CN114759818A - 一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件 - Google Patents

一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件 Download PDF

Info

Publication number
CN114759818A
CN114759818A CN202210467080.6A CN202210467080A CN114759818A CN 114759818 A CN114759818 A CN 114759818A CN 202210467080 A CN202210467080 A CN 202210467080A CN 114759818 A CN114759818 A CN 114759818A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
voltage value
wave
modulation
pulse width
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210467080.6A
Other languages
English (en)
Inventor
高瞻
周志达
耿程飞
宋茂林
吴轩钦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Invt Electric Co Ltd
Original Assignee
Shenzhen Invt Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Invt Electric Co Ltd filed Critical Shenzhen Invt Electric Co Ltd
Priority to CN202210467080.6A priority Critical patent/CN114759818A/zh
Publication of CN114759818A publication Critical patent/CN114759818A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本申请公开了一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件，涉及载波脉宽调制领域，应用于三电平变流器，该方法包括：对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序；根据最大电压值、中间电压值和最小电压值，确定相应相的双调制波参数；根据每相的双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；比较每相的上调制波、下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号。该调制方法输出的驱动信号，能够保证低调制度区域的相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间，从而有效消除窄脉冲、准确输出目标电压，并具有降低电流谐波畸变、提高三电平变流器的中点电压自平衡的效果。此外，本申请只需要幅值计算，具备计算简单、易于实现的优点。

Description

一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件
技术领域
本发明涉及载波脉宽调制领域，特别涉及一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件。
背景技术
由于功率器件电压应力低、输出电能质量好、结构和控制相对简单等优点，三电平中点钳位(Neutral Point Clamped,NPC)变流器，简称三电平变流器，在电网无功补偿、轨道交通、风力发电、冶金采矿等领域得到了广泛应用。图1为三电平变流器的主电路拓扑。
三电平变流器的控制核心是控制各功率器件的开关状态，当各功率器件依据设定的驱动信号开关时，可使得三电平变流器输出设定的电压矢量，进而准确输出目标电压，而当各功率器件未正常驱动时，会导致三电平变流器输出电压畸变，甚至会导致变流器运行不可控。
文献《一种考虑死区与最小脉宽限制的IPWM算法》(黄招彬[J].电工技术学报,2014,29(12):11-18.)指出，为正确驱动功率器件，三电平变流器输出相电压的各脉冲宽度必须大于功率器件的最小开关时间。因此相电压的脉冲宽度和器件的最小开关时间是决定功率器件能否正确驱动的关键因素。
针对相电压脉冲宽度，文献《大功率三电平变流器优化载波脉宽调制及容错技术研究》(高瞻[D].北京:中国科学院大学,2021)指出，在低调制度区域，传统载波脉宽调制方法和空间矢量调制方法作用下的相电压脉冲宽度与调制度成反比。故调制度越低，相电压越易出现持续时间较短的窄脉冲。此外，文献《A novel multilevel carrier-based PWM-control method for GTO inverter in low index modulation region》(L.Ben-Brahim[J].IEEE Transactions on Industry Applications,2006,42(1):121-127.)指出，调制度越低，由窄脉冲产生的电压幅值畸变不良效应也越显著。
针对器件的最小开关时间，文献《大功率三电平变流器脉宽调制及磁场定向控制的研究》(殷正刚[D].北京:中国科学院大学,2012)指出，相比小功率器件，为充分释放缓冲电路的电容能量，大功率器件的最小开关时间更长。
综合以上两方面因素，为正确驱动大功率器件，大功率三电平变流器在低调制度区域的脉宽调制方法应可保证相电压的脉冲宽度。但在低调制度区域，现有的载波脉宽调制方法和空间矢量调制方法的相电压脉冲宽度均较窄，无法达到相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间的效果，从而造成输出电压幅值畸变和电流谐波性能下降。
