CN116404926A - 一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法与装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法及装置，此方法包括：在逆变器控制过程中，调整首端逆变器的参考电压与尾端逆变器的参考电压之间的相位差为120°，以消除三的整数倍次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响；采取电流谐波最小PWM的方法对首端逆变器和尾端逆变器的开关角进行优化，以消除其它次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响。本发明通过对开绕组传动系统的首尾端逆变器的参考电压给定为相位差120°的移相，实现谐波的对消,消除三的整数倍次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响；采取电流谐波最小PWM的方法，对单个三电平逆变器开关角进行优化，消除其它次谐波的影响。

Description

一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法与装置
技术领域
本发明主要涉及永磁同步电机技术领域，具体涉及一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法与装置。
背景技术
近年来，由于开绕组永磁同步电机具有控制灵活，容错性能好，功率密度高等一系列优点，在要求高可靠性和大功率的场合应用广泛。与传统的永磁同步电机相比，开绕组永磁同步电机的功率能够分配到两个逆变器，可以有效的降低单个逆变器容量。三电平NPC逆变器具有输出功率大、输出波形总畸变率小、器件电压应力小和系统电磁干扰低等多方面优点。故采取双三电平NPC逆变器两端供电的模式时，当系统发生一侧故障时，能够切换为单逆变器为系统供电，增强了系统的容错能力。共直流母线型开绕组永磁同步电机传动系统相比于隔离直流母线型系统省去了一个直流电源，简化了系统的结构并且节省了成本。共直流母线下双三电平NPC的开绕组永磁同步电机拓扑示意图如图1所示。
然而在使用共直流母线型大功率开绕组永磁同步电机传动系统的场合，受功率器件的开关损耗，逆变器散热条件以及系统存在零序电流等因素的制约，为降低功率器件和系统电能的损耗，三电平PWM逆变器控制的开关频率一般只能达到几百Hz，会产生如下缺点：共直流母线会引入零序通路，从而容易产生零序电流。三电平NPC逆变器开关频率与电机运行频率之比，即载波比常低于10，导致逆变器输出电压和电流中的低次谐波含量显著增加，引起电机损耗增加，发热严重，并且谐波导致电流峰值增加，提高了开关器件的电流应力。
针对上述技术问题，现有技术一般采取同步调制的方法减少谐波含量，其要求逆变器输出电压满足1/4周期对称、半波对称、三相对称，从而消除逆变器输出的偶次电压谐波。但其他次数谐波不能完全抵消，电机谐波电流无法达到理论最低。另外SHEPWM方法可以消除特点次电压谐波，但没有考虑开绕组电机的负载特性，其性能也无法达到最优。具体分析为：
1、当开绕组永磁同步电机的两端逆变器直流端电压比为定值时，通过对SPWM方法的三角载波进行移相，可以达到消除6k±1(k＝1,3,5…)次谐波的目的，但这种方法滤除谐波成分不充分，效果不佳。
2、采用SHEPWM方法可以消除所选电压谐波，而不受负载特性的影响。因为其可以完全消除低次谐波，同时其开关角的求解相对简单，并且开关角度随着调制比的分布是连续的，使得SHEPWM相对于其他优化PWM方法更易于实现；同时，SHEPWM下只有相邻的谐波同时消除，例如5,7次同时消除才能将二者产生的6次转矩脉动消除，如果只消除5次谐波，那么因为7次谐波的增大将导致6次转矩脉动幅值甚至超过非优化PWM时的情况。
3、采用ISCBPWM策略，在3的奇数倍载波比下使用基于载波实现在各60°扇区的第一个采样点处均采用P型小矢量首发的开关序列，在3的偶数倍载波比下使用基于载波实现在相邻扇区第一个采样点处分别采用P型和N型小矢量首发的开关序列，从而使得输出电压波形在任意3的整数倍载波比下均满足三相对称、半波对称的脉冲发生规律，实现消除三倍频次谐波和偶数次谐波,但采用ISCBPWM策略是一种较为复杂的方法，并且需要在线计算对微处理器的性能要求很高，其鲁棒性也不如采取CHMPWM调制策略。
综上，开绕组永磁同步电机在低载波比条件下，电流低次谐波增加会导致电流畸变以及产生谐波转矩对系统稳定性产生影响，采取普通的同步调制的方法无法使得系统的谐波最优，若改变拓扑结构增加逆变器的开关器件数量又存在高成本和高损耗问题。因此，针对现有技术的缺陷和不足，如何通过优化同步调制让系统在较低的开关频率情况下使得输出电压和电流保持较低的谐波含量，是设计开绕组三电平NPC逆变器脉宽调制算法时必须面对的关键问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种消除各次谐波的开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法与装置。
