CN113890445B - 两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及发电、变电或配电技术领域，尤其是两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法，本发明通过协同优化两组三相变流器的运行模式和开关序列，实现了在宽调制比范围和宽功率因数范围内对直流母线电容电流纹波和直流母线电压纹波的有效抑制；通过协同优化两组三相变流器的运行模式，实现了对直流母线中点电位波动的抑制。在低调制比下，本发明有效抑制了中点电位波动，在高调制比下，本发明有效抑制了开关次中点电位波动。因此，本发明公开的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法有助于减小直流母线电容的容值，有助于提高驱动系统的功率密度和可靠性。

Description

两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法
技术领域
本发明涉及发电、变电或配电领域，尤其是两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法。
背景技术
近期研究表明，电容故障发生的频次占变换器各类故障的30％，仅次于占比为34％的变换器开关器件故障，因此，电容器的寿命是影响变换器可靠性的关键因素之一，三电平变流器通常使用成本较低容量较大的电解电容作为直流母线的分压电容，其寿命主要受纹波电流导致的电容器温升的影响，因此，抑制电容电流纹波是延长电容寿命、提高变流器可靠性的有效方法，此外，直流母线电压纹波的大小直接决定了电容容量的选型，抑制母线电压纹波可以有效减小电容器的容量，从而提高变换器的功率密度和可靠性，现有三电平变流器直流母线电容电流纹波抑制方法往往局限于三相电机驱动系统，对直流母线电压纹波和电流纹波的抑制能力有限，难以在宽调制比范围和宽功率因数范围内同时获得较好的电流纹波和电压纹波抑制效果，为此，本发明提出了两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法。
发明内容
为解决现有技术中的问题，本发明提出了两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法。
为了实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：
两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法，包括如下步骤：
定义两组变流器各自相对应的运行模式；计算第一时刻的直流母线中点电位并根据第一时刻的直流母线中点电位对一拍控制延迟进行延迟补偿，得到第二时刻的直流母线中点电位；
根据第二时刻的直流母线中点电位利用两种所述运行模式预测第三时刻的直流母线中点电位，根据第三时刻的直流母线中点电位选择其中一种运行模式作为两组变流器在下一个开关周期内的运行方式并确定各组变流器拟使用的电压矢量，对各组变流器的电压矢量进行重新排序并生成相应的变流器的开关序列，将所述开关序列作为下一个开关周期的开关器件的驱动信号。
进一步地，
进一步地，所述延迟补偿包括如下步骤：
根据计算第二时刻的直流母线中点电位，其中，/>是第一时刻的直流母线中点电位，/>是第二时刻的直流母线中点电位，/>是第一时刻开始的开关周期内第i段电压矢量作用下变流器侧母线中点输入电流，/>是第一时刻开始的开关周期内第i段电压矢量的作用时间，segk是第一时刻开始的开关周期内电压矢量的个数。
进一步地，两组变流器各自相对应的运行模式包括如下：两组变流器包括变流器I和变流器II，将变流器I输出正小矢量序列而变流器II输出负小矢量序列的工况为1P2N运行模式；将变流器I输出负小矢量序列而变流器II输出正小矢量序列的工况为1N2P运行模式。
进一步地，利用两种所述运行模式预测第三时刻的直流母线中点电位包括如下步骤：
根据计算第三时刻的直流母线中点电位，其中，/>是第三时刻的直流母线中点电位，/>是第二时刻开始的开关周期内第i段电压矢量作用下变流器侧母线中点输入电流，/>是第二时刻开始的开关周期内第i段电压矢量的作用时间，segk+1是第二时刻开始的开关周期内电压矢量的个数。
进一步地，两种运行模式的选择方法包括：若第二时刻的直流母线中点电位大于0，则选择第三时刻直流母线中点电位较小的运行模式；若第二时刻的直流母线中点电位小于0，则选择第三时刻直流母线中点电位较大的运行模式。