因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是目前本领域技术人员需要解决的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件，以保证大功率三电平变流器在低调制度区域的相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间。其具体方案如下：
一种十三段式载波脉宽调制方法，应用于三电平变流器，包括：
对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值；
根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数；
根据每相的所述双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；
比较每相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件。
优选的，所述根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数的过程，包括：
根据第一公式，确定所述最大电压值的对应相的双调制波参数；
根据第二公式，确定所述中间电压值的对应相的双调制波参数；
根据第三公式，确定所述最小电压值的对应相的双调制波参数；
所述双调制波参数包括第一参数和第二参数，所述第一公式为：
Figure BDA0003624770170000031
所述第二公式为：
Figure BDA0003624770170000032
所述第三公式为：
Figure BDA0003624770170000033
其中，Vmax、Vmid和Vmin分别为所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，Pmax和Nmax为所述最大电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数，Pmid和Nmid为所述中间电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数，Pmin和Nmin为所述最小电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数。
优选的，根据任一相所述双调制波参数，确定该相的上调制波和下调制波的过程，包括：
根据任一相的所述双调制波参数，确定该相的上调制波的幅值为所述第一参数，确定该相的下调制波的幅值为所述第二参数与一个电压基准值的和。
优选的，每相的功率器件包括该相桥臂上从上到下排列的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，比较任一相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件的过程，包括：
若当前三角载波小于该相的所述上调制波，令该相的所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号为1，令该相的所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号为0；
若当前三角载波大于该相的所述下调制波，令该相的所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号为0，令该相的所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号为1；
当当前三角载波介于该相的所述上调制波和所述下调制波之间，令该相的所述第二开关管和所述第三开关管的驱动信号为1，令该相的所述第一开关管和所述第四开关管的驱动信号为0。
优选的，所述对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值之前，还包括：
判断当前运行工况是否为低调制度工况；
若是，执行所述对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值的动作。
优选的，所述判断当前运行工况是否为低调制度工况的过程包括：
根据当前运行工况计算当前调制度；
判断当前调制度是否低于预设调制度，若是，则判定当前运行工况为低调制度工况。
优选的，所述判断当前运行工况是否为低调制度工况的过程包括：
判断当前运行工况是否满足低调制度工况条件；
所述低调制度工况条件包括：当前输出线电压基波幅值为上升趋势且小于当前直流侧电压值的第一预设百分比，或当前输出线电压基波幅值为下降趋势且小于当前直流侧电压值的第二预设百分比。
相应的，本申请还公开了一种十三段式载波脉宽调制系统，应用于三电平变流器，包括：
排序模块，用于对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值；
第一确定模块，用于根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数；
第二确定模块，用于根据每相的所述双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；
驱动信号模块，用于比较每相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件。
相应的，本申请还公开了一种十三段式载波脉宽调制装置，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现如上文任一项所述十三段式载波脉宽调制方法的步骤。
相应的，本申请还公开了一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如上文任一项所述十三段式载波脉宽调制方法的步骤。
本申请公开了一种十三段式载波脉宽调制方法，应用于三电平变流器，包括：对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值；根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数；根据每相的所述双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；比较每相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件。该调制方法输出的驱动信号，能够保证大功率三电平变流器在低调制度区域的相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间，从而可以有效消除窄脉冲、准确输出目标电压，并具有降低电流谐波畸变、提高三电平变流器的中点电压自平衡的效果。此外，本申请仅通过幅值计算便可得到各功率器件的驱动信号，具备计算简单、易于实现的优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为一种典型三电平变流器结构分布图；