为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案为：
一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法，包括：
在逆变器控制过程中，调整首端逆变器的参考电压与尾端逆变器的参考电压之间的相位差为120°，以消除三的整数倍次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响；
采取电流谐波最小PWM的方法对首端逆变器和尾端逆变器的开关角进行优化，以消除其它次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响。
优选地，采取电流谐波最小PWM的方法对首端逆变器和尾端逆变器的开关角进行优化的过程为：将求解共直流母线型开绕组永磁同步电机的谐波电流最优问题，转化为条件极值优化问题。
优选地，条件极值优化的具体过程为：
最小电流谐波PWM的优化问题的约束条件和目标函数如下：
其中目标函数为下式
Figure BDA0004142500180000031
其中
Figure BDA0004142500180000032
为电流的谐波畸变值，In为开绕组永磁同步电机的n次谐波电流，I1为基波电流；
约束函数为下式：
Figure BDA0004142500180000033
其中m是调制指数；αi为第i个开关角；Ud为直流母线电压；N为对应于基波相位的0°～90°内开关角个数；n为谐波次数；
以求解目标函数
Figure BDA0004142500180000034
的值最小值作为优化目标通过离线计算求解出超越方程，得到三电平NPC逆变器的开关角。
优选地，在得到三电平NPC逆变器的开关角后，采用数字信号处理器DSP或者可编程逻辑器件FPGA产生三电平NPC逆变器的触发脉冲信号。
优选地，采用查表法产生脉冲信号，DSP或FPGA发出调制度级数和频率指令后，相应地查表、控制分频数以产生对应的频率、触发角的延拓、触发角的互锁和延时、以及保护逻辑的处理。
本发明还公开了一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制装置，包括电机转矩控制器、电压观测器、坐标转换单元、调制幅值角度计算模块、第一角度发生器、第二角度发生器、第一开关角选择优化器和第二开关角选择优化器；所述电机转矩控制器的输出作为电压观测器的给定，得到定子的dq轴电压，再经坐标转换单元转换后，通过调制幅值角度计算模块的调制幅值与角度计算后，发送至第一角度发生器和第二角度发生器后分别输出初步的第一开关角和第二开关角，所述第一开关角经第一开关角选择优化器的电流谐波最小PWM方法优化后得到优化后的第一开关角，再经对应的脉冲发生器对首端逆变器进行控制；所述第二开关角经第二开关角选择优化器的电流谐波最小PWM方法优化后得到优化后的第二开关角，再经对应的脉冲发生器对尾端逆变器进行控制。
优选地，还包括位置传感器，用于检测开绕组永磁同步电机的位置信息，并发送至坐标转换单元以进行位置闭环控制。
优选地，还包括速度传感器，用于检测开绕组永磁同步电机的速度信息，并发送至电机转矩控制器的输入端以进行速度闭环控制。
与现有技术相比，本发明的优点在于：
本发明通过对开绕组传动系统的首尾端逆变器的参考电压给定为相位差120°的移相，实现谐波的对消,消除三的整数倍次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响；而采取电流谐波最小PWM(CHMPWM)的方法，是对单个三电平逆变器开关角进行优化，消除其它次谐波的影响；该方法对比五电平调制方法，计算更加简单，降低了对控制部分处理器的性能要求，鲁棒性更优。
本发明系统性的考虑了开绕组永磁同步电机的负载特性，极大的减小电流谐波,使负载电流的THD达到最小值，从而间接对谐波带来的损耗、电流峰值、转矩脉动等各方面性能指标都产生了明显优化。
附图说明
图1为现有技术的共直流母线下双三电平NPC的开绕组永磁同步电机拓扑示意图。
图2为本发明中的共直流母线下双三电平NPC的开绕组永磁同步电机拓扑示意图
图3为本发明中的基于移相对消谐波优化后CHMPWM的调制方法流程图。
图4为本发明的共直流母线下双三电平NPC的开绕组永磁同步电机系统控制框图。
图5为本发明的CHMPWM调制策略下电机的三相相电流波形图。
图6为本发明的CHMPWM调制策略下电机的相电压波形图。
图7为本发明的谐波最小调制策略下对电机三相相电流进行FFT分析后的电流频谱图。
