CN114649968B - 一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 85
- 230000001629 suppression Effects 0.000 title claims abstract description 29
- 238000005457 optimization Methods 0.000 title claims abstract description 19
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 248
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 37
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 24
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 19
- 230000009471 action Effects 0.000 claims description 17
- 238000012216 screening Methods 0.000 claims description 14
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 13
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 12
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 6
- 238000001308 synthesis method Methods 0.000 claims description 6
- 230000009191 jumping Effects 0.000 claims description 4
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 claims description 3
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000012163 sequencing technique Methods 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 15
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 8
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 8
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 4
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 3
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 3
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 description 2
- 238000011160 research Methods 0.000 description 2
- 235000008694 Humulus lupulus Nutrition 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000000452 restraining effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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Abstract
本发明涉及电力电子技术领域，具体的是一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法，通过协同优化两组三相变流器的运行模式和开关序列，实现了在宽调制比范围和宽功率因数范围内电机驱动系统共模电压的有效抑制；通过对开关序列进一步优化，避免了有限电压矢量下可能存在的正电平P和负电平N跳变。针对系统共模电压均值，本发明采用零共模电压矢量，有效抑制了共模电压的均值，针对共模电压瞬时值，本发明优化了开关序列，有效抑制了共模电压瞬时值。因此，本发明公开的基于两相组交流永磁电机三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法有助于抑制系统的共模电压，有助于提高驱动系统的功率密度，稳定性和可靠性。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体的是一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法。
