使用如下传统移相角方案给定各模块三角载波初始相角θk，k＝1、2、3：
步骤3、根据步骤2的结果，把θk/2作为初始相角确定各H桥模块的三角载波UCK1，k＝1、2、3，将三角载波UCK1反相得到三角载波UCK2，k＝1、2、3；
步骤4、将各H桥模块载波和调制波Urk，k＝1、2、3，进行比较生成PWM波控制逆变器，具体比较方式如下：当Urk>UCK1,Sk1导通，Sk2关断，当Urk<UCK1,Sk1关断，Sk2导通；当Urk>UCK2,Sk3关断，Sk4导通，当Urk<UCK2,Sk3导通，Sk4关断。
本发明的技术效果在于：
1、从调制层面解决输出电压的低频谐波畸变，对MPPT以及功率控制并没有影响。仅是修正了功率开关器件的开关时刻，没有增加开关损耗。
2、算法简单，计算量小，容易实现。
3、在各模块直流侧电压和调制波同时失衡的工况下可有效消除逆变器输出电压的等效一次谐波分量。
本发明基于三模块级联H桥光伏并网逆变器拓扑，提供一种改进的载波移相调制方法，能够根据逆变器的工作状态实时修正载波相角从而有效消除逆变器输出电压的等效一次谐波分量。
附图说明
图1是本发明所提改进载波移相调制方法的流程示意图；
图2是本发明涉及的三模块级联H桥光伏并网逆变器的拓扑图；
图3是本发明所提改进载波移相调制方法在逆变器平衡运行时的输出电压仿真波形图；
图4是本发明所提改进载波移相调制方法在逆变器平衡运行时的三角载波移相角和总输出电压谐波频谱图；
图5是传统载波移相调制方法在逆变器不平衡运行时的输出电压仿真波形图；
图6是传统载波移相调制方法在逆变器不平衡运行时的三角载波移相角和总输出电压谐波频谱图；
图7是本发明所提改进载波移相调制方法在逆变器不平衡运行时的输出电压仿真波形图；
图8是本发明所提改进载波移相调制方法在逆变器不平衡运行时的三角载波移相角和总输出电压谐波频谱图；
图9是本发明所提改进载波移相调制方法在逆变器平衡运行时的输出电压实验波形图；
图10是本发明所提改进载波移相调制方法在逆变器平衡运行时总输出电压实验波形的谐波分析图；
图11是传统载波移相调制方法在逆变器不平衡运行时的输出电压实验波形图；
图12是传统载波移相调制方法在逆变器不平衡运行时总输出电压实验波形的谐波分析图；
图13是本发明所提改进载波移相调制方法在逆变器不平衡运行时的输出电压实验结果图；
图14是本发明所提改进载波移相调制方法在逆变器不平衡运行时总输出电压实验波形的谐波分析图。
具体实施方式
参照附图，本发明涉及的三模块级联H桥光伏并网逆变器拓扑图如图2所示：
逆变器包括三个H桥模块，在三个H桥模块中，每个H桥模块直流侧并联一个稳压电容Ck和一个光伏电池板PVk，k＝1、2、3；每个模块包含4只开关管，分别记为开关Sk1，Sk2，Sk3，Sk4，k＝1,2,3，开关管Sk1与Sk2串联构成第k个H桥模块的前桥臂，开关管Sk1与Sk2的连接点定义为第k个H桥模块的前桥臂电压输出点，Sk3与Sk4串联构成第k个H桥模块的后桥臂，开关管Sk3与Sk4的连接点定义为第k个H桥模块的后桥臂电压输出点；第一个H桥模块的前桥臂电压输出点串联滤波电感L和电网Vs并与第三个H桥模块的后桥臂电压输出点连接，第一个H桥模块的后桥臂电压输出点与第二个H桥模块的前桥臂电压输出点连接，第二个H桥模块的后桥臂电压输出点与第三个H桥模块的前桥臂电压输出点连接。每个H桥模块电容两端电压和输出电压分别记为直流侧电压Vdck,k＝1、2、3，交流侧电压Vk,k＝1、2、3，VT为逆变器总输出电压；
本调制方法包括对每个H桥模块直流侧电压Vdck,k＝1、2、3和调制波Urk,k＝1、2、3的采样，包括如下步骤：