图2为本发明实施例中一种十三段式载波脉宽调制方法的步骤流程图；
图3a和图3b为传统空间矢量脉宽调制的仿真结果图；
图4a和图4b为本实施例中一种十三段式载波脉宽调制方法的仿真结果图；
图5为空间矢量脉宽调制和本实施例的输出线电压基波幅值的对比图；
图6a和图6b为空间矢量脉宽调制和本实施例的输出电能质量的对比图；
图7a和图7b为空间矢量脉宽调制和本实施例的终点电压波动的对比图；
图8a和图8b为本实施例一种十三段式载波脉宽调制方法的驱动示意图；
图9为本发明实施例一种十三段式载波脉宽调制系统的结构分布图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
综合以上两方面因素，为正确驱动大功率器件，大功率三电平变流器在低调制度区域的脉宽调制方法应可保证相电压的脉冲宽度。但在低调制度区域，现有的载波脉宽调制方法和空间矢量调制方法的相电压脉冲宽度均较窄，无法达到相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间的效果，从而造成输出电压幅值畸变和电流谐波性能下降。
本申请输出的驱动信号，能够保证大功率三电平变流器在低调制度区域的相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间，从而可以有效消除窄脉冲、准确输出目标电压，并具有降低电流谐波畸变、提高三电平变流器的中点电压自平衡的效果。此外，本申请仅通过幅值计算便可得到各功率器件的驱动信号，具备计算简单、易于实现的优点。
本发明实施例公开了一种十三段式载波脉宽调制方法，应用于三电平变流器，参见图2所示，该方法包括：
S1：对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值；
具体的，三相正弦波指三电平变流器输出端的三相三相正弦波，三相正弦波的三个瞬时电压值为VA、VB和VC，最大电压值、中间电压值、最小电压值分别为Vmax、Vmid和Vmin，判断结果有以下几种情况：
当VA＞VB＞VC，Vmax＝VA，Vmid＝VB，Vmin＝VC；
当VA＞VC＞VB，Vmax＝VA，Vmid＝VC，Vmin＝VB；
当VB＞VA＞VC，Vmax＝VB，Vmid＝VA，Vmin＝VC；
当VB＞VC＞VA，Vmax＝VB，Vmid＝VC，Vmin＝VA；
当VC＞VA＞VB，Vmax＝VC，Vmid＝VA，Vmin＝VB；
当VC＞VB＞VA，Vmax＝VC，Vmid＝VB，Vmin＝VA。
S2：根据最大电压值、中间电压值和最小电压值，确定相应相的双调制波参数；
具体的，步骤S2根据最大电压值、中间电压值和最小电压值，确定相应相的双调制波参数的过程，包括：
根据第一公式，确定最大电压值的对应相的双调制波参数；
根据第二公式，确定中间电压值的对应相的双调制波参数；
根据第三公式，确定最小电压值的对应相的双调制波参数；
双调制波参数包括第一参数和第二参数，第一公式为：
Figure BDA0003624770170000071
第二公式为：
Figure BDA0003624770170000072
第三公式为：
Figure BDA0003624770170000073
其中，Vmax、Vmid和Vmin分别为最大电压值、中间电压值和最小电压值，Pmax和Nmax为最大电压值的对应相的第一参数和第二参数，Pmid和Nmid为中间电压值的对应相的第一参数和第二参数，Pmin和Nmin为最小电压值的对应相的第一参数和第二参数。
可以理解的是，此处所谓相应相的双调制波参数，指的是三相中某一相的双调制波参数，例如以为例，VA＞VB＞VC为例，Vmax＝VA，Vmid＝VB，Vmin＝VC，此时PA＝Pmax，NA＝Nmax，PB＝Pmid，NB＝Nmid，PC＝Pmin，NC＝Nmin，其他情况以此类推即可。
S3：根据每相的双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；
具体的，步骤S3时根据任一相双调制波参数，确定该相的上调制波和下调制波的过程，包括：
根据任一相的双调制波参数，确定该相的上调制波的幅值为第一参数，确定该相的下调制波的幅值为第二参数与一个电压基准值的和。
可以理解的是，本实施例中所有的计算均可以标幺值计算，此处一个电压基准值即为1，下调制波的幅值即为第二参数+1。
S4：比较每相的上调制波、下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件。
进一步的，如图1所示的三电平变流器，每相的功率器件包括该相桥臂上从上到下排列的第一开关管Px1、第二开关管Px2、第三开关管Px3和第四开关管Px4，其中x＝a/b/c，比较任一相的上调制波、下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件的过程，包括：
若当前三角载波小于该相的上调制波，令该相的第一开关管和第二开关管的驱动信号为1，令该相的第三开关管和第四开关管的驱动信号为0；
若当前三角载波大于该相的下调制波，令该相的第一开关管和第二开关管的驱动信号为0，令该相的第三开关管和第四开关管的驱动信号为1；
当当前三角载波介于该相的上调制波和下调制波之间，令该相的第二开关管和第三开关管的驱动信号为1，令该相的第一开关管和第四开关管的驱动信号为0。
可以理解的是，本实施例中驱动信号体现为十三段，因此本方法以十三段式载波脉宽调制方法为名。