图8为本发明的谐波最小调制策略下对电机三相相电压进行FFT分析后的电压频谱图。
图9为本发明移相后两组变流器三相正弦基波电压和叠加零序分量后的三相电压图。
具体实施方式
以下结合说明书附图和具体实施例对本发明作进一步描述。
如图3所示，本发明实施例提供的开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法，包括：
在逆变器控制过程中，调整首端逆变器的参考电压与尾端逆变器的参考电压之间的相位差为120°，以消除三的整数倍次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响；
采取电流谐波最小PWM的方法对首端逆变器和尾端逆变器的开关角进行优化，以消除其它次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响。
具体地，在消除三的整数倍次谐波电压之前，对开绕组永磁同步电机在低载波比下的电流谐波进行分析如下：
根据逆变器开关频率确定1/4个基波周期内需要的开关角个数N；
采用的优化PWM策略一般都要求其所产生的电压波形具有半波对称和1/4周期对称的特点，在三相系统中一般还要求具有三相之间的对称性，通过对三电平逆变器输出电压的谐波分析，得到在1/4个基波周期内N个开关角下开绕组首段和尾端的三电平逆变器电压谐波的表达式为：
Figure BDA0004142500180000051
Figure BDA0004142500180000052
式(1)中，UA1、UB1、UC1为首端逆变器的三相输出电压UA2、UB2、UC2尾端逆变器的三相输出电压，ωe为基波角频率。
式(2)中，n为谐波次数；Umn为n次谐波幅值，n＝1即为基波；αi为第i个开关角；Ud为直流母线电压；N为对应于基波相位的0°～90°内开关角个数。
对于共直流母线型开绕组永磁同步电机传动系统，上述电压输入到开绕组电机的首端逆变器和尾端逆变器。因此作用在开绕组电机绕组上的相电压为两个逆变器电压之差。
首先定义开关函数Sij，表示变流器相桥臂的开关函数式(3)：
Figure BDA0004142500180000053
式(3)中i代表相桥臂符号，j代表所属变流器，每组桥臂根据不同开关结果分别输出P、0、N三种状态，首端和尾端两组变流器的输出相电压分别为：
Figure BDA0004142500180000054
由于两组变流器相电压均以O点为参考电位，根据基尔霍夫电压定律可得双三电平输出相电压Ua、Ub、Uc如式(5)所示：
Figure BDA0004142500180000055
从式(1)-(5)可以看出，逆变器输出电压包含了基波和各次谐波，从而在开绕组永磁同步电机中产生谐波电流。对于共直流母线的开绕组永磁同步电机，由于绕组的零序阻抗很小，较小的3的整数倍次零序电压会产生较大的零序电流，增加开绕组永磁同步电机的损耗，并可能会产生转矩脉动。
为了解决上述技术问题，通过移相对消谐波的方法,通过把开绕组传动系统的首端逆变器和尾端逆变器的参考电压给定为相位差120°的方式，消除3的整数倍次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响。
Figure BDA0004142500180000061
式(6)中，
Figure BDA0004142500180000062
为首端逆变器输出的三相3的整数倍次谐波电压，
Figure BDA0004142500180000063
为尾端逆变器输出的三相3的整数倍次谐波电压，由式(6)可以看出，当n是3的整数倍的时候，首端逆变器和尾端逆变器输出3的整数倍次谐波电压相减的值为0，说明3的整数倍次谐波可以被抵消。移相后两组变流器三相正弦基波电压(图9中实线)和叠加零序分量后的三相电压(图9中虚线)如图9所示，变流器1矢量滞后变流器2矢量120°。从图9可以看出，变流器1和2的零序分量能相互抵消，可以对低频的谐波起到抑制作用，但是对高频分量是否有抑制作用仍需要从单位开关周期分析。
进一步地，考虑开绕组永磁同步电机的特性，对开绕组永磁同步电机的谐波电流模型进行分析：
三相静止坐标轴系下系统的5、7次谐波分量在基波dq同步旋转坐标轴系下表现为6次谐波，而3的整数倍次谐波已经通过移相对消谐波的方法进行抵消，所以dq轴同步旋转坐标系Udn，Uqn如式(7)所示：
Figure BDA0004142500180000064
在只考虑谐波的条件下，开绕组永磁同步电机的定子谐波电流与定子谐波电压之间的关系如式(8)所示：
Figure BDA0004142500180000065
式(8)中，ψf为转子基波磁链幅值，Ld为电机电感d轴分量，Lq为电机电感q轴分量，we为转子电角速度，idn为d轴n次谐波电流分量，iqn为q轴n次谐波电流分量；对于平面式开绕组永磁同步电机Lq＝Ld＝L。