进一步地，对各组变流器的电压矢量进行重新排序并生成相应的变流器的开关序列包括如下步骤：对变流器I和变流器II分别计算每个电压矢量作用下iC1_sI+iC2_sI和iC1_sII+iC2_sII的值，然后对变流器I和变流器II的电压矢量进行重新排序，使得变流器I中iC1_sI+iC2_sI的值按低电流水平、中电流水平和高电流水平排列，使得变流器II中iC1_sII+iC2_sII的值按高电流水平、中电流水平和低电流水平排列，最后根据电压矢量序列生成相应的变流器开关序列，iC1_sI和iC1_sII分别是变流器I和变流器II在直流母线电容C1中产生的由开关函数决定的电流分量，iC2_sI和iC2_sII分别是变流器I和变流器II在直流母线电容C2中产生的由开关函数决定的电流分量。
进一步地，所述开关函数的表达式包括：
iC1_sI、iC1_sII、iC2_sI和iC2_sII的表达式分别为：
其中，ix为x相电流，Sx为x相的开关函数，变量下标a、b、c、d、e和f分别表示电机A相、B相、C相、D相、E相和F相绕组的物理量。
上述的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在多相组永磁电机多相变流器驱动系统的优化调控中的应用。
一种两相组交流永磁电机三电平变流系统，所述系统在运行时，实现上述方法。
进一步地，上述系统包括：编码器，用于检测电机转子位置；转速计算模块，用于计算电机转速；速度闭环PI调节器，用于产生转矩参考值；x轴电流PI调节器，用于产生x轴电压参考值；y轴电流PI调节器，用于产生y轴电压参考值；d轴电流PI调节器，用于产生d轴电压参考值；q轴电流PI调节器，用于产生q轴电压参考值；坐标旋转变换模块，用于对dq轴电流进行旋转变换后输出αβ轴电流信号，或对αβ轴电流进行旋转变换后输出dq轴电流信号；矢量空间解耦逆矩阵，用于对αβ轴和xy轴电流进行矢量空间解耦逆矩阵逆变换，获得A相、B相、C相、D相、E相和F相参考电压；三相坐标变换模块，用于对输入的三相参考电压进行坐标变换获得极坐标系下参考电压矢量幅值和相位；控制延迟补偿模块，用于对直流母线中点电位采样值进行一拍控制延迟的延迟补偿；空间矢量调制模块，用于生成变流器所需开关序列信号；矢量空间解耦矩阵，用于根据矢量空间解耦逆矩阵输出相应的αβ轴和xy轴电流信号。
本发明的有益效果：
(1)本发明通过协同优化两组变流器的运行模式和开关序列，实现了在宽调制比范围和宽功率因数范围内对直流母线电容电流纹波的有效抑制，提高了电机驱动系统的可靠性；
(2)本发明通过协同优化两组变流器的开关序列，实现了在宽调制比范围和宽功率因数范围内对直流母线电压纹波的有效抑制，有助于减小直流母线电容容值，提高驱动系统的功率密度和可靠性；
(3)本发明通过协同优化两组变流器的运行模式，实现了对直流母线中点电位波动的抑制，具体地，在低调制比下，本发明可有效抑制中点电位波动，在高调制比下，本发明可有效抑制开关次中点电位波动。
附图说明
图1是两相组交流永磁电机三电平变流系统控制框图；
其中，101是速度闭环PI调节器，102是x轴电流PI调节器，103是y轴电流PI调节器，104是q轴电流PI调节器，105是d轴电流PI调节器，106是坐标旋转变换模块，107是VSD逆矩阵，108是三相坐标变换模块，109是控制延迟补偿模块，110是SVM模块，111是两相组三电平变流器，112是两相组交流永磁电机，113是VSD解耦矩阵，114是编码器，115是转速计算模块；
图2是两相组交流永磁电机三电平变流系统拓扑结构；
其中，201是第一组变流器(变流器I)，202是第二组变流器(变流器II)。
图3是三相三电平变流器电压空间矢量分布图；
其中，301是完整的三相三电平变流器电压空间矢量分布图，302是第一扇区内的电压空间矢量分布图，303是选择的变流器I的典型工作点，304是选择的变流器II的典型工作点；
图4是本发明提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法框图；
其中，401是延迟补偿步骤，402是两种运行模式对中点电位控制效果的预测步骤，403是运行模式选择步骤，404是变流器I不同电压矢量产生的电容电流之和的计算步骤，405是变流器II不同电压矢量产生的电容电流之和的计算步骤，406是对变流器I电压矢量序列的重构步骤，407是对变流器II电压矢量序列的重构步骤，408是最终开关序列的确定步骤；
图5是典型工作点下传统SVM调制策略中两组变流器同时输出正小矢量序列情况下，电容C1电流iC1、直流母线中点电位Vn和直流母线电压Udc的理论波形；
其中，501是变流器I产生的电容C1电流分量iC1_SI，502是变流器II产生的电容C1电流分量iC1_SII，503是电容C1电流，504是直流母线中点电位Vn，505是直流母线电压Udc；