本申请公开了一种十三段式载波脉宽调制方法，应用于三电平变流器，包括：对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值；根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数；根据每相的所述双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；比较每相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件。该调制方法输出的驱动信号，能够保证大功率三电平变流器在低调制度区域的相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间，从而可以有效消除窄脉冲、准确输出目标电压，并具有降低电流谐波畸变、提高三电平变流器的中点电压自平衡的效果。此外，本申请仅通过幅值计算便可得到各功率器件的驱动信号，具备计算简单、易于实现的优点。
进一步的，本申请实施例中的载波脉宽调制方法，一般应用于低调制度工况下来解决，对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值之前，还包括：
判断当前运行工况是否为低调制度工况；
若是，执行对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值的动作。
具体的，判断当前运行工况是否为低调制度工况的过程包括：
根据当前运行工况计算当前调制度；
判断当前调制度是否低于预设调制度，若是，则判定当前运行工况为低调制度工况。
或者，判断当前运行工况是否为低调制度工况的过程包括：
判断当前运行工况是否满足低调制度工况条件；
低调制度工况条件包括：当前输出线电压基波幅值为上升趋势且小于当前直流侧电压值的第一预设百分比，或当前输出线电压基波幅值为下降趋势且小于当前直流侧电压值的第二预设百分比。
可以理解的是，此处提到的预设调制度、第一预设百分比、第二预设百分比均根据实际工况设置，其中预设调制度可选为0.5，第一预设百分比可选为33％，第二预设百分比可选为25％，也可选择其他数值对以上参量进行配置。
本发明实施例公开了一种具体的十三段式载波脉宽调制方法，相对于上一实施例，本实施例对技术方案作了进一步的说明和优化。具体的：
本实施例借助PSIM软件搭建三电平变流器模型，利用仿真验证本实施例的一种十三段式载波脉宽调制方法的有效性。仿真条件包括：仿真步长设置2us，直流侧电压540V，三角载波频率2000Hz，采样频率4000Hz，功率器件最小开关时间20us。
参见图3a、图3b所示，传统空间矢量脉宽调制在低调制度区域的仿真结果如下：图3a为调制度0.04、基波频率2Hz、空间矢量脉宽调制作用下的相电压和线电压，图3b为调制度0.1、基波频率5Hz、空间矢量脉宽调制作用下的相电压和线电压。已知输出电机的启动和低速状态是三电平变流器在低调制度区域的典型运行工况，调制度0.04、基波频率2Hz对应输出电机处于启动状态，如图3a，此时空间矢量脉宽调制作用下的相电压存在持续时间仅为3.5us的脉冲，调制度0.1、基波频率5Hz对应输出电机处于低速状态，如图3b，此时空间矢量脉宽调制作用下的相电压存在持续时间仅为12us的脉冲。当功率器件最小开关时间为20us时，持续时间小于20us的驱动信号无法正确控制功率器件的开关状态。而在低调制度区域，存在空间矢量脉宽调制作用下的相电压存在脉冲宽度不满足器件最小开关时间的情况，从而对三电平变流器的精确控制和安全运行产生不良影响。
参见图4a、图4b所示，本申请方法在低调制度区域的仿真结果如下：图4a为调制度0.04，基波频率2Hz，本申请方法作用下的相电压和线电压，图4b为调制度0.1，基波频率5Hz，本申请方法作用下的相电压和线电压。分析图4a和图4b，在输出电机的启动和低速状态，本申请方法作用下的相电压各脉冲持续时间均在160us以上，可保证驱动信号能够正确控制各功率器件的开关状态。对比图3a、图3b和图4a、图4b，相比传统空间矢量脉宽调制方法，本申请方法可在低调制度区域有效消除窄脉冲，其提高了三电平变流器的控制性能，保证了器件的安全运行。
参见图5所示，当仿真环境中基波频率10Hz，调制度由0.02逐渐增加至0.3，传统空间矢量脉宽调制和本申请方法的输出线电压基波幅值对比可见，在调制度低于0.1的区域，由于存在持续时间小于器件最小开关时间的窄脉冲，传统空间矢量脉宽调制作用下的各功率器件无法按照预先设计的时序开通和关断，造成输出线电压基波幅值畸变。而本申请方法可在低调制度区域正确驱动各功率器件，在其作用下的输出线电压基波幅值和理论值基本吻合。因此，本申请方法可以更准确地输出目标电压。
参见图6a、图6b所示，当仿真环境中基波频率10Hz，调制度由0.02逐渐增加至0.3，空间矢量脉宽调制和本申请方法的输出电能质量对比如下：其中图6a为空间矢量脉宽调制和本申请方法的线电压WTHD(Weighted TotalHarmonic Distortion，加权总谐波畸变)对比，图6b为空间矢量脉宽调制和本申请方法的电流THD(Total Harmonic Distortion，总谐波畸变)对比。由图6a和图6b知，在调制度低于0.3的区域，相比传统空间矢量脉宽调制，在本申请方法作用下，三电平变流器具备更低的线电压WTHD和更低的电流THD。因此，本申请方法可有效降低电流谐波畸变、提高输出电能质量。
参见图7a、图7b所示，当仿真环境中基波频率10Hz，调制度0.2，空间矢量脉宽调制和本申请方法的中点电压波动对比如下：其中图7a为空间矢量脉宽调制作用下的相电压和中点电压波动，图7b为本申请方法作用下的相电压和中点电压波动。图7a表明，当使用空间矢量脉宽调制时，三电平变流器的中点电压波动频率为基波频率的三倍；图7b则表明，在本申请方法作用下，三电平变流器的中点电压波动频率等于载波频率。由于载波频率远高于基波频率，比使用空间矢量脉宽调制时，本申请方法的中点电压波动频率更高，从而可以更迅速的调节中点电压平衡。此外，对比图7a和图7b，在相同调制度和基波频率下，相比传统空间矢量脉宽调制，本申请方法作用下的中点电压波动幅值更低。本申请方法同时具备更高的中点电压波动频率和更低的中点电压波动幅值，故本申请方法显著提高了三电平变流器的中点电压自平衡能力。
参见图8a、图8b所示，其中图8a为调制度0.04，基波频率2Hz，利用本申请方法得到的双调制波、三角载波和三相输出相电压，图8b为调制度0.1，基波频率5Hz，利用本申请方法得到的双调制波、三角载波和三相输出相电压，由于图像分辨率限制，图8a中ABC三相的双调制波幅值接近、线条重合，图8b中AC两相的双调制波数值接近、线条重合，可以理解的是，在实际运算中双调制波幅值并非完全相同。由图8a和图8b知，本申请方法直接依据双调制波与三角载波的比较结果得到三相功率器件的开关信号。由于双调制波的计算只涉及到幅值大小比较和三相正弦波加减计算，故本申请方法还具备计算简单、实现方便的优点。