共直流母线大功率开绕组永磁同步电机传动系统正常运行时，零序电流谐波值很小甚至可以忽略。其次在高速下，电机的定转子电阻压降可以忽略，同时考虑到电机的自感通常远大于电机漏感，根根据简化后的dq轴坐标系下谐波等效电路，谐波电流幅值与谐波电压幅值之间的关系为式(9)：
Figure BDA0004142500180000071
为了最小化所有谐波电流的THD，将求解共直流母线型开绕组永磁同步电机的谐波电流最优问题，转化为条件极值优化问题。最小电流谐波PWM的优化问题的约束条件和目标函数如下：
其中目标函数为式(10)，约束函数为式(11)
Figure BDA0004142500180000072
其中
Figure BDA0004142500180000073
为电流的谐波畸变值，In为开绕组永磁同步电机的n次谐波电流，I1为基波电流。
结合开绕组永磁同步电机的特性及负载角对谐波电流的影响，这里定义一个新的电流谐波评价指标σi：
Figure BDA0004142500180000074
其中m是调制指数，
Figure BDA0004142500180000075
具体地，以求解
Figure BDA0004142500180000076
的值最小值作为优化目标通过离线计算求解出超越方程，得出三电平NPC逆变器的开关角，将形成的数字正弦函数表利用查表法对三电平NPC逆变器进行控制。
在采取CHMPWM调制策略得到开关角度之后，—般采用数字信号处理器DSP或者可编程逻辑器件FPGA，其中对于脉冲发生这类大量涉及时序和逻辑控制的工作交由FPGA来效果更好。具体地，采取查表法产生脉冲信号，DSP或FPGA发出调制度级数和频率指令后，相应地查表、控制分频数以产生对应的频率、触发角的延拓、触发角的互锁和延时、保护逻辑的处理。
本发明通过对开绕组传动系统的首尾端逆变器的参考电压给定为相位差120°的移相，实现谐波的对消,消除三的整数倍次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响；而采取电流谐波最小PWM(CHMPWM)的方法，是对单个三电平逆变器开关角进行优化，消除其它次谐波的影响；该方法对比五电平调制方法，计算更加简单，降低了对控制部分处理器的性能要求，鲁棒性更优。
本发明系统性的考虑了开绕组永磁同步电机的负载特性，极大的减小电流谐波,使负载电流的THD达到最小值，从而间接对谐波带来的损耗、电流峰值、转矩脉动等各方面性能指标都产生了明显优化。
如图4所示，本发明实施例提供了一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制装置，包括电机转矩控制器、电压观测器、坐标转换单元、调制幅值角度计算模块、第一角度发生器、第二角度发生器、第一开关角选择优化器和第二开关角选择优化器；电机转矩控制器的输出作为电压观测器的给定，得到定子的dq轴电压，再经坐标转换单元转换后，通过调制幅值角度计算模块的调制幅值与角度计算后，发送至第一角度发生器和第二角度发生器后分别输出初步的第一开关角和第二开关角，第一开关角经第一开关角选择优化器的电流谐波最小PWM方法优化后得到优化后的第一开关角，再经对应的脉冲发生器对首端逆变器进行控制；第二开关角经第二开关角选择优化器的电流谐波最小PWM方法优化后得到优化后的第二开关角，再经对应的脉冲发生器对尾端逆变器进行控制。
进一步地，还包括位置传感器和速度传感器，其中位置传感器用于检测开绕组永磁同步电机的位置信息，并发送至坐标转换单元以进行位置闭环控制。其中速度传感器用于检测开绕组永磁同步电机的速度信息，并发送至电机转矩控制器的输入端以进行速度闭环控制。
如图2所示，共直流母线下双三电平NPC的开绕组永磁同步电机传动系统由三电平NPC逆变器1#和三电平NPC逆变器2#，共两组逆变器组成，包括24个开关管和12个箝位二极管，同时需要一组直流单元，通过前级的整流单元实现。此时负载由开绕组永磁同步电机抽象成三相R-L阻抗，两组变流器的a1、b1、c1和a2、b2、c2六个节点作为串联电源分别接到三相对称负载中，定义中点电位为零，正母线电位为Vdc1，负母线为Vdc2(负值)，则每组变流器相电压分别提供Vdc1、0、Vdc2三种电平。上述系统采用共直流母线拓扑，该拓扑结构只需一个直流母线电源，大大降低了系统的体积重量以及成本，且共直流母线电源的功率容量利用率较高。
仿真分析：图5-8是用Matlab/Simulink对不同开关角下的系统谐波最小调制方法进行了仿真的波形，其中电机的直流电压4000V。所有控制和调制算法都利用编程实现，以最大限度的接近实际控制算法。其中图5和图6是CHMPWM调制策略下电机的三相相电流和电压波形，其中图7和图8是系统谐波最小调制策略下对电机三相相电流和相电压进行FFT分析后的电流电压频谱图。
