CN110994963B - 五电平模块化多电平换流器lcl滤波器逆变侧电感设计方法 - Google Patents

五电平模块化多电平换流器lcl滤波器逆变侧电感设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法，具体为：首先，在一个载波周期内下桥臂导通3‑4个子模块时，分别计算3个和4个子模块导通时的导通时间及此时逆变侧电感电流变化量，其次，在一个载波周期内下桥臂导通2‑3个子模块时，分别计算2个和3个子模块导通时的导通时间及此时逆变侧电感电流的变化量，接着分析并计算上述步骤所得逆变侧电感电流变化量的最大值表达式，最后对该表达式进行公式变换并取纹波系数，得到逆变侧电感最小值。本发明根据MMC多电平输出特性对LCL滤波器电感参数进行精确设计，计算方法简单，易于理解和实施。

Description

五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法
技术领域
本发明涉及五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法，属于多电平电力电子变换器技术领域。
背景技术
模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)采用子模块级联拓扑，相较于传统的两电平换流器(Two-voltage level VSC)，MMC具有输出电平数高、易于模块化设计等优点。近年来，光伏等分布式发电技术的发展，模块化多电平换流器在低压场合的应用受到了广泛关注。
MMC运用于低子模块数场合时，其输出侧谐波含量较大，这势必会降低MMC输出的电能质量。因此，如何优化低子模块数场合下模块化多电平换流器输出侧的谐波特性具有重要意义。现有技术通过增加交流侧电感量、适当提高子模块数、优化控制策略等方法，有效降低MMC输出侧谐波含量，但是上述方法会增加系统运行成本，提高系统运行的复杂程度。相比于以上谐波抑制策略，采用交流侧串接LCL型滤波器的方法能够更好地抑制电流谐波的高频分量，且所需成本更低。因此，将LCL型滤波器应用到MMC并网系统中以降低MMC输出侧电流谐波的高频分量，具有重要意义。
LCL型滤波器的频率响应特性依赖于滤波器电感及电容参数的精确设计，其中逆变侧电感参数的设计尤为重要。目前，已提出的逆变侧电感参数设计方法仅针对两电平换流器，将LCL型滤波器运用到MMC并网系统中时，还需考虑MMC的多电平输出特性对逆变侧电感参数设计的影响。因此，针对MMC运用于低压场合时输出侧谐波问题，需要提出一种新的五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感参数设计方法，以提高MMC并网系统的电能质量。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是：提供五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法，根据MMC多电平输出特性对LCL滤波器电感参数进行精确设计，计算方法简单，易于理解和实施。
本发明为解决上述技术问题采用以下技术方案：
五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法，包括如下步骤：
步骤1，对于A、B、C相中的任意一相，在一个载波周期内下桥臂有3或4个子模块导通时，分别计算4个子模块导通时间以及3个子模块导通时间；
步骤2，根据步骤1得到的4个子模块导通时间，得到4个子模块导通时逆变侧电感电流增加量表达式；根据步骤1得到的3个子模块导通时间，得到3个子模块导通时逆变侧电感电流下降量表达式；
步骤3，对于A、B、C相中的任意一相，在一个载波周期内下桥臂有2或3个子模块导通时，分别计算3个子模块导通时间以及2个子模块导通时间；
步骤4，根据步骤3得到的3个子模块导通时间，得到3个子模块导通时逆变侧电感电流增加量表达式；根据步骤3得到的2个子模块导通时间，得到2个子模块导通时逆变侧电感电流下降量表达式；
步骤5，根据4个子模块导通时逆变侧电感电流增加量表达式，求解得到4个子模块导通时逆变侧电感电流增加量最大值，根据3个子模块导通时逆变侧电感电流下降量表达式，求解得到3个子模块导通时逆变侧电感电流下降量最大值，将这两个最大值做比较，选取其中较大的一个作为3或4个子模块导通时逆变侧电感电流变化量最大值；
步骤6，根据3个子模块导通时逆变侧电感电流增加量表达式，求解得到3个子模块导通时逆变侧电感电流增加量最大值，根据2个子模块导通时逆变侧电感电流下降量表达式，求解得到2个子模块导通时逆变侧电感电流下降量最大值，将这两个最大值做比较，选取其中较大的一个作为2或3个子模块导通时逆变侧电感电流变化量最大值；
步骤7，将步骤5和步骤6得到两个最大值做比较，选取其中较大的一个作为逆变侧电感电流变化量最大值，选取纹波系数添加到逆变侧电感电流变化量最大值中，计算得到逆变侧电感最小值。
作为本发明的一种优选方案，步骤1所述4个子模块导通时间以及3个子模块导通时间，计算公式为：
T4+＝TSW(2uM/Utri-1)
T3-＝TSW(2-2uM/Utri)
其中，T4+、T3-分别表示4个子模块导通时间、3个子模块导通时间，TSW表示载波周期，uM表示调制波函数，Utri表示三角载波幅值。
作为本发明的一种优选方案，步骤2所述4个子模块导通时逆变侧电感电流增加量表达式、3个子模块导通时逆变侧电感电流下降量表达式，具体为：
Δi4+＝T4+(Udc/2-uc)/L1′
Δi3-＝T3-(uc-Udc/4)/L1′
其中，Δi4+、Δi3-分别表示4个子模块导通时逆变侧电感电流增加量、3个子模块导通时逆变侧电感电流下降量，T4+、T3-分别表示4个子模块导通时间、3个子模块导通时间，Udc表示MMC直流侧电压，uc表示LCL滤波器电容电压，L1′表示MMC经LCL滤波器并网系统逆变侧总电感。
作为本发明的一种优选方案，步骤3所述3个子模块导通时间以及2个子模块导通时间，计算公式为：
T3+＝TSW(1-2uM/Utri)
T2-＝2uMTSW/Utri
其中，T3+、T2-分别表示3个子模块导通时间、2个子模块导通时间，TSW表示载波周期，uM表示调制波函数，Utri表示三角载波幅值。
作为本发明的一种优选方案，步骤4所述4个子模块导通时逆变侧电感电流增加量表达式、3个子模块导通时逆变侧电感电流下降量表达式，具体为：
Δi3+＝T3+(Udc/4-uc)/L1′
Δi2-＝T2-(uc-0)/L1′
其中，Δi3+、Δi2-分别表示3个子模块导通时逆变侧电感电流增加量、2个子模块导通时逆变侧电感电流下降量，T3+、T2-分别表示3个子模块导通时间、2个子模块导通时间，Udc表示MMC直流侧电压，uc表示LCL滤波器电容电压，L′1表示MMC经LCL滤波器并网系统逆变侧总电感。
本发明采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
1、本发明针对MMC运用于低压场合时输出侧谐波问题，提出了五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法。通过分析MMC输出特性，得到逆变侧电感电流变化量最大值表达式，再对该表达式进行公式变换并取纹波系数，得到逆变侧电感最小值。所提方法根据MMC输出特性进行参数设计，简单明了计算方便。
2、本发明方法不改变现有多电平换流器拓扑结构，也无需增设复杂的控制环节，具有较强的移植性，易于理解和实施。
3、本发明方法有效抑制了MMC输出侧电流的高频谐波分量，提高了MMC输出的电能质量，具有较高的实用价值。
附图说明
图1(a)是本发明三相MMC系统框图。
图1(b)是三相MMC中的子模块单元图。
图2(a)是下桥臂3-4个子模块导通时逆变侧电感电流波形图。
图2(b)是下桥臂2-3个子模块导通时逆变侧电感电流波形图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。
本发明针对MMC运用于低压场合时输出侧谐波问题，提出了一种适用于五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法，本发明中MMC的拓扑采用三相六桥臂结构，如图1(a)所示，各桥臂使用4个半桥结构的子模块以及一个桥臂电感L0，如图1(b)所示，每个子模块由两个功率开关管T1、T2，两个二极管D1、D2和一个电解电容组成CSM，五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法为：通过分析MMC输出特性，得到逆变侧电感电流变化量最大值表达式，再对该表达式进行公式变换并取纹波系数λc_L，得到逆变侧电感最小值L′1_min。
如图2(a)、图2(b)所示，为五电平MMC经LCL滤波器并网系统逆变侧电感电流波形图。五电平模块化多电平换流器LCL滤波器逆变侧电感设计方法，包括：首先，在一个载波周期内下桥臂导通3-4个子模块时，分别计算3个和4个子模块导通时的导通时间及此时逆变侧电感电流变化量，其次，在一个载波周期内下桥臂导通2-3个子模块时，分别计算2个和3个子模块导通时的导通时间及此时逆变侧电感电流的变化量，接着分析并计算上述步骤所得逆变侧电感电流变化量的最大值表达式，最后对该表达式进行公式变换并取纹波系数λc_L，得到逆变侧电感最小值L′1_min。具体包括以下步骤：