如图3a到图8b所示，仿真对比的结果验证了本申请一种三电平变流器十三段式载波脉宽调制方法的有效性。相比传统空间矢量脉宽调制，本申请方法可保证三电平变流器在低调制度区域的相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间，从而可以有效消除窄脉冲、准确输出目标电压，并具有降低电流谐波畸变、提高三电平变流器的中点电压自平衡能力的效果。此外，本申请方法仅通过幅值大小比较和三相正弦波加减计算便可得到各功率器件的驱动信号，其还具备计算简单、易于实现的优点。
相应的，本申请还公开了一种十三段式载波脉宽调制系统，应用于三电平变流器，参见图9所示，该系统包括：
排序模块1，用于对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值；
第一确定模块2，用于根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数；
第二确定模块3，用于根据每相的所述双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；
驱动信号模块4，用于比较每相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件。
本申请实施例输出的驱动信号，能够保证大功率三电平变流器在低调制度区域的相电压脉冲宽度均大于器件的最小开关时间，从而可以有效消除窄脉冲、准确输出目标电压，并具有降低电流谐波畸变、提高三电平变流器的中点电压自平衡的效果。此外，本申请仅通过幅值计算便可得到各功率器件的驱动信号，具备计算简单、易于实现的优点。
在一些具体的实施例中，第一确定模块2根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数的过程，包括：
根据第一公式，确定所述最大电压值的对应相的双调制波参数；
根据第二公式，确定所述中间电压值的对应相的双调制波参数；
根据第三公式，确定所述最小电压值的对应相的双调制波参数；
所述双调制波参数包括第一参数和第二参数，所述第一公式为：
Figure BDA0003624770170000121
所述第二公式为：
Figure BDA0003624770170000122
所述第三公式为：
Figure BDA0003624770170000123
其中，Vmax、Vmid和Vmin分别为所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，Pmax和Nmax为所述最大电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数，Pmid和Nmid为所述中间电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数，Pmin和Nmin为所述最小电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数。
在一些具体的实施例中，第二确定模块3根据任一相所述双调制波参数，确定该相的上调制波和下调制波的过程，包括：
根据任一相的所述双调制波参数，确定该相的上调制波的幅值为所述第一参数，确定该相的下调制波的幅值为所述第二参数与一个电压基准值的和。
在一些具体的实施例中，每相的功率器件包括该相桥臂上从上到下排列的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，驱动信号模块4比较任一相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件的过程，包括：
若当前三角载波小于该相的所述上调制波，令该相的所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号为1，令该相的所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号为0；
若当前三角载波大于该相的所述下调制波，令该相的所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号为0，令该相的所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号为1；
当当前三角载波介于该相的所述上调制波和所述下调制波之间，令该相的所述第二开关管和所述第三开关管的驱动信号为1，令该相的所述第一开关管和所述第四开关管的驱动信号为0。
在一些具体的实施例中，排序模块1在对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值之前，还用于：
判断当前运行工况是否为低调制度工况；
若是，执行所述对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值的动作。
在一些具体的实施例中，排序模块1判断当前运行工况是否为低调制度工况的过程包括：
根据当前运行工况计算当前调制度；
判断当前调制度是否低于预设调制度，若是，则判定当前运行工况为低调制度工况。
在一些具体的实施例中，排序模块1判断当前运行工况是否为低调制度工况的过程包括：
判断当前运行工况是否满足低调制度工况条件；
所述低调制度工况条件包括：当前输出线电压基波幅值为上升趋势且小于当前直流侧电压值的第一预设百分比，或当前输出线电压基波幅值为下降趋势且小于当前直流侧电压值的第二预设百分比。
相应的，本申请还公开了一种十三段式载波脉宽调制装置，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现如上文任一项所述十三段式载波脉宽调制方法的步骤。
相应的，本申请还公开了一种可读存储介质，所述可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如上文任一项所述十三段式载波脉宽调制方法的步骤。
其中，具体有关十三段式载波脉宽调制方法的细节内容，可以参照上文实施例中的相关描述，此处不再赘述。
其中，本实施例中十三段式载波脉宽调制装置及可读存储介质具有与上文实施例中十三段式载波脉宽调制方法相同的技术效果，此处不再赘述。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上对本发明所提供的一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种十三段式载波脉宽调制方法，其特征在于，应用于三电平变流器，包括：