综上，分析采取CHMPWM调制策略下FFT后可以看出，系统谐波最小调制方法在降低电流THD方面的优越性能。系统谐波最小调制方法可以将其幅值控制在一个很低的水平，显著降低了低次谐波的不利影响。同时系统谐波最小调制方法下的电流峰值要明显小于相同调制比和开关角个数下的未进行优化的调制方法，CHMPWM调制方法有利于提高逆变器中开关器件的电流利用率。
如本公开和权利要求书中所示，除非上下文明确提示例外情形，“一”、“一个”、“一种”和/或“该”等词并非特指单数，也可包括复数。本公开中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。
以上仅是本发明的优选实施方式，本发明的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于本发明思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和润饰，应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法，其特征在于，包括：
在逆变器控制过程中，调整首端逆变器的参考电压与尾端逆变器的参考电压之间的相位差为120°，以消除三的整数倍次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响；
采取电流谐波最小PWM的方法对首端逆变器和尾端逆变器的开关角进行优化，以消除其它次谐波电压对开绕组永磁同步电机的影响。
2.根据权利要求1所述的开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法，其特征在于，采取电流谐波最小PWM的方法对首端逆变器和尾端逆变器的开关角进行优化的过程为：将求解共直流母线型开绕组永磁同步电机的谐波电流最优问题，转化为条件极值优化问题。
3.根据权利要求2所述的开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法，其特征在于，条件极值优化的具体过程为：
最小电流谐波PWM的优化问题的约束条件和目标函数如下：
其中目标函数为下式
Figure FDA0004142500160000011
其中
Figure FDA0004142500160000012
为电流的谐波畸变值，In为开绕组永磁同步电机的n次谐波电流，I1为基波电流；
约束函数为下式：
Figure FDA0004142500160000013
其中m是调制指数；αi为第i个开关角；Ud为直流母线电压；N为对应于基波相位的0°～90°内开关角个数；n为谐波次数；
以求解目标函数
Figure FDA0004142500160000014
的值最小值作为优化目标通过离线计算求解出超越方程，得到三电平NPC逆变器的开关角。
4.根据权利要求3所述的开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法，其特征在于，在得到三电平NPC逆变器的开关角后，采用数字信号处理器DSP或者可编程逻辑器件FPGA产生三电平NPC逆变器的触发脉冲信号。
5.根据权利要求4所述的开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制方法，其特征在于，采用查表法产生脉冲信号，DSP或FPGA发出调制度级数和频率指令后，相应地查表、控制分频数以产生对应的频率、触发角的延拓、触发角的互锁和延时、以及保护逻辑的处理。
6.一种开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制装置，其特征在于，包括电机转矩控制器、电压观测器、坐标转换单元、调制幅值角度计算模块、第一角度发生器、第二角度发生器、第一开关角选择优化器和第二开关角选择优化器；所述电机转矩控制器的输出作为电压观测器的给定，得到定子的dq轴电压，再经坐标转换单元转换后，通过调制幅值角度计算模块的调制幅值与角度计算后，发送至第一角度发生器和第二角度发生器后分别输出初步的第一开关角和第二开关角，所述第一开关角经第一开关角选择优化器的电流谐波最小PWM方法优化后得到优化后的第一开关角，再经对应的脉冲发生器对首端逆变器进行控制；所述第二开关角经第二开关角选择优化器的电流谐波最小PWM方法优化后得到优化后的第二开关角，再经对应的脉冲发生器对尾端逆变器进行控制。
7.根据权利要求6所述的开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制装置，其特征在于，还包括位置传感器，用于检测开绕组永磁同步电机的位置信息，并发送至坐标转换单元以进行位置闭环控制。
8.根据权利要求7所述的开绕组永磁同步电机低谐波优化同步调制装置，其特征在于，还包括速度传感器，用于检测开绕组永磁同步电机的速度信息，并发送至电机转矩控制器的输入端以进行速度闭环控制。
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