背景技术
近年来，随着变频技术的广泛应用，由PWM斩波器产生的高频共模电压(CMV)成为限制变频器技术在电机控制领域进一步发展的问题之一。CMV引起电机轴电压、轴电流、共模(CM)漏电流、共模电磁干扰(EMI)，不仅会缩短电机寿命，还会对系统内其他设备产生干扰。
由于多电平变换器的冗余矢量，可以通过合成零共模电压(ZCMV)向量集来降低变换器CMV的输出，但这通常会导致开关频率增加或最大调制度降低。目前，多电平变换器抑制共模电压的调制策略主要针对三相变换器。由于三相变换器的控制维度有限，因此通过优化调制策略以抑制高频共模电压的空间有限。而多相变换器通过桥臂之间的协同工作，有更多的自由度和更大的空间来降低共模电压。然而，随着多相多电平变流器控制复杂度呈几何级数增长，国内外相关研究一般仅将谐波抑制和直流母线中点电压均衡作为控制目标，而对多相多电平变换器的高频CMV抑制研究还不够。
发明内容
为解决上述背景技术中提到的不足，本发明的目的在于提供一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法。
本发明的目的可以通过以下技术方案实现：
一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法，包括以下步骤：
S1、电压参考矢量合成确定，包括筛选零共模电压矢量、简化共模电压矢量、合成无谐波零共模电压矢量和利用无谐波零共模电压矢量合成参考电压矢量；
S2、根据瞬时共模电压抑制要求、最小开关次数和单周期内无PN跳变优化，对两相组变流器的电压矢量序列进行重构；
S3、根据电压矢量序列生成相应的变流器开关序列。
进一步地，所述S1中筛选零共模电压矢量的约束条件为：
UCM为系统的广义总共模电压，UCM1和UCM2为各相组的子共模电压，UIm为第I相相对于直流母线中点M的输出电压。
进一步地，所述S1中参考电压矢量三步合成法的定义为：
1)、从电压矢量中筛选出零共模电压矢量；
2)、进一步简化矢量，并用两个初始零共模电压矢量合成一个无谐波矢量；
3)、利用合成的无谐波零共模电压矢量合成参考电压矢量。
进一步地，所述初始零共模电压的具体简化标准为：保证高电压利用率；保留一定小矢量以保证直流母线中点电压平衡的控制；电压矢量应易于在x-y子空间中合成无谐波矢量；避免单相电压在P电平与N电平之间进行跳变。
进一步地，所述S2中变流器的电压矢量序列进行重构的方法为：不对初始电压矢量进行拆分，保留各初始零共模电压矢量完整性以保证瞬时共模电压抑制效果，仅对各初始零共模电压矢量的作用顺序进行排序。
进一步地，所述三电平变流系统包括：
编码器，安装在两相组交流永磁电机的输出轴上，用于检测电机转子位置；
转速计算模块，其输入端接收角度位置信息，输出转速；
速度闭环PI调节器，其输入端接转速与转速参考值，根据两者差值产生转矩参考值；
d轴电流PI调节器，其输入端接d轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生d轴电压参考值；
q轴电流PI调节器，其输入端接q轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生q轴电压参考值；
坐标旋转变换模块，其输入端接dq轴电流或αβ轴电流信号，对dq轴电流进行逆旋转变换后输出αβ轴电流信号，或对αβ轴电流进行旋转变换后输出dq轴电流信号；
矢量空间解耦(VSD)逆矩阵，其输入端接αβ轴和xy轴电流信号，对αβ轴和xy轴电流进行VSD逆逆变换，获得A相、B相、C相、D相、E相和F相参考电压；
六相坐标变换模块，其输入端接ABC三相参考电压和DEF三相参考电压，对输入的六相参考电压进行坐标变换获得极坐标系下参考电压矢量幅值和相位；
中点电位平衡模块，其输入端接ABCDEF六六相定子电流、直流母线中点电位采样值和直流母线中点电位参考值，根据各相电流计算不同小矢量对于母线中点电位的作用效果，然后根据直流母线中点电位采样值选择相应的小矢量进行作用；
空间矢量调制(SVM)模块，其输入端接ABC三相绕组或DEF三相绕组参考电压矢量的幅值和相位，根据VSD-SVM调制原理，得到合成参考电压矢量所需要的零共模电压无谐波矢量，然后分解得到相应的初始零共模电压矢量及其作用时间；
矢量排序模块，其输入端输入空间矢量调制模块输出的初始零共模电压矢量及其作用时间，得到各相开关器件动作的相应时刻；
VSD解耦矩阵，其输入端接ABCDEF六相定子电流，根据VSD解耦矩阵输出相应的αβ轴和xy轴电流信号。
本发明的有益效果：
1、本发明通过两组三相多电平变流器之间的配合，参考空间矢量调制方法，在保证较高电压利用率的情况下实现了共模电压的有效抑制和较好的电机驱动性能，不需要额外的共模电流抑制器即可有效减小电机系统的漏电流；