对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值；
根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数；
根据每相的所述双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；
比较每相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件。
2.根据权利要求1所述十三段式载波脉宽调制方法，其特征在于，所述根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数的过程，包括：
根据第一公式，确定所述最大电压值的对应相的双调制波参数；
根据第二公式，确定所述中间电压值的对应相的双调制波参数；
根据第三公式，确定所述最小电压值的对应相的双调制波参数；
所述双调制波参数包括第一参数和第二参数，所述第一公式为：
Figure FDA0003624770160000011
所述第二公式为：
Figure FDA0003624770160000012
所述第三公式为：
Figure FDA0003624770160000013
其中，Vmax、Vmid和Vmin分别为所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，Pmax和Nmax为所述最大电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数，Pmid和Nmid为所述中间电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数，Pmin和Nmin为所述最小电压值的对应相的所述第一参数和所述第二参数。
3.根据权利要求2所述十三段式载波脉宽调制方法，其特征在于，根据任一相所述双调制波参数，确定该相的上调制波和下调制波的过程，包括：
根据任一相的所述双调制波参数，确定该相的上调制波的幅值为所述第一参数，确定该相的下调制波的幅值为所述第二参数与一个电压基准值的和。
4.根据权利要求3所述十三段式载波脉宽调制方法，其特征在于，每相的功率器件包括该相桥臂上从上到下排列的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，比较任一相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件的过程，包括：
若当前三角载波小于该相的所述上调制波，令该相的所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号为1，令该相的所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号为0；
若当前三角载波大于该相的所述下调制波，令该相的所述第一开关管和所述第二开关管的驱动信号为0，令该相的所述第三开关管和所述第四开关管的驱动信号为1；
当当前三角载波介于该相的所述上调制波和所述下调制波之间，令该相的所述第二开关管和所述第三开关管的驱动信号为1，令该相的所述第一开关管和所述第四开关管的驱动信号为0。
5.根据权利要求1至4任一项所述十三段式载波脉宽调制方法，其特征在于，所述对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值之前，还包括：
判断当前运行工况是否为低调制度工况；
若是，执行所述对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值的动作。
6.根据权利要求5所述十三段式载波脉宽调制方法，其特征在于，所述判断当前运行工况是否为低调制度工况的过程包括：
根据当前运行工况计算当前调制度；
判断当前调制度是否低于预设调制度，若是，则判定当前运行工况为低调制度工况。
7.根据权利要求5所述十三段式载波脉宽调制方法，其特征在于，所述判断当前运行工况是否为低调制度工况的过程包括：
判断当前运行工况是否满足低调制度工况条件；
所述低调制度工况条件包括：当前输出线电压基波幅值为上升趋势且小于当前直流侧电压值的第一预设百分比，或当前输出线电压基波幅值为下降趋势且小于当前直流侧电压值的第二预设百分比。
8.一种十三段式载波脉宽调制系统，其特征在于，应用于三电平变流器，包括：
排序模块，用于对三相正弦波的三个瞬时电压值进行大小排序，确定为最大电压值、中间电压值和最小电压值；
第一确定模块，用于根据所述最大电压值、所述中间电压值和所述最小电压值，确定相应相的双调制波参数；
第二确定模块，用于根据每相的所述双调制波参数，确定对应相的上调制波和下调制波；
驱动信号模块，用于比较每相的所述上调制波、所述下调制波和三角载波，生成对应相的驱动信号，以驱动对应相的功率器件。
9.一种十三段式载波脉宽调制装置，其特征在于，包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序时实现如权利要求1至7任一项所述十三段式载波脉宽调制方法的步骤。
10.一种可读存储介质，其特征在于，所述可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现如权利要求1至7任一项所述十三段式载波脉宽调制方法的步骤。
CN202210467080.6A 2022-04-29 2022-04-29 一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件 Pending CN114759818A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210467080.6A CN114759818A (zh) 2022-04-29 2022-04-29 一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210467080.6A CN114759818A (zh) 2022-04-29 2022-04-29 一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114759818A true CN114759818A (zh) 2022-07-15