图6是典型工作点下传统SVM调制策略中两组变流器同时输出负小矢量序列情况下，电容C2电流iC2、直流母线中点电位Vn和直流母线电压Udc的理论波形；
其中，601是变流器I产生的电容C2电流分量iC2_SI，602是变流器II产生的电容C2电流分量iC2_SII，603是电容C2电流iC2，604是直流母线中点电位Vn，605是直流母线电压Udc；
图7是典型工作点下使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法后，1P2N和1N2P运行模式下的电容C1电流iC1和电容C2电流iC2、直流母线中点电位Vn和直流母线电压Udc的理论波形；
其中，701是1P2N运行模式下的电容C1电流iC1，702是1P2N运行模式下的电容C2电流iC2，703是1P2N运行模式下的直流母线中点电位Vn，704是1P2N运行模式下的直流母线电压Udc，705是1N2P运行模式下的电容C1电流iC1，706是1N2P运行模式下的电容C2电流iC2，707是1N2P运行模式下的直流母线中点电位Vn，708是1N2P运行模式下的直流母线电压Udc；
图8是不同调制比和不同调制方法下直流母线电压的实验波形；
其中，801～804是调制比为0.21工况下的实验波形，801是使用传统SVM调制下的直流母线电压波形，802是仅采用第一步协同优化402和403情况下的直流母线电压波形，803是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的直流母线电压波形，804是模式切换信号，805～808是调制比为0.49工况下的实验波形，805是使用传统SVM调制下的直流母线电压波形，806是仅采用第一步协同优化402和403情况下的直流母线电压波形，807是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的直流母线电压波形，808是模式切换信号；
图9是不同调制比和不同调制方法下母线电容电流的实验波形；
其中，901～904和905～908是分别是调制比为0.21和0.49工况下电容C1电流的实验波形，901是使用传统SVM调制下的电容C1电流波形，902是仅采用第二步协同优化404～407情况下的电容C1电流波形，903是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的电容C1电流波形，904是模式切换信号，905是使用传统SVM调制下的电容C1电流波形，906是仅采用第二步协同优化404～407情况下的电容C1电流波形，907是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的电容C1电流波形，908是模式切换信号，909～912和913～916是分别是调制比为0.21和0.49工况下电容C2电流的实验波形，909是使用传统SVM调制下的电容C2电流波形，910是仅采用第二步协同优化404～407情况下的电容C2电流波形，911是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的电容C2电流波形，912是模式切换信号，913是使用传统SVM调制下的电容C2电流波形，914是仅采用第二步协同优化404～407情况下的电容C2电流波形，915是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的电容C2电流波形，916是模式切换信号；
图10是不同调制比和不同调制方法下母线中点电位Vn的实验波形；
其中，1001～1004是调制比为0.21工况下母线中点电位Vn的波形，1005～1008是调制比为0.49工况下母线中点电位Vn的波形，1001是使用传统SVM调制下的母线中点电位Vn，1002是仅采用第二步协同优化404～407情况下的母线中点电位Vn，1003是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的母线中点电位Vn，1004是模式切换信号，1005是使用传统SVM调制下的母线中点电位Vn，1006是仅采用第二步协同优化404～407情况下的母线中点电位Vn，1007是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的母线中点电位Vn，1008是模式切换信号。
图11是不同调制比和不同调制方法下电机定子相电流的实验波形；
其中，1101是调制比为0.21工况下使用传统SVM调制策略时电机定子相电流的实验波形，1102是调制比为0.21工况下使用两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法时电机定子相电流的实验波形，1103是调制比为0.49工况下使用传统SVM调制策略时电机定子相电流的实验波形，1104是调制比为0.49工况下使用两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法时电机定子相电流的实验波形。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。
在一个实施例中，两相组交流永磁电机三电平变流系统具体包括以下模块：
编码器，安装在两相组交流永磁电机的输出轴上，用于检测电机转子位置；
转速计算模块，其输入端接收角度位置信息，输出转速；
速度闭环PI调节器，其输入端接转速与转速参考值，根据两者差值产生转矩参考值；
x轴电流PI调节器，其输入端接x轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生x轴电压参考值；
y轴电流PI调节器，其输入端接y轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生y轴电压参考值；
d轴电流PI调节器，其输入端接d轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生d轴电压参考值；
q轴电流PI调节器，其输入端接q轴电流参考值和反馈值，根据控制误差产生q轴电压参考值；
坐标旋转变换模块，其输入端接dq轴电流或αβ轴电流信号，对dq轴电流进行旋转变换后输出αβ轴电流信号，或对αβ轴电流进行旋转变换后输出dq轴电流信号；
矢量空间解耦逆矩阵，其输入端接αβ轴和xy轴电流信号，对αβ轴和xy轴电压进行矢量空间解耦逆矩阵逆变换，获得A相、B相、C相、D相、E相和F相参考电压，其中A相、B相和C相构成两相组永磁电机的第一套绕组，D相、E相和F相构成两相组永磁电机的第二套绕组，两套绕组空间上互差30度电角度；两相组电机共有两套三相绕组，第一套为A相、B相、C相；第二套为D相、E相和F相，两套绕组空间上相差30度电角度，即A相超前D相30度；B相超前E相30度；C相超前F相30度；
三相坐标变换模块，其输入端接A相、B相和C相三相参考电压或D相、E相和F相三相参考电压，对输入的三相参考电压进行坐标变换获得极坐标系下参考电压矢量幅值和相位；控制延迟补偿模块，其输入端接A相、B相、C相、D相、E相和F相六相定子电流和直流母线中点电位采样值，对直流母线中点电位采样值进行一拍控制延迟的延迟补偿；
空间矢量调制模块，其输入端接A相、B相和C相三相绕组或D相、E相和F相三相绕组参考电压矢量的幅值和相位，根据空间矢量调制的调制原理，生成变流器所需开关序列信号；
矢量空间解耦矩阵，其输入端接A相、B相、C相、D相、E相和F相六相定子电流，根据矢量空间解耦逆矩阵输出相应的αβ轴和xy轴电流信号。
在本实施中，两相组交流永磁电机三电平变流系统的控制框图如图1所示，其优化调制方法或工作原理包括以下步骤：首先通过编码器114检测两相组交流永磁电机112的转子位置，并通过转速计算模块115完成电机的转速计算，获得转速计算值；
将转速计算值作为反馈量输入到速度闭环PI控制器101中，产生q轴电流参考值，此外d轴、x轴和y轴电流参考值均设为0；
经采样电路获得的电机六相电流ia、ib、ic、id、ie和if，通过VSD解耦矩阵模块113计算α、β、x和y轴电流值。α轴和β轴电流经坐标旋转变换模块106转换为d轴和q轴电流id和iq；
将x轴、y轴、q轴和d轴电流参考值和当前检测反馈量分别输入到x轴电流PI控制器102、y轴电流PI控制器103、q轴电流PI控制器104和d轴电流PI控制器105中，生成x轴、y轴、q轴和d轴电压参考值；
dq轴电压参考值经过坐标旋转变换模块106转化为αβ轴电压参考值，并与xy轴电压参考值一并作为VSD逆矩阵107的输入，计算出A相、B相、C相、D相、E相和F相的参考电压；
ABC三相参考电压和DEF三相参考电压分别经过三相坐标变换模块108获得参考电压矢量的幅值和相位；
检测的直流母线中点电位经过控制延迟补偿模块109处理后与ABC相和DEF相的参考电压矢量的幅值和相位一并作为SVM模块110的输入；
经过SVM模块110生成变流器开关信号，实现对两相组三电平变流器111的控制。
本发明的两相组交流永磁电机三电平变流系统拓扑结构如图2所示，包括共用直流母线的变流器I、变流器II和中性点相互隔离的两套三相绕组，直流源侧输入电流为Isoc，直流源电压为Us，直流源侧阻抗为Zs，电容C1和C2的电流分别为iC1和iC2，电容C1和C2的电压分别为UC1和UC2，变流器侧正极输入电流为Iinv，母线中点输入电流为Inp，变流器I的正极输入电流为IinvI，母线中点输入电流为InpI；变流器II的正极输入电流为IinvII，母线中点输入电流为InpII。绕组A、B、C、D、E和F的电流分别为ia、ib、ic、id、ie和if；
通常情况下，由于直流母线电容支路的开关次阻抗远小于Zs，开关次的电流纹波只从电容支路流通，Isoc是直流量。定义三电平变流器的开关函数为：
则变流器侧的输入电流和母线中点输入电流可计算为：
因此，电流iC1和iC2的值可以表示为：
iC1＝Isoc-Iinv＝Isoc+iC1_s (4)
iC2＝IC1-Inp＝Isoc-(Iinv+Inp)＝Isoc+iC2_s (5)
其中，iC1_s和iC2_s分别是iC1和iC2中取决于开关函数的电流分量，可表示为：
iC1_s＝iC1_sI+iC1_sII＝(-IinvI)+(-IinvII) (6)
iC2_s＝iC2_sI+iC2_sII＝(-IinvI-InpI)+(-IinvII-InpII) (7)
其中，iC1_sI和iC1_sII分别是变流器I和变流器II产生的开关函数相关的iC1电流分量，iC2_sI和iC2_sII分别是变流器I和变流器II产生的开关函数相关的iC2电流分量；
另一方面，直流母线电压Udc的表达式为：
其中，Ts是开关周期，Udc_ave是直流母线电压平均值，同时也是开关周期内的起始值和结束值；
直流母线中点电位控制延迟补偿的表达式为：
根据其计算第二时刻的直流母线中点电位，其中，定义kTs表示第一时刻，也称为kTs时刻，是kTs时刻的直流母线中点电位，定义(k+1)Ts表示第二时刻，也称为(k+1)Ts时刻，/>是(k+1)Ts时刻的直流母线中点电位/>是kTs时刻开始的开关周期内第i段电压矢量作用下变流器侧母线中点输入电流，/>是kTs时刻开始的开关周期内第i段电压矢量的作用时间，segk是kTs时刻开始的开关周期内电压矢量的个数；
相应地，对(k+2)Ts时刻直流母线中点电位的预测值的计算如式(10)所示：
根据式(10)计算第三时刻的直流母线中点电位，其中，(k+2)Ts表示第三时刻，也称为(k+2)Ts时刻，是(k+2)Ts时刻的直流母线中点电位，/>是(k+1)Ts时刻开始的开关周期内第i段电压矢量作用下变流器侧母线中点输入电流，/>是(k+1)Ts时刻开始的开关周期内第i段电压矢量的作用时间，segk+1是(k+1)Ts时刻开始的开关周期内电压矢量的个数；
本发明所述的三电平变流器电压空间矢量分布图如图3所示：扇区I～扇区VI是六个大扇区，每个大扇区由扇区A～扇区D四个小扇区组成；
在SVM调制策略中，选择参考矢量所在小扇区内的电压矢量来合成参考电压矢量。例如，当参考电压矢量位于三相三电平变流器电压空间矢量分布图301所示的扇区I-A内时，选择PPO、OON、POO、ONN和OOO以合成参考电压矢量，其中PPO和OON是一对冗余的小矢量，PPO是正小矢量而OON是负小矢量；同样地，POO是正小矢量，ONN是负小矢量；
当变流器输出正小矢量序列时，选择正小矢量和零矢量合成参考电压，矢量序列为OOO-POO-PPO-POO-OOO；当变流器输出负小矢量序列时，选择负小矢量和零矢量合成参考电压，矢量序列为ONN-OON-OOO-OON-ONN。本发明针对变流器I和变流器II选择的典型工作点如303和304所示，工作点的调制比为0.19，变流器I工作点的相位为45°，变流器II工作点的相位为15°，功率因数角为－30°。
本发明所述的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法原理如图4所示：两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法可分为两步，第一步为运行模式确定，包括延迟补偿步骤401，两种运行模式对中点电位控制效果的预测步骤402和运行模式选择步骤403；
延迟补偿的计算公式如式(9)所示；两种运行模式对中点电位控制效果的预测的计算公式如式(10)所示；
运行模式具体选择标准为：如果(k+1)Ts时刻的直流母线中点电位大于0，则选择(k+2)Ts时刻直流母线中点电位预测值较小的运行模式；如果(k+1)Ts时刻的直流母线中点电位小于0，则选择(k+2)Ts时刻直流母线中点电位预测值较大的运行模式；
运行模式确定以后，变流器I和变流器II在下个开关周期内使用的电压矢量则也确定；两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法的第二步为电压矢量序列的重构；