2、本发明通过选用合适的零共模电压小矢量并设计相应的直流母线中点电位平衡算法，实现了对三电平拓扑中点电位的有效平衡，有助于减小直流母线中点电容的容值，提高驱动系统的功率密度和可靠性；
3、本发明通过设计并优化两相组三电平变流器的开关序列，不仅有效实现了电机变流器瞬时共模电压的抑制，而且实现了零谐波电压合成，降低了变流器的谐波电流，同时保留了三电平变流器du/dt输出较低的优势。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图；
图1是两相组交流永磁电机三电平变流系统拓扑结构及其中性点对地等效共模回路示意图；
图2是两相组交流永磁电机三电平变流系统零共模电压矢量图；
图3是零共模电压矢量图；
图4是电压矢量初步排序步骤示意图；
图5是以第四扇区C区域为例的电压矢量初步排序结果示意图；
图6是保证各相电压在两个连续周期内对称的优化调制方案示意图；
图7是系统实际运行流程示意图；
图8是在稳态和暂态以及不同转速下的实验波形示意图；
图9是两相组交流永磁电机三电平变流系统传统方法控制下的输出相电压和本发明所述方法控制下的输出相电压对比示意图；
图10是两相组交流永磁电机三电平变流系统传统方法控制下的中点电位平衡情况和本发明所述方法控制下的中点电位平衡情况对比示意图；
图11是两相组交流永磁电机三电平变流系统传统方法控制下的系统总共模电压和本发明所述控制方法下的系统总共模电压对比图；
其中，1.1是第一组变流器(变流器I)，1.2是第二组变流器(变流器II)；1.3是中点隔离性两相组交流永磁电机第一组三相绕组中性点，1.4是第二组三相绕组中性点，1.5是第一个中性点对地等效电容，1.6是第二个中性点对地等效电容；
2.1～2.4是141个零共模电压矢量在α-β平面上的分布图；2.1是筛选出的一组零共模电压大矢量在α-β平面上的分布，2.2是筛选出的一组零共模电压中矢量在α-β平面上的分布，2.3是筛选出的另一组零共模电压中矢量在α-β平面上的分布，2.4是筛选出的一组零共模电压小矢量在α-β平面上的分布2.5～2.8是141个零共模电压矢量在x-y平面上的分布图；2.5筛选出的零共模电压大矢量在x-y平面上的分布，2.6是筛选出的一组零共模电压中矢量在x-y平面上的分布，2.7是筛选出的另一组零共模电压中矢量在x-y平面上的分布，2.8是筛选出的零共模电压小矢量在x-y平面上的分布；
3.1是简化后的36个零共模电压矢量的在α-β平面上的矢量图，3.2是同一矢量对应两种不同开关状态的零共模电压小矢量，3.3是第一扇区中无谐波零共模电压矢量合成情况；
4.1是确定6个初始零共模电压矢量步骤，4.2是列出720中排序方式步骤，4.3是根据开关频率进行第一次筛选步骤，4.4是根据避免PN跳变的原则进行进一步筛选步骤；
5.1是6个相应的初始零共模电压矢量，5.2是六个初始零共模电压矢量排序后得到的序列，5.3是各相功率器件在单周期内的开关次数，5.4是同时出现P状态和N状态的相；
6.1是第一个周期，6.2是相邻的第二个周期，6.3是同时出现P状态和N状态的相；
7.1是得到初步排序结果矩阵的步骤，7.2是得到6个零共模电压矢量及其作用时间的步骤，7.3是得到电压矢量序列方向的步骤，7.4是计算得到功率开关器件动作时刻的步骤，7.5是判断周期与周期之间的过渡时刻是否会发生PN跳变的步骤，7.6是通过将本周期电压矢量序列方向反向以避免PN跳变的步骤，7.7是通过回到图4的初步排序过程中重新调整电压矢量的初步排序以避免PN跳变的步骤，7.8时通过在P电平和N电平之间插入一个O电平以避免PN跳变的步骤，7.9是输出PWM波的步骤；
8.1和8.2是转速波形，8.1是转速为800转/分时的转速波形，8.2是转速为500转/分时的转速波形，8.3和8.4是转矩波形，8.3是稳态运行时的转矩波形，8.4是转速突减暂态过程中的转矩波形；
9.1～9.3为传统方法控制，9.1是传统方法控制下的两相组交流永磁电机三电平变流系统输出相电压波形，9.2是传统方法控制下的总谐波失真，9.3是传统方法控制下单个功率开关器件的开关频率，9.4～9.6为本发明所述的控制方法，9.4是本发明所述的控制方法下的两相组交流永磁电机三电平变流系统输出相电压波形，9.5是本发明所述的控制方法下的总谐波失真，9.6是本发明所述的控制方法下单个功率开关器件的开关频率；
10.1和10.2是传统控制方法，10.1是传统控制方法下直流母线电容C1两端的电压，10.2是传统控制方法下直流母线电容C2两端的电压，10.3和10.4是本发明所述的控制方法，10.1是本发明所述控制方法下直流母线电容C1两端的电压，10.2是两相组交流永磁电机三电平变流系统直流母线电容C2两端的电压；
11.1是传统控制方法下两相组交流永磁电机三电平变流系统总共模电压，11.2是本发明所述控制方法下的两相组交流永磁电机三电平变流系统总共模电压。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法，包括以下步骤：