Family

ID=82333757

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210467080.6A Pending CN114759818A (zh) 2022-04-29 2022-04-29 一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114759818A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20220329176A1 (en) * 2021-04-13 2022-10-13 Sungrow Power Supply Co., Ltd. Inverter circuit control method and device thereof

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20220329176A1 (en) * 2021-04-13 2022-10-13 Sungrow Power Supply Co., Ltd. Inverter circuit control method and device thereof
US11722072B2 (en) * 2021-04-13 2023-08-08 Sungrow Power Supply Co., Ltd. Inverter circuit control method and device thereof

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Pan et al. Voltage balancing control of diode-clamped multilevel rectifier/inverter systems
CN110855165B (zh) 三相维也纳整流器的控制电路的不连续脉宽调制方法
Kou et al. Overdistention operation of cascaded multilevel inverters
CN109787498A (zh) 全功率因数范围三电平变流器中点平衡控制方法及系统
CN109510496B (zh) 无电解电容npc三电平逆变器中点电压平衡控制方法及系统
US11146181B2 (en) Control method and apparatus for common-mode modulated wave of single-phase five-level inverter
CN113708688B (zh) 一种永磁电机降矢量模型预测控制方法
CN112072943B (zh) 一种消除奇数次开关谐波的h桥型逆变电源pwm调制方法
CN114759818A (zh) 一种十三段式载波脉宽调制方法、系统及相关组件
CN108322074B (zh) 一种基于十二边形空间电压矢量的级联二电平逆变器svpwm调制方法
CN110943638A (zh) 一种中点电压平衡变开关频率控制方法及系统
Chen et al. An improved variable switching frequency modulation strategy for three-level converters with reduced conducted EMI
US10666159B2 (en) Single-phase converter control method and apparatus
CN112467776B (zh) 电流源型变流器系统、控制方法及空间矢量调制方法
Imthias et al. Minimization of switched capacitor voltage ripple in a multilevel dodecagonal voltage space vector structure for drives
CN113783441B (zh) 三相维也纳整流器载波断续脉宽调制方法
CN116404926A (zh) 一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法与装置
CN112701952B (zh) 三相两电平逆变器电流纹波最小有效值pwm方法及系统
Li et al. Neutral point voltage balance and surge voltage reduction for three-level converters in PMSM starting process based on narrow pulse suppression
EP4175102A1 (en) Inverter common mode voltage injection control method and apparatus
Wang et al. A VSFPWM method of three-phase CSI for EMI mitigation based on DC current ripple prediction
KR101943297B1 (ko) 하이브리드 능동 필터
Xie et al. A voltage vector based model predictive control to suppress common-mode voltage with current ripple constraint for two-level PMSM inverters
Li et al. Dead-beat Predictive Control of Permanent Magnet Synchronous Motors with Improved Dead-time Compensation
Liu et al. Performance improvement of an indirect AC/DC/AC matrix converter‐based IPMSM drive system under unbalanced three‐phase input voltages

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination