CN108768196A - 一种新型三电平npc变流器的调制及中点电位控制策略 - Google Patents

一种新型三电平npc变流器的调制及中点电位控制策略 Download PDF

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CN108768196A CN201810638207.XA CN201810638207A CN108768196A CN 108768196 A CN108768196 A CN 108768196A CN 201810638207 A CN201810638207 A CN 201810638207A CN 108768196 A CN108768196 A CN 108768196A
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李婉婷
张辉
王倩
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何俊成
范聪
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Xian University of Technology
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    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

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Abstract

本发明公开的一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，包括：步骤1，先得到各相的上调制波Uxp和下调制波Uxn；步骤2，将上调制波Uxp分解成Uxp1和Uxp2，将下调制波Uxn分解为Uxn1和Uxn2，从而得到在不同调制度m的情况下调制波的解析式；步骤3，采用模型预测控制方法，预测(k+1)时刻与(k+2)时刻的中点电压；步骤4，将(k+1)、(k+2)时刻中点电压和与参考电压Uref进行比较，然后决定是否切换调制波；随后调制波与载波进行比较后，输出最终的PWM脉冲给三电平NPC变流器。本发明的控制策略通过采用预测中点电位的未来两个时刻的值做判据，选择调制波；提供一种在全调制度、全功率因数下实现中点电位平衡、开关损耗小效率高的三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略。

Description

一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略。
背景技术
近年来，随着三电平中点钳位型(NPC)变流器在光伏并网中的广泛应用，三电平NPC变流器的技术也日趋成熟，但其固有的中点电位平衡问题仍需完善。
目前，三电平NPC变流器的调制方法主要有载波PWM法和空间矢量PWM(spacevector PWM，SVPWM)法。
空间矢量PWM(SVPWM)由于电压利用率高、矢量选择灵活，受到了广泛的欢迎，但这种方法算法复杂、计算量大。相反，基本的载波PWM却具有算法简单、易于实现的优点，然而，由于三电平NPC变流器需要控制中点电位平衡，且普遍采用零序电压注入的方法，给载波PWM带来了以下不足：
1)所需注入零序电压的准确值计算非常复杂，抵消了基本载波PWM算法简单的优点；
2)在部分调制度和功率因数下，中点电位低频波动仍然无法完全消除，不仅需要增大直流节点电容，还会增加逆变输出的低频谐波。
由于SPWM和SVPWM的不足，出现了双调制波载波PWM调制策略，这种方法在全调制度和全功率因数下消除中点电位低频波动，作用在三电平NPC变流器中，中点电位以载波频率波动，载波频率越高，中点电位波动频率越高，波动幅值越小，而且双调制波载波PWM算法简单，易于实现。
然而，双调制波载波PWM在应用中面临这样的问题：比SPWM和SVPWM的开关频率高1/3，无形中增加了开关损耗，降低效率。所以，如果能够进一步克服双调制波载波PWM在三电平NPC变流器中点平衡控制时的不足，必将促进其在三电平变流器中的应用，并进一步提高变流器的工作性能。
发明内容
本发明的目的是提供一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，解决了现有双调制波载波PWM在应用中，开关频率高、开关损耗高，效率低下的问题。
本发明所采用的技术方案是，一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，包括以下步骤：
步骤1，根据双调制波载波PWM调制方法，得到各相的上调制波Uxp和下调制波Uxn；
步骤2，将步骤1中双调制波载波PWM调制策略的上调制波Uxp分解成Uxp1和Uxp2，将步骤1中下调制波Uxn分解为Uxn1和Uxn2，从而得到在不同调制度m的情况下调制波的解析式；
步骤3，采用模型预测控制方法，预测(k+1)时刻与(k+2)时刻的中点电压；
步骤4，将步骤3的(k+1)、(k+2)时刻中点电压和与参考电压Uref进行比较，然后决定是否切换调制波；之后调制波与载波进行比较输出最终的PWM脉冲给三电平NPC变流器。
本发明的特征还在于，
步骤1具体为：
根据每个载波周期中的平均中点电流为0的原则，求解各相上调制波Uxp和下调制波Uxn，如公式(1)：
其中，参数Ux为a、b和c各相的相电压，ω为a、b和c各相相电压的角频率，Umax＝max(Ua,Ub,Uc)，Umin＝min(Ua,Ub,Uc)；
将公式(1)化简可得公式(2)，
其中，参数Uz为三相调制波中叠加的零序分量，参数k为上下调制波为载波边界值时的解。
步骤2具体为：
由步骤1公式(1)可知，每1/6个工频周期内调制的上调制波Uxp和下调制波Uxn有两个解，则在整个工频周期内调制波共有26＝64个解，其中有62组解不连续，有2组连续的解，这两组连续的解分别为公式(3)和公式(4)：
通过公式(3)和(4)可知，不同调制度m的情况下调制波的解析式如公式(5)，
其中0≤Uxp1，Uxp2≤1，-1≤Uxn1，Uxn1≤0，且Uxpimax＝-Uxnimin(i＝1,2)。
步骤3具体为：
步骤3.1，在基尔霍夫电压定律的基础上，推导出三电平NPC变流器各相ua、ub、uc的输出电压的表达式为：
其中，参数R为负载电阻，参数L为电感，参数usa、usb、usc分别为三相负载电压，参数uN为中点电压，参数ia、ib、ic分别为三相电流，
步骤3.2，假设三电平NPC变流器的一个开关周期为Ts，结合步骤3.1中公式(13)，由欧拉公式得到其线电压的离散表达式：
其中，参数i*为某时刻采样电流值，参数u*为某时刻采样电压值，参数us *为某时刻采样电网电压，
步骤3.3，由上可知，两个直流侧电容电压Uc1、Uc2在一个连续时间周期的表达式为：
其中，参数C1、C2分别为两个直流侧电容，一般情况下两个直流侧电容是完全相同即C1＝C2，参数i1、i2分别为上下两个直流侧电流，参数Uc1(0)、Uc2(0)分别为两个直流侧电容电压的初始值；
将公式(16)使用欧拉算法离散化，得到直流侧电容电压中点电压在(k+1)时刻的表达式：
其中，参数C表示电容，
步骤3.4，定义变量sxo表示x(x＝a,b,c)相的开关状态是否为O，则有：
当x相的开关状态为O时，x相电流流过直流侧电容电压的中点电流可表示为：
io＝∑sxo·ix (19)
定义占空比dxo为一个开关周期内sxo的平均值，当x相的开关状态为O时，则有：
daoia+dboib+dcoic＝0 (20)
联立公式(18)-(20)，得到直流侧电容电压中点电流的离散化表达式为：
io(k)＝dao(k)ia(k)+dbo(k)ib(k)+dco(k)ic(k) (21)
步骤3.5，将步骤3.4中公式(21)带入步骤3.3的公式(17)中，得到直流侧电容电压的离散化公式为：
由公式(22)可知中点电压为：
Uo(k+1)＝Uc1(k+1)-Uc2(k+1) (23)
步骤3.6，由公式(23)推导出(k+2)时刻三电平NPC变流器的输出线电流和中点电压的表达式：
由此可得(k+2)中点电位的表达式为：
Uo(k+2)＝Uc1(k+2)-Uc2(k+2) (26)。
步骤4具体为：
将Uo(k+1)和Uo(k+2)分别与参考电压Uref比较，用比较的结果来选择恰当的一组调制波，其比较过程如下：
首先将Uo(k+1)与Uref比较，如果Uo(k+1)≤Uref，则选择当前组调制波，不切换，否则切换为另一组调制波；
然后将Uo(k+2)与Uref比较，如果Uo(k+2)≤Uref，则选择当前组调制波，不切换，否则切换为另一组调制波；
即必须同时满足Uo(k+1)≤Uref和Uo(k+2)≤Uref时，则不切换当前组调制波，否则需切换到另外一组调制波。
本发明的有益效果是：本发明一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略通过采用预测中点电位的未来两个时刻的值做判据，选择恰当的调制波；提供一种在全调制度、全功率因数下实现中点电位平衡、开关损耗小效率高的三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，有很好的实用价值。
附图说明
图1是本发明二极管钳位型三电平变流器的原理图；
图2是本发明新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略中a相两组调制波的波形图(m＝0.5774)；
图3是本发明新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略中a相两组调制波的波形图(m＝0.6667)；
图4是本发明新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略中a相两组调制波的波形图(m＝1.1547)；
图5是本发明新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略中中点电位波形图(m＝1.1547)；
图6是本发明新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略中输出线电压波形图(m＝1.1547)。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
如图1所示，为本发明中二极管钳位型三电平变流器的原理图，包括三相交流部分(若为三电平逆变器结构，则三相交流部分为负载；若为三电平整流器、静止无功发生器等装置，则三相交流部分为交流源加三相交流平波电抗器)、三电平直流侧外接部分(若为三电平逆变器结构，则直流侧外接部分为直流电压源，该直流源可为实际电源，也可为通过交流电源整流得到的直流源；若为三电平整流器结构，则直流侧外接部分为负载；若为三电平静止无功发生器，则直流侧无外接部分)、三电平NPC变流器主电路部分、电压传感器、电流传感器、AD转换芯片和数字处理器，其中，电压传感器检测三相交流部分电压和直流侧各电容电压、电流传感器检测交流侧各相电流，电压传感器和电流传感器通过AD转换芯片与数字处理器连接，数字处理器通过相应的驱动电路控制三电平变流器中各功率器件的开关。
本发明一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，包括以下步骤：
步骤1，根据双调制波载波PWM调制方法，得到各相的上调制波Uxp和下调制波Uxn。具体为：
根据每个载波周期中的平均中点电流为0的原则，求解各相上调制波Uxp和下调制波Uxn，如公式(1)：
其中，参数Ux为a、b和c各相的相电压，ω为a、b和c各相相电压的角频率，Umax＝max(Ua,Ub,Uc)，Umin＝min(Ua,Ub,Uc)；
将公式(1)化简可得公式(2)，
其中，参数Uz为三相调制波中叠加的零序分量，参数k为上下调制波为载波边界值时的解。
步骤2，将步骤1中双调制波载波PWM调制策略的上调制波Uxp分解成Uxp1和Uxp2，将步骤1中下调制波Uxn分解为Uxn1和Uxn2，从而得到在不同调制度m的情况下调制波的解析式。具体为：
由步骤1公式(1)可知，每1/6个工频周期内调制的上调制波Uxp和下调制波Uxn有两个解，则在整个工频周期内调制波共有26＝64个解，其中有62组解不连续，有2组连续的解，这两组连续的解分别为公式(3)和公式(4)：
通过公式(3)和(4)可知，不同调制度m的情况下调制波的解析式如公式(5)，
其中0≤Uxp1，Uxp2≤1，-1≤Uxn1，Uxn1≤0，且Uxpimax＝-Uxnimin(i＝1,2)。
由于开关损耗和调制度联系密切，先推导三种调制度的边界值：
由步骤1得到Uap(ωt)的表达式且Uap(ωt)＝-Uan(ωt)，如下式，
当t∈[0,π/3)时，三相正弦调制波中Uap值最大，以a相为例说明，此时Uap≥0.5，更靠近于载波边界值1，可以将上调制波向上靠，使其达到载波边界值1。此时t＝π/6时，Uap最大，所以将此点向上靠，可保证所有点不超过最大值，带入公式(6)得：m≥1/√3＝0.5774，这是一个开关频率边界点；
若Uap≤0.5，则更靠近于载波边界值0，可以将上调制波向下靠。此时t＝0时，Uap最小，所以将此点向下靠，可保证所有点不超过最小值，带入公式(6)得：m≤2/3＝0.6667，这是另一个边界点；
同理可得另一个边界点m≤2/√3＝1.1547，到此已经得到了所有的边界点。
本发明所提出的新型调制策略的基本原则是：把DMWPWM策略的上下两个调制波分别分为两个调制波，两组调制波的选择机制：当DMWPWM策略的调制波已经等于载波边界值时，新型调制策略的调制波等于原调制波；当DMWPWM策略的调制波不等于载波边界值时，新型调制策略的调制波是在原调制波的基础上加入零序电压，使其尽量等于载波边界值(上调制波尽量等于0或者1，下调制波尽量等于0或者-1)，从而减少开关频率提高效率。
下面给出不同调制度m的情况下，调制波的解析式：
①当调制度m∈[0，0.5774]时，在双调制波载波PWM调制策略的调制波不等于载波边界值时，双调制波载波PWM调制波加入零序电压Uo＝Umax；
此时，两组调制波表达式为：
其中
其中
如图2所示，为当m＝0.5774时，a相两组调制波的波形图。
②当调制度m∈[0.5774，0.6667]时，在双调制波载波PWM调制策略的调制波不等于载波边界值时，双调制波载波PWM调制波加入零序电压Uo＝1-Umax；
此时，两组调制波表达式为：
其中
其中
如图3所示，为当m＝0.6667时，a相两组调制波的波形图。
③当调制度m∈[0.6667，1.1547]时，在双调制波载波PWM调制策略的调制波不等于载波边界值时，双调制波载波PWM调制波加入零序电压Uo＝1-Umax；
此时，两组调制波表达式为：
其中，
其中，
如图4所示，为当m＝1.1547时，a相两组调制波的波形图。
步骤3，采用模型预测控制方法，预测(k+1)时刻与(k+2)时刻的中点电压。具体为：
步骤3.1，如图1所示的三电平NPC变流器的主拓扑图可知，在基尔霍夫电压定律的基础上，推导出三电平NPC变流器各相ua、ub、uc的输出电压的表达式为：
其中，参数R为负载电阻，参数L为电感，参数usa、usb、usc分别为三相负载电压，参数uN为中点电压，参数ia、ib、ic分别为三相电流，
步骤3.2，假设三电平NPC变流器的一个开关周期为Ts，结合步骤3.1中公式(13)，由欧拉公式得到其线电压的离散表达式：
其中，参数i*为某时刻采样电流值，参数u*为某时刻采样电压值，参数us *为某时刻采样电网电压，
步骤3.3，由上可知，两个直流侧电容电压Uc1、Uc2在一个连续时间周期的表达式为：
其中，参数C1、C2分别为两个直流侧电容，一般情况下两个直流侧电容是完全相同即C1＝C2，参数i1、i2分别为上下两个直流侧电流，参数Uc1(0)、Uc2(0)分别为两个直流侧电容电压的初始值；
将公式(16)使用欧拉算法离散化，得到直流侧电容电压中点电压在(k+1)时刻的表达式：
其中，参数C表示电容，
步骤3.4，定义变量sxo表示x(x＝a,b,c)相的开关状态是否为O，则有：
当x相的开关状态为O时，x相电流流过直流侧电容电压的中点电流可表示为：
io＝∑sxo·ix (19)
定义占空比dxo为一个开关周期内sxo的平均值，当x相的开关状态为O时，则有：
daoia+dboib+dcoic＝0 (20)
联立公式(18)-(20)，得到直流侧电容电压中点电流的离散化表达式为：
io(k)＝dao(k)ia(k)+dbo(k)ib(k)+dco(k)ic(k) (21)
步骤3.5，将步骤3.4中公式(21)带入步骤3.3的公式(17)中，得到直流侧电容电压的离散化公式为：
由公式(22)可知中点电压为：
Uo(k+1)＝Uc1(k+1)-Uc2(k+1) (23)
步骤3.6，由公式(23)推导出(k+2)时刻三电平NPC变流器的输出线电流和中点电压的表达式：
由此可得(k+2)中点电位的表达式为：
Uo(k+2)＝Uc1(k+2)-Uc2(k+2) (26)
如图5所示，为当m＝1.1547时中点电位波形图；如图6所示，为当m＝1.1547时，输出线电压波形图。
步骤4，将步骤3的(k+1)、(k+2)时刻中点电压和与参考电压Uref进行比较，然后决定是否切换调制波；之后调制波与载波进行比较，生成脉冲信号，然后将生成的最终的PWM脉冲给三电平NPC变流器。具体为：
将Uo(k+1)和Uo(k+2)分别与参考电压Uref比较，用比较的结果来选择恰当的一组调制波，其比较过程如下：
首先将Uo(k+1)与Uref比较，如果Uo(k+1)≤Uref，则选择当前组调制波，不切换，否则切换为另一组调制波；
然后将Uo(k+2)与Uref比较，如果Uo(k+2)≤Uref，则选择当前组调制波，不切换，否则切换为另一组调制波；
即必须同时满足Uo(k+1)≤Uref和Uo(k+2)≤Uref时，则不切换当前组调制波，否则需切换到另外一组调制波。
本发明控制策略通过采用预测中点电位的未来两个时刻的值做判据，选择恰当的调制波；提供一种在全调制度、全功率因数下实现中点电位平衡、开关损耗小效率高的三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，有很好的实用价值。

Claims (5)

1.一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，根据双调制波载波PWM调制方法，得到各相的上调制波Uxp和下调制波Uxn；
步骤2，将步骤1中双调制波载波PWM调制策略的上调制波Uxp分解成Uxp1和Uxp2，将步骤1中下调制波Uxn分解为Uxn1和Uxn2，从而得到在不同调制度m的情况下调制波的解析式；
步骤3，采用模型预测控制方法，预测(k+1)时刻与(k+2)时刻的中点电压；
步骤4，将步骤3的(k+1)、(k+2)时刻中点电压和与参考电压Uref进行比较，然后决定是否切换调制波；之后调制波与载波进行比较输出最终的PWM脉冲给三电平NPC变流器。
2.根据权利要求1所述的一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，其特征在于，所述步骤1具体为：
根据每个载波周期中的平均中点电流为0的原则，求解各相上调制波Uxp和下调制波Uxn，如公式(1)：
其中，参数Ux为a、b和c各相的相电压，ω为a、b和c各相相电压的角频率，Umax＝max(Ua,Ub,Uc)，Umin＝min(Ua,Ub,Uc)；
将公式(1)化简可得公式(2)，
其中，参数Uz为三相调制波中叠加的零序分量，参数k为上下调制波为载波边界值时的解。
3.根据权利要求2所述的一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，其特征在于，所述步骤2具体为：
由步骤1公式(1)可知，每1/6个工频周期内调制的上调制波Uxp和下调制波Uxn有两个解，则在整个工频周期内调制波共有26＝64个解，其中有62组解不连续，有2组连续的解，这两组连续的解分别为公式(3)和公式(4)：
通过公式(3)和(4)可知，不同调制度m的情况下调制波的解析式如公式(5)，
其中0≤Uxp1，Uxp2≤1，-1≤Uxn1，Uxn1≤0，且Uxpimax＝-Uxnimin(i＝1,2)。
4.根据权利要求3所述的一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，其特征在于，所述步骤3具体为：
步骤3.1，在基尔霍夫电压定律的基础上，推导出三电平NPC变流器各相ua、ub、uc的输出电压的表达式为：
其中，参数R为负载电阻，参数L为电感，参数usa、usb、usc分别为三相负载电压，参数uN为中点电压，参数ia、ib、ic分别为三相电流，
步骤3.2，假设三电平NPC变流器的一个开关周期为Ts，结合步骤3.1中公式(13)，由欧拉公式得到其线电压的离散表达式：
其中，参数i*为某时刻采样电流值，参数u*为某时刻采样电压值，参数us *为某时刻采样电网电压，
步骤3.3，由上可知，两个直流侧电容电压Uc1、Uc2在一个连续时间周期的表达式为：
其中，参数C1、C2分别为两个直流侧电容，一般情况下两个直流侧电容是完全相同即C1＝C2，参数i1、i2分别为上下两个直流侧电流，参数Uc1(0)、Uc2(0)分别为两个直流侧电容电压的初始值；
将公式(16)使用欧拉算法离散化，得到直流侧电容电压中点电压在(k+1)时刻的表达式：
其中，参数C表示电容，
步骤3.4，定义变量sxo表示x(x＝a,b,c)相的开关状态是否为O，则有：
当x相的开关状态为O时，x相电流流过直流侧电容电压的中点电流可表示为：
io＝∑sxo·ix (19)
定义占空比dxo为一个开关周期内sxo的平均值，当x相的开关状态为O时，则有：
daoia+dboib+dcoic＝0 (20)
联立公式(18)-(20)，得到直流侧电容电压中点电流的离散化表达式为：
io(k)＝dao(k)ia(k)+dbo(k)ib(k)+dco(k)ic(k) (21)
步骤3.5，将步骤3.4中公式(21)带入步骤3.3的公式(17)中，得到直流侧电容电压的离散化公式为：
由公式(22)可知中点电压为：
Uo(k+1)＝Uc1(k+1)-Uc2(k+1) (23)
步骤3.6，由公式(23)推导出(k+2)时刻三电平NPC变流器的输出线电流和中点电压的表达式：
由此可得(k+2)中点电位的表达式为：
Uo(k+2)＝Uc1(k+2)-Uc2(k+2) (26)。
5.根据权利要求4所述的一种新型三电平NPC变流器的调制及中点电位控制策略，其特征在于，所述步骤4具体为：
将Uo(k+1)和Uo(k+2)分别与参考电压Uref比较，用比较的结果来选择恰当的一组调制波，其比较过程如下：
首先将Uo(k+1)与Uref比较，如果Uo(k+1)≤Uref，则选择当前组调制波，不切换，否则切换为另一组调制波；
然后将Uo(k+2)与Uref比较，如果Uo(k+2)≤Uref，则选择当前组调制波，不切换，否则切换为另一组调制波；
即必须同时满足Uo(k+1)≤Uref和Uo(k+2)≤Uref时，则不切换当前组调制波，否则需切换到另外一组调制波。
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