S1、电压参考矢量合成确定，包括筛选零共模电压矢量、简化零共模电压矢量、合成无谐波零共模电压矢量和利用无谐波零共模电压矢量合成参考电压矢量；
其中，筛选零共模电压矢量的表达式为：
UCM为系统的广义总共模电压，UCM1和UCM2为各相组的子共模电压，UIm为第I相相对于直流母线中点M的输出电压。
其中，参考电压矢量三步合成法的定义为：
1)、从729个电压矢量中筛选出141个零共模电压矢量；
2)、进一步简化矢量，并用两个初始零共模电压矢量合成一个无谐波矢量；
其中，初始零共模电压的具体简化标准为：尽量保证高电压利用率；保留一定的小矢量，以保证直流母线中点电位平衡的控制；电压矢量应易于在x-y子空间中合成无谐波矢量；尽量避免单相电压在P电平与N电平之间进行跳变。
3)、利用合成的无谐波零共模电压矢量合成参考电压矢量。
S2、根据瞬时共模电压抑制要求，最小开关次数和单周期内无PN跳变优化，对两相组变流器的电压矢量序列进行重构；
变流器的电压矢量序列进行重构的方法为：不对初始电压矢量进行拆分，保留各初始零共模电压矢量完整性以保证瞬时共模电压抑制效果，仅对各初始零共模电压矢量的作用进行排序。
S3、根据电压矢量序列生成相应的变流器开关序列。
其中，S3根据对各开关周期交界处可能存在的PN跳变的优化方法，对电压矢量序列进行进一步优化。
以上可扩展至多相组多电平永磁电机变流器系统的共模电压抑制优化中，相应的中点电位平衡方法，矢量简化及合成方法、矢量序列重构方法均可适用于更多相组永磁电机变流器系统。
实现两相组交流永磁电机三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法，其三电平变流系统包括：
编码器，安装在两相组交流永磁电机的输出轴上，用于检测电机转子位置；
转速计算模块，其输入端接收角度位置信息，输出转速；
速度闭环PI调节器，其输入端接转速与转速参考值，根据两者差值产生转矩参考值；
d轴电流PI调节器，其输入端接d轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生d轴电压参考值；
q轴电流PI调节器，其输入端接q轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生q轴电压参考值；
坐标旋转变换模块，其输入端接dq轴电流或αβ轴电流信号，对dq轴电流进行逆旋转变换后输出αβ轴电流信号，或对αβ轴电流进行旋转变换后输出dq轴电流信号；
矢量空间解耦(VSD)逆矩阵，其输入端接αβ轴和xy轴电流信号，对αβ轴和xy轴电流进行VSD逆逆变换，获得A相、B相、C相、D相、E相和F相参考电压；
六相坐标变换模块，其输入端接ABC三相参考电压和DEF三相参考电压，对输入的六相参考电压进行坐标变换获得极坐标系下参考电压矢量幅值和相位；
中点电位平衡模块，其输入端接ABCDEF六相定子电流和直流母线中点电位采样值，根据各相电流计算不同小矢量对于母线中点电位的作用效果，然后根据直流母线中点电位采样值选择相应的小矢量进行作用；
空间矢量调制(SVM)模块，其输入端接ABC三相绕组或DEF三相绕组参考电压矢量的幅值和相位，根据SVM调制原理，使用本发明公开的两相组交流永磁电机三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法，得到合成参考电压矢量所需要的零共模电压无谐波矢量，然后分解得到相应的初始零共模电压矢量及其作用时间；
矢量排序模块，其输入端接空间矢量调制模块输出的初始零共模电压矢量及其作用时间，使用本发明公开的电压矢量序列重构方法，得到各相开关器件动作的相应时刻；
VSD解耦矩阵，其输入端接ABCDEF六相定子电流，根据VSD解耦矩阵输出相应的αβ轴和xy轴电流信号。
具体地，两相组交流永磁电机三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法的具体步骤如下：
1)、对直流母线电容电压传感器和相电流传感器的输出信号进行采集，并利用编码器对电机转速进行采样，然后计算出当前时刻的直流母线中点电位；
2)、根据实测的转速，电压，电流和相应的参考值，通过闭环控制和计算得到参考电压矢量的角度和幅值；
3)、前期先从两相组交流永磁电机三电平变流系统VSD模型对应的729个电压矢量中选取141个零共模电压矢量，然后对初始零共模电压矢量进行进一步筛选得到36个电压矢量，其中的小矢量两两为一组，同组小矢量对应的电压矢量相同，对中点电位的控制效果(放电或充电)相反。之后利用筛选后的36个初始零共模电压矢量合成无谐波矢量；
4)、根据计算得到的参考电压矢量的角度和幅值以及对应的扇区，选定相应的无谐波零共模电压矢量，合成参考电压矢量。根据采样得到的各相电流，对同组中两个小矢量对中点电位的作用情况进行计算，根据中点电位的测量值选定作用的小矢量。最终得到参与参考电压矢量合成的六个初始零共模电压及其作用时间；
5)、基于各个初始零共模电压矢量完整不拆分的作用原则，在每个采样周期内对参与参考电压矢量合成的初始零共模电压矢量的作用顺序进行排序。根据单周期内开关次数最小以及避免单周期内出现PN跳变为原则进行排序得到初步排序；
6)、根据步骤4)中得到的六个初始零共模电压矢量，选择相应的排序序列。在实际作用时，后一个周期相对前一个周期的排序顺序反向，开关信号两两周期对称。避免周期切换时发生PN跳变，当可能出现PN跳变时，依次采用：
a)将排序序列再次反向；
b)回到步骤5)中重新调整排序；
c)在PN之间插入一个简短的O电平；
这三种方法避免PN跳变的发生；
7)、根据最终得到的六个零共模电压矢量以及作用时间和排序序列得到各相开关的开关时刻，并控制功率开关器件进行动作。
实施例：
本发明所述的中性点隔离型两相组交流永磁电机三电平变流系统拓扑结构及其中性点对地等效共模回路如图1所示。1.1是第一组变流器即变流器I，1.2是第二组变流器即变流器II，M是直流母线的中点。电机中两组定子绕组对应的两个中性点是隔离的，尽管中性点是隔离的，两组三相绕组的子共模电压也仍可以通过杂散共模回路影响整个系统的整体共模相关性能，因此定义了广义总共模电压。1.3是中点隔离型两相组交流永磁电机第一组三相绕组中性点，1.4是第二组三相绕组中性点，1.5是第一个中性点对地等效电容，1.6是第二个中性点对地等效电容。UCM1和UCM2是两个中性点对应的两个子共模电压，Ig是中性点流向地面的共模漏电流，虽然UCM1和UCM2的振幅随着电机的运行状态和变流器输出的各相电压而变化，但如果UCM1和UCM2的和始终为零，则Ig始终为零。所以广义总共模电压UCM可以用(1)表示
其中UIM是变流器第I相想对于直流母线中点M的输出电压。
本发明所述的两相组三电平变流器拓扑结构的零共模电压矢量如图2所示，与三相电机和两电平变流器相比，多相多电平配置具有更多的电压矢量，更高的控制灵活性，更小的du/dt，在抑制CMV方面更具优势。电机驱动系统采用磁场定向控制和空间矢量脉宽调制实现高稳定性、高可靠性和高电压利用率。为了提高共模电压抑制的性能，该策略仅使用零共模电压矢量。两相组三电平结构在α-β平面和x-y分布中产生的电压空间矢量可分别用(2)和(3)来表示。零共模电压约束条件如(4)所示。
变流器每相相对于直流母线中点M可输出三种电平Udc/2(P)、0(O)和-Udc/2(N)的电压，因此两相组三电平变流器有729种开关状态，符合零共模电压约束条件的仅有141种开关状态。将141种开关状态代入式(2)和式(3)，并对矢量进行初步简化和筛选，最终得到如图2所示的零共模电压矢量分布图。其中，2.1-2.4是141个零共模电压矢量在α-β平面上的分布图，2.1是筛选出的一组零共模电压大矢量α-β平面上的分布，2.2是筛选出的一组零共模电压中矢量α-β平面上的分布，2.3是筛选出的另一组零共模电压中矢量α-β平面上的分布，2.3是筛选出的一组零共模电压小矢量α-β平面上的分布；2.5-2.8是141个零共模电压矢量在x-y平面上的分布图，2.5筛选出的零共模电压大矢量在x-y平面上的分布，2.6是筛选出的一组零共模电压中矢量在x-y平面上的分布，2.7是筛选出的另一组零共模电压中矢量在x-y平面上的分布，2.8是筛选出的零共模电压小矢量在x-y平面上的分布。
图3是简化后的零共模电压矢量图。为了进一步优化电压矢量的合成过程，降低空间矢量调制的复杂性，本发明设计了一种两步矢量合成方法：第一步是在x-y子空间电压矢量的电压伏秒平均值为零的条件下，由两个初始矢量合成一个新的无谐波零共模电压矢量；第二步是由无谐波零共模电压矢量合成参考电压矢量。
首先，对初始向量进行简化，简化原则如下：
(1)保证尽可能高的电压利用率；
(2)保持足够的小矢量以保证对直流母线中点电压平衡的控制；
(3)电压矢量在x-y子空间中应易于合成无谐波矢量；
(4)应尽量避免单相电压在P和N之间跳变。
3.1是简化后的36个零共模电压矢量在α-β平面上的矢量图。图中有L1，L2，L3和L4四组电压矢量，电压空间矢量可以划分为S1，S2，S3，S4，S5和S6六个扇区，每个扇区分为A，B，C，D四个子扇区。分别将L1和L2，L2和L3，L2和L4进行合成，得到三组无谐波矢量。每个初始矢量的作用时间比例可以根据它们在x-y子空间中的幅值和方向简单地计算得到。
以第一扇区S1为例，简要地介绍电压矢量合成方法，3.3是第一扇区中电压矢量合成情况。在第一步无谐波零共模电压矢量合成后，每个扇区由六个矢量组成，一个零矢量V1(OOO)，两个无谐波零共模电压小矢量V2和V3，一个无谐波零共模电压中矢量V5和两个无谐波零共模电压大矢量V4和V6。参考电压矢量在不同的子扇区由不同的无谐波零共模电压矢量合成，如下所示：A(V1，V2，V3)，B(V2，V3，V5)，C(V2，V4，V5)，D(V3，V5，V6)。
为了有效地控制中点电位，同一零共模电压小矢量对应着两不同的开关状态，其对应的中点电流方向相反，如3.2所示。由于共模电压为零的限制，该方法使用的小矢量并不是最优矢量。对于相同的初始小矢量，在同一扇区内随着电机角度和六相电流的变化，对中点电势的影响可能相反。因此，为了优化中点电位的平衡控制，本发明参考有限集模型预测控制方法，通过(5)计算每个小向量对中点电位的影响。
IO＝kAIA+kBIB+kCIC+kDID+kEIE+kFIF
IA、IB、IC,、ID、IE和IF为各相电流，IO为流经直流母线中点的电流，电流正方向为从变流器流向电机。计算得到同一零共模电压小矢量不同开关状态对应的电流IO后，根据实际测量的中点电位即可选定相应开关状态，实现中点电位平衡。
本发明采用的调制方法最大调制度约为0.9，最大参考电压幅值约为0.5176Udc。
本发明所述的电压矢量初步排序步骤如图4所示，对于两相组三电平变流器拓扑结构拓扑，传统的五段式或七段式策略不能充分发挥零共模电压矢量的优势，使得瞬时共模电压仍有较大的波动。此外，由于零共模电压矢量约束条件限制了大多数电压矢量的使用，因此某一相可能在同一周期内同时存在P、O和N三种状态。因此本发明设计了一种新的开关时刻控制策略，基于电压矢量排序的思路，在保证各电压矢量不被拆分的基础上，设计优化排序方法，减少开关次数，避免PN跳变，并达到抑制瞬时共模电压的目的，针对不同的参考电压合成情况，先进行初始排序。首先在4.1中确定合成参考电压所用的6个初始零共模电压矢量，然后在4.2中列出相应的720种排序方式，之后在4.3种根据开关频率进行第一次筛选，最后在4.4中根据避免PN跳变的原则进行进一步筛选步骤。当单周期内某相同时存在P，N和O电平时，需将P电平和N电平分布在周期的两端。当任何一相都不同时存在P和N电平时，也应使得特定相(该相在相邻子扇区或者扇区中同时存在P，O和N三种电平)的电平状态P和O(或者N和O)分布在周期的两侧以避免在扇区或子扇区切换时发生PN跳变。
本发明所述的以第四扇区C区域为例的电压矢量初步排序结果如图5所示。5.1是6个相应的初始零共模电压矢量，5.2是六个初始零共模电压矢量排序后得到的序列，5.3是各相功率器件在单周期内的开关次数，5.4是同时出现P电平和N电平的相。
图6能保证相位电压在两个连续周期内对称的优化调制方案，6.1是第一个周期，6.2是相邻的第二个周期，6.3是同时出现P电平和N电平的相。
本发明所述的系统实际运行流程如图7所示。虽然在初步排序中已经避免了单周期内可能存在的PN跳变，但是在周期间的过渡时刻(尤其当参考电压矢量从一个子扇区切换到另一个子扇区时)仍可能发生PN跳变，因此在系统实际运行过程中，步骤如下所示：根据上述电压矢量初始排列方法，计算参考矢量在各子扇区和不同中点电位情况下的排序。经过汇总，可以得到记录所有初步排序结果的矩阵，在7.1中首先列出初步排序结果矩阵，通过磁场定向控制和PI控制器，根据实际速度和电流计算出参考电压矢量的角度和幅值。依据上述电压矢量合成方法，在7.2中可以得到6个初始电压矢量及其作用时间。7.3是得到电压矢量序列方向的步骤，基于相邻周期方向相反的原则，根据前一周期的电压矢量序列方向即可得到本周期的序列方向。7.4是计算得到功率开关器件动作时刻的步骤，7.5是判断周期与周期之间的过渡时刻是否会发生PN跳变的步骤。如果不存在PN跳变则直接输出PWM波，如果存在PN跳变则通过7.6-7.8来解决PN跳变的问题。7.6是通过将本周期电压矢量序列方向再渡反向以避免PN跳变的步骤，如果7.6无法有效避免PN跳变，则可通过7.7，7.7是通过回到图4的初步排序过程中重新调整电压矢量的初步排序以避免PN跳变的步骤，在这一步中将生成初步排序结果的新矩阵。当前两种方法都无效时，则可在7.8中通过在P和N之间插入一个O状态来避免PN跳变的发生。最终输出PWM波
本发明的仿真结果如图8～图11所示。仿真基于MATLABSIMULINK软件，所用两相组永磁同步电机模型的参数如下：定子电阻0.21Ω，直流母线电压为150V，d轴电感为6.21mH，负载转矩为10n·m，q轴电感为6.21mH，额定转速为1000r/min，永磁磁链为0.2Wb。直流母线电容容值为1000μF，采样频率5kHz，极对数三对。
本发明所述的基于共模电压抑制的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在稳态和暂态以及不同转速下的仿真验证结果如图8所示。8.1是转速为800转/分时的转速波形，8.2是转速为500转/分时的转速波形，8.3是稳态运行时的转矩波形，8.4是转速突减暂态过程中的转矩波形，分析可知，本发明所述的控制方法在稳态运行和动态响应方面均表现良好。