(1)计算一个载波周期内下桥臂3-4个子模块导通时4个子模块导通时间与3个子模块导通时间。在MMC调制过程中实时确定所需导通的子模块个数n，实时采样子模块电容电压并对其进行排序，若此时桥臂电流为正向则导通电容电压最低的n个子模块，若此时桥臂电流为负向则导通电容电压最高的n个子模块，从而确定所需导通的子模块。设载波周期TSW、三角载波幅值Utri，设调制波函数为uM＝MUtri sinω0t，其中M为调制度、ω0为基波频率，t为时间。根据公式T4+＝TSW(2uM/Utri-1)得到一个载波周期内4个子模块导通时间，根据公式T3-＝TSW(2-2uM/Utri)得到一个载波周期内3个子模块导通时间；
(2)计算下桥臂3-4个子模块导通时逆变侧电感电流增加量与下降量。跟据(1)中导通时间，下桥臂3-4个子模块导通时，根据公式Δi4+＝T4+(Udc/2-uc)/L′1，得到4个子模块导通时逆变侧电感电流增加量，根据公式Δi3-＝T3-(uc-Udc/4)/L′1，得到3个子模块导通时逆变侧电感电流下降量,Udc表示MMC直流侧电压，uc表示LCL滤波器电容电压，L′1表示MMC经LCL滤波器并网系统逆变侧总电感，其中L′1＝L0/2+L1，L0表示MMC桥臂电感，L1表示LCL滤波器逆变侧电感；
(3)计算一个载波周期内下桥臂2-3个子模块导通时3个子模块导通时间与2个子模块导通时间。根据公式T3+＝TSW(1-2uM/Utri)得到一个载波周期内3个子模块导通时间，根据公式T2-＝2uMTSW/Utri得到一个载波周期内2个子模块导通时间；
(4)计算下桥臂2-3个子模块导通时逆变侧电感电流增加量与下降量。根据公式Δi3+＝T3+(Udc/4-uc)/L′1，得到3个子模块导通时逆变侧电感电流增加量，根据公式Δi2-＝T2-(uc-0)/L′1，得到2个子模块导通时逆变侧电感电流下降量；
(5)计算逆变侧电感电流变化量最大值表达式。分析并计算3-4个子模块导通时逆变侧电感电流变化量最大值Δimax(3,4)及2-3个子模块导通时逆变侧电感电流变化量最大值Δimax(2,3)，取其中较大的一个作为逆变侧电感电流变化量最大值；
(6)计算逆变侧电感最小值。根据步骤(5)中分析所得逆变侧电感电流变化量最大值Δimax＝TSWUdc/(16L′1)，再对该表达式进行公式变换并取纹波系数λc_L＝Δimax/I1，其中I1为额定逆变器电感电流基波有效值，从而得到逆变侧电感最小值L′1_min＝TSWUdc/(16λc_ LI1)。
本发明尤其适用于运行于低子模块数的MMC系统，所提出的方法能够有效抑制MMC输侧电流的高频谐波分量。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.模块化五电平换流器LCL滤波器的电感设计方法，适用于三相六桥臂结构的MMC拓扑，每个桥臂均由4个半桥结构的子模块和一个桥臂电感组成，所述LCL滤波器的电感是LCL滤波器中与模块化五电平换流器相连的电感，其特征在于，包括如下步骤：
步骤1，对于A、B、C相中的任意一相，在一个载波周期内下桥臂有3或4个子模块导通时，分别计算4个子模块导通时间以及3个子模块导通时间；
步骤2，根据步骤1得到的4个子模块导通时间，得到4个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量表达式；根据步骤1得到的3个子模块导通时间，得到3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量表达式；
步骤3，对于A、B、C相中的任意一相，在一个载波周期内下桥臂有2或3个子模块导通时，分别计算3个子模块导通时间以及2个子模块导通时间；
步骤4，根据步骤3得到的3个子模块导通时间，得到3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量表达式；根据步骤3得到的2个子模块导通时间，得到2个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量表达式；
步骤5，根据4个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量表达式，求解得到4个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量最大值，根据3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量表达式，求解得到3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量最大值，将这两个最大值做比较，选取其中较大的一个作为3或4个子模块导通时LCL滤波器的电感电流变化量最大值；
步骤6，根据3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量表达式，求解得到3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量最大值，根据2个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量表达式，求解得到2个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量最大值，将这两个最大值做比较，选取其中较大的一个作为2或3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流变化量最大值；
步骤7，将步骤5得到的3或4个子模块导通时LCL滤波器的电感电流变化量最大值和步骤6得到的2或3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流变化量最大值做比较，选取其中较大的一个作为LCL滤波器的电感电流变化量最大值，选取纹波系数添加到LCL滤波器的电感电流变化量最大值中，计算得到LCL滤波器的电感最小值。
2.根据权利要求1所述模块化五电平换流器LCL滤波器的电感设计方法，其特征在于，步骤1所述4个子模块导通时间以及3个子模块导通时间，计算公式为：
T4+＝TSW(2uM/Utri-1)
T3-＝TSW(2-2uM/Utri)
其中，T4+、T3-分别表示4个子模块导通时间、3个子模块导通时间，TSW表示载波周期，uM表示调制波函数，Utri表示三角载波幅值。
3.根据权利要求1所述模块化五电平换流器LCL滤波器的电感设计方法，其特征在于，步骤2所述4个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量表达式、3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量表达式，具体为：
Δi4+＝T4+(Udc/2-uc)/L′1
Δi3-＝T3-(uc-Udc/4)/L′1
其中，Δi4+、Δi3-分别表示4个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量、3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量，T4+、T3-分别表示4个子模块导通时间、3个子模块导通时间，Udc表示MMC直流侧电压，uc表示LCL滤波器电容电压，L′1表示MMC并网系统交流侧总电感。
4.根据权利要求1所述模块化五电平换流器LCL滤波器的电感设计方法，其特征在于，步骤3所述3个子模块导通时间以及2个子模块导通时间，计算公式为：
T3+＝TSW(1-2uM/Utri)
T2-＝2uMTSW/Utri
其中，T3+、T2-分别表示3个子模块导通时间、2个子模块导通时间，TSW表示载波周期，uM表示调制波函数，Utri表示三角载波幅值。
5.根据权利要求1所述模块化五电平换流器LCL滤波器的电感设计方法，其特征在于，步骤4所述3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量表达式、2个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量表达式，具体为：
Δi3+＝T3+(Udc/4-uc)/L′1
Δi2-＝T2-(uc-0)/L′1
其中，Δi3+、Δi2-分别表示3个子模块导通时LCL滤波器的电感电流增加量、2个子模块导通时LCL滤波器的电感电流下降量，T3+、T2-分别表示3个子模块导通时间、2个子模块导通时间，Udc表示MMC直流侧电压，uc表示LCL滤波器电容电压，L′1表示MMC并网系统交流侧总电感。
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