步骤1、采样逆变器各模块调制波Urk、直流侧电压Vdck，根据下式计算第k个H桥模块对逆变器输出电压中等效一次谐波的影响因子H1k，k＝1、2、3：
步骤2、判断步骤1计算结果所属区域，并确定各H桥模块三角载波的初始相角θk，k＝1、2、3：
区域一：(H13/H11≤H12/H11+1)&&(H13/H11≥-H12/H11+1)&&(H13/H11≥H12/H11-1)，(其中&&表示与运算)
使用如下变移相角方案给定各模块三角载波初始相角θk，k＝1、2、3：
区域二：区域一以外区域，
使用如下传统移相角方案给定各模块三角载波初始相角θk，k＝1、2、3：
步骤3、根据步骤2的结果，把θk/2作为初始相角确定各H桥模块的三角载波UCK1，k＝1、2、3，将三角载波UCK1反相得到三角载波UCK2，k＝1、2、3；
步骤4、将各H桥模块载波和调制波Urk，k＝1、2、3，进行比较生成PWM波控制逆变器，具体比较方式如下：当Urk>UCK1,Sk1导通，Sk2关断，当Urk<UCK1,Sk1关断，Sk2导通；当Urk>UCK2,Sk3关断，Sk4导通，当Urk<UCK2,Sk3导通，Sk4关断。
根据本发明提出的方法在MATLAB/Simulink搭建了仿真模型，电路参数：级联模块数N＝3,直流侧电容C＝18.8mF,开关频率fpwm＝5kHz。
在MATLAB/Simulink中，编写MATLAB-Function实现本发明提出的算法，仿真分别在两种工况下进行：(1)逆变器平衡运行状态:各单元直流侧电压为36V,36V,36V,调制比为0.85,0.85,0.85。(2)逆变器不平衡运行状态:各单元的直流侧电压为30V,30V,36V,调制比为0.80,0.80,0.85。
如图3，图4为逆变器平衡运行时采用改进载波移相移调制的仿真结果：图3为输出电压波形，图4为三角载波UC11，UC21的移相角和总输出电压VT的谐波频谱。可以看出，逆变器交流侧可以正常输出七电平电压波形。三角载波的移相角和传统载波移相的移相角一致，总输出电压的谐波分量主要集中在30000Hz处，10000Hz及20000Hz处的谐波得到有效抑制。
如图5，图6和图7，图8为逆变器不平衡运行时分别采用传统载波移相调制和改进载波移相调制的仿真结果：图5，图7为输出电压波形图，图6，图8为三角载波UC11和UC21的移相角和总输出电压VT的谐波频谱。可以看出，逆变器交流侧可以正常输出七电平电压波形。对比移相角和总输出电压的谐波频谱，采用传统载波移相调制无法消除10000Hz和20000Hz处的谐波分量，而采用改进载波移相调制时，移相角随着采样时刻实时变化，虽然20000Hz处的谐波略有增加但是10000Hz处的谐波分量则可以被有效消除。
根据本发明提出的方法在一台基于EtherCAT的1.2kW的单相七电平CHB实验样机上进行实验验证，样机的监控站与主站控制器进行通信，根据控制要求和采样数据分别产生各模块单元的调制波及三角载波移相角。样机参数：额定功率P＝1.2kW,级联模块数N＝3,直流侧电容C＝18.8mF,开关频率fpwm＝5kHz。
实验在如下两种工况下进行：(1)逆变器平衡运行状态:各单元直流侧电压为36V,36V,36V,调制比为0.85,0.85,0.85。(2)逆变器不平衡运行状态:各单元的直流侧电压为30V,30V,36V,调制比为0.80,0.80,0.85。
用示波器存取实验波形后将实验数据导入到MATLAB中进行FFT分析，实验结果如图9～图14所示，图9，图11，图13为输出电压波形，图10，图12，图14为总输出电压VT的谐波频谱，图中10.00ms/div表示图中横坐标轴每一格代表10毫秒，80V/div和100V/div表示图中纵坐标轴每一格分别代表80伏特和100伏特。对比各实验结果图，可以看出，三种情况下，逆变器交流侧均可以正常输出七电平电压波形。改进载波移相调制在逆变器平衡运行时可以有效消除总输出电压VT在10000Hz和20000Hz处的谐波分量，保留了传统载波移相的倍频效应；在逆变器不平衡运行时，则可消除总输出电压VT在10000Hz处的谐波分量。
Claims (1)
1.一种基于三模块级联H桥的改进载波移相调制方法，本调制方法所涉及的级联H桥并网逆变器的拓扑如下：
逆变器包括三个H桥模块，在三个H桥模块中，每个H桥模块直流侧并联一个稳压电容Ck和一个光伏电池板PVk，k＝1、2、3；每个模块包含4只开关管，分别记为开关Sk1，Sk2，Sk3，Sk4，k＝1,2,3，开关管Sk1与Sk2串联构成第k个H桥模块的前桥臂，开关管Sk1与Sk2的连接点定义为第k个H桥模块的前桥臂电压输出点，Sk3与Sk4串联构成第k个H桥模块的后桥臂，开关管Sk3与Sk4的连接点定义为第k个H桥模块的后桥臂电压输出点；第一个H桥模块的前桥臂电压输出点串联滤波电感L和电网Vs并与第三个H桥模块的后桥臂电压输出点连接，第一个H桥模块的后桥臂电压输出点与第二个H桥模块的前桥臂电压输出点连接，第二个H桥模块的后桥臂电压输出点与第三个H桥模块的前桥臂电压输出点连接，每个H桥模块电容两端电压和输出电压分别记为直流侧电压Vdck,k＝1、2、3，交流侧电压Vk,k＝1、2、3，VT为逆变器总输出电压；
本调制方法包括对每个H桥模块直流侧电压Vdck,k＝1、2、3和调制波Urk,k＝1、2、3的采样，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1、采样逆变器各模块调制波Urk、直流侧电压Vdck，根据下式计算第k个H桥模块对逆变器输出电压中等效一次谐波的影响因子H1k，k＝1、2、3：
步骤2、判断步骤1计算结果所属区域，并确定各H桥模块三角载波的初始相角θk，k＝1、2、3：
区域一：(H13/H11≤H12/H11+1)&&(H13/H11≥-H12/H11+1)&&(H13/H11≥H12/H11-1)，其中&&表示与运算；
使用如下变移相角方案给定各模块三角载波初始相角θk，k＝1、2、3：
θ1＝0
区域二：区域一以外区域，
使用如下传统移相角方案给定各模块三角载波初始相角θk，k＝1、2、3：
θ1＝0
步骤3、根据步骤2的结果，把θk/2作为初始相角确定各H桥模块的三角载波UCK1，k＝1、2、3，将三角载波UCK1反相得到三角载波UCK2，k＝1、2、3；
步骤4、将各H桥模块载波和调制波Urk，k＝1、2、3，进行比较生成PWM波控制逆变器，具体比较方式如下：当Urk>UCK1,Sk1导通，Sk2关断，当Urk<UCK1,Sk1关断，Sk2导通；当Urk>UCK2,Sk3关断，Sk4导通，当Urk<UCK2,Sk3导通，Sk4关断；
在MATLAB/Simulink搭建了仿真模型，电路参数：级联模块数N＝3,直流侧电容C＝18.8mF,开关频率fpwm＝5kHz；
在MATLAB/Simulink中，编写MATLAB-Function实现基于三模块级联H桥的改进载波移相调制方法，仿真分别在两种工况下进行：(1)逆变器平衡运行状态:各单元直流侧电压为36V,36V,36V,调制比为0.85,0.85,0.85,(2)逆变器不平衡运行状态:各单元的直流侧电压为30V,30V,36V,调制比为0.80,0.80,0.85。
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