本发明所述的基于共模电压抑制的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法和传统方法控制下的输出相电压对比如图9所示。9.1～9.3为传统方法控制，9.1是传统方法控制下的两相组交流永磁电机三电平变流系统输出相电压波形，9.2是传统方法控制下的相电压总谐波失真，为78.81％，9.3是传统方法控制下单个功率开关器件的开关频率，为2.078kHz。9.4～9.6为本发明所述的控制方法，9.4是本发明所述的控制方法下的两相组交流永磁电机三电平变流系统输出相电压波形，9.5是本发明所述的控制方法下的相电压总谐波失真，为84.06％，9.6是本发明所述的控制方法下单个功率开关器件的开关频率，为2.334kHz。与传统方法相比，尽管本发明只选用零共模电压矢量，并且设计了新的开关序列排序方式以确定开关时刻，但是经过优化后，与传统方法相比，相电压的总谐波失真和开关频率仅存在一个较小的增幅，驱动系统的整体性能依然维持在一个较高的水平。
本发明所述的基于共模电压抑制的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法和传统方法控制下的中点电位平衡情况对比如图10所示。10.1和10.2是传统控制方法，10.1是传统控制方法下直流母线电容C1两端的电压，10.2是传统控制方法下直流母线电容C2两端的电压。10.3和10.4是本发明所述的控制方法，10.1是本发明所述控制方法下直流母线电容C1两端的电压，10.2是两相组交流永磁电机三电平变流系统直流母线电容C2两端的电压。相比于传统方法，本发明所述的基于共模电压抑制的优化调制方法尽管因为只使用零共模电压矢量削弱了对中点电位的控制效果，但是通过合适的矢量筛选和简化，以及参考模型预测算法设计的优化平衡方法，中点电位波动依然被抑制在一个较小的范围内。
本发明所述的两相组交流永磁电机三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法和传统方法控制下的系统总共模电压对比如图11所示。11.1是传统控制方法下两相组交流永磁电机三电平变流系统总共模电压，11.2是本发明所述控制方法下的两相组交流永磁电机三电平变流系统总共模电压。通过零共模电压矢量以及电压开关矢量排序等方法，相比传统控制方法下高频高幅值脉动的系统总共模电压，本发明将系统总共模电压降低到了一个较低的水准，其幅值一直在零附近，仅随着直流母线中点电位的波动而做小幅波动。因此，本发明提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法在实现对共模电压有效抑制的同时，可以保证较高的电压利用率，变流器良好的输出性能，电机良好的运行性能以及对直流母线中点电位较好的平衡性能。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。
Claims (2)
1.一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、电压参考矢量合成确定，包括筛选零共模电压矢量、简化零共模电压矢量、合成无谐波零共模电压矢量和利用无谐波零共模电压矢量合成参考电压矢量；
S2、根据瞬时共模电压抑制要求、最小开关次数和单周期内无PN跳变优化，对两相组变流器的电压矢量序列进行重构；
S3、根据电压矢量序列生成相应的变流器开关序列；
所述S1中筛选零共模电压矢量的约束条件为：
UCM为系统的广义总共模电压，UCM1和UCM2为各相组的子共模电压，UIm为第I相相对于直流母线中点M的输出电压；
所述S1中参考电压矢量三步合成法的定义为：
1)、从电压矢量中筛选出零共模电压矢量；
2)、进一步简化矢量，并用两个初始零共模电压矢量合成一个无谐波矢量；
3)、利用合成的无谐波零共模电压矢量合成参考电压矢量；
所述初始零共模电压的具体简化标准为：保证高电压利用率；保留一定小矢量以保证直流母线中点电压平衡的控制；电压矢量应易于在x-y子空间中合成无谐波矢量；避免单相电压在P电平与N电平之间进行跳变；
所述S2中变流器的电压矢量序列进行重构的方法为：不对初始电压矢量进行拆分，保留各初始零共模电压矢量完整性以保证瞬时共模电压抑制效果，仅对各初始零共模电压矢量的作用顺序进行排序。
2.根据权利要求1所述的一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法，其特征在于，所述三电平变流系统包括：
编码器，安装在两相组交流永磁电机的输出轴上，用于检测电机转子位置；
转速计算模块，其输入端接收角度位置信息，输出转速；
速度闭环PI调节器，其输入端接转速与转速参考值，根据两者差值产生转矩参考值；
d轴电流PI调节器，其输入端接d轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生d轴电压参考值；
q轴电流PI调节器，其输入端接q轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生q轴电压参考值；
坐标旋转变换模块，其输入端接dq轴电流或αβ轴电流信号，对dq轴电流进行逆旋转变换后输出αβ轴电流信号，或对αβ轴电流进行旋转变换后输出dq轴电流信号；
矢量空间解耦(VSD)逆矩阵，其输入端接αβ轴和xy轴电流信号，对αβ轴和xy轴电流进行VSD逆逆变换，获得A相、B相、C相、D相、E相和F相参考电压；
六相坐标变换模块，其输入端接ABC三相参考电压和DEF三相参考电压，对输入的六相参考电压进行坐标变换获得极坐标系下参考电压矢量幅值和相位；
中点电位平衡模块，其输入端接ABCDEF六相定子电流、直流母线中点电位采样值和直流母线中点电位参考值，根据各相电流计算不同小矢量对于母线中点电位的作用效果，然后根据直流母线中点电位采样值选择相应的小矢量进行作用；
空间矢量调制(SVM)模块，其输入端接ABC三相绕组和DEF三相绕组参考电压矢量的幅值和相位，根据VSD-SVM调制原理，得到合成参考电压矢量所需要的零共模电压无谐波矢量，然后分解得到相应的初始零共模电压矢量及其作用时间；
矢量排序模块，其输入端接空间矢量调制模块输出的初始零共模电压矢量及其作用时间，得到各相开关器件动作的相应时刻；
VSD解耦矩阵，其输入端接ABCDEF六相定子电流，根据VSD解耦矩阵输出相应的αβ轴和xy轴电流信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210331465.XA CN114649968B (zh) | 2022-03-30 | 2022-03-30 | 一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210331465.XA CN114649968B (zh) | 2022-03-30 | 2022-03-30 | 一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN114649968A CN114649968A (zh) | 2022-06-21 |
| CN114649968B true CN114649968B (zh) | 2024-06-21 |
Family
ID=81995615
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202210331465.XA Active CN114649968B (zh) | 2022-03-30 | 2022-03-30 | 一种两相组三电平变流系统共模电压抑制优化调制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN114649968B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN117394744B (zh) * | 2023-12-13 | 2024-02-20 | 深圳大学 | 一种共模电压抑制方法 |
| CN117476402B (zh) * | 2023-12-28 | 2024-03-12 | 锦浪科技股份有限公司 | 一种减小冲击电流的继电器吸合方法及光伏系统 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109217701A (zh) * | 2018-10-22 | 2019-01-15 | 山东大学 | 三电平整流器共模电压抑制pwm方法、调制器及系统 |
| CN113890445A (zh) * | 2021-10-15 | 2022-01-04 | 东南大学 | 两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110504858A (zh) * | 2019-08-05 | 2019-11-26 | 深圳市金宏威技术有限责任公司 | 一种用于逆变器抑制共模电压的svpwm调制算法 |
-
2022
- 2022-03-30 CN CN202210331465.XA patent/CN114649968B/zh active Active
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|---|---|---|---|---|
| CN109217701A (zh) * | 2018-10-22 | 2019-01-15 | 山东大学 | 三电平整流器共模电压抑制pwm方法、调制器及系统 |
| CN113890445A (zh) * | 2021-10-15 | 2022-01-04 | 东南大学 | 两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN114649968A (zh) | 2022-06-21 |
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| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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