具体地，对变流器I和变流器II分别计算每个电压矢量作用下iC1_sI+iC2_sI和iC1_sII+iC2_sII的值，而后对变流器I和变流器II的电压矢量进行重新排序，使得变流器I中iC1_sI+iC2_sI的值按低电流水平、中电流水平和高电流水平排列，使得变流器II中iC1_sII+iC2_sII的值按高电流水平、中电流水平和低电流水平排列，如图4步骤404～407所示；
最后根据电压矢量序列生成相应的变流器开关序列，如图4步骤408所示。
本发明所述传统SVM策略下，典型工作点的母线电容电流和电压理论波形如图5和图6所示；
图5对应于传统SVM策略中两组变流器都输出正小矢量序列的工况，图6对应于传统SVM策略中两组变流器都输出负小矢量序列的工况。如电流波形501～502所示，传统SVM调制中，iC1_SI和iC1_SII的最大值和最小值相互重叠，导致iC1波形503中产生较大的电流纹波；
另一方面，如直流母线中点电位波形504所示，直流母线中点电位保持不变或持续上升，使中点电位在开关周期内显著上升，产生较大的中点电位偏差；
此外，如直流母线电压波形505所示，较大的电流纹波导致了较大的直流母线电压纹波。相似地，如电流波形601～602所示，传统SVM调制中，iC2_SI和iC2_SII的最大值和最小值相互重叠，导致iC2波形603中产生较大的电流纹波；
另一方面，如直流母线中点电位波形604所示，直流母线中点电位保持不变或持续下降，使中点电位在开关周期内显著下降，产生较大的中点电位偏差；此外，如直流母线电压波形605所示，较大的电流纹波导致了较大的直流母线电压纹波。
本发明所述两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下，典型工作点的母线电容电流和电压理论波形如图7所示；
波形701～704的理论波形对应于1P2N运行模式，波形705～708的理论波形对应于1N2P运行模式；
从波形701可以看出，电容电流iC1按低电流水平、中电流水平和高电流水平排列。原因是1P2N运行模式下变流器II输出负小矢量序列，并且在典型工作点中，负小矢量序列由两个负小矢量和零矢量构成；根据式(2)、(4)和(6)可知，负小矢量和零矢量都不会在iC1中产生开关次的电流纹波分量。因此，iC1_sII在1P2N运行模式下保持为0；经过变流器I的协同优化以后，iC1_sI+iC1_sII(＝iC1_sI)按低电流水平、中电流水平和高电流水平排列，因而根据式(4)，iC1的波形变化规律和iC1_sI相同；
类似地，根据式(3)、(5)和(7)可知，正小矢量和零矢量都不会在iC2中产生开关次的电流纹波分量。因此，iC2的波形变化规律和iC2_sII相同；与电容C1电流波形503和电容C2电流波形603相比，使用两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法后，iC1和iC2的电流纹波显著减小；
同时，由于1P2N运行模式下，变流器I和变流器II输出了相反的小矢量序列，与直流母线中点电位波形504和604出现的直流母线电压持续上或下降的情况不同，直流母线中点电位703在开关周期内同时具有上升和下降的过程，显著减小了直流母线电压的偏移量；
此外，根据式(8)可知，直流母线电压的变化率取决于iC1+iC2，经过矢量序列重构以后，iC1和iC2的电流排列规律相反，有效避免了iC1和iC2电流峰值叠加造成的高幅直流母线电压纹波，如直流母线中点电位波形704所示；波形705～708中所示的理论波形和原理与波形701～704一致；如电流波形705和706所示，iC1和iC2的电流纹波相比于电流波形503和603显著减小；如直流母线中点电位波形707所示，直流母线中点电位偏移量相比于直流母线中点电位波形504和604显著减小；如直流母线电压波形708所示，直流母线电压纹波幅值也得到有效抑制。
本发明的实验验证结果如图8～图10所示；实验基于中点箝位型三电平变流器馈电两相组永磁同步电机驱动系统实验室样机，所用两相组永磁同步电机的参数如下：极对数为3，q轴电感为6.25mH，d轴电感为6.25mH，永磁磁链为0.2Wb，定子电阻为0.21Ω，母线电容值为1000μF，基波频率为30Hz，控制器采样频率为2kHz。
本发明提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在直流母线电压纹波抑制方面的实验验证结果如图8所示，包括传统SVM调制下的直流母线电压波形801和805，仅采用第一步协同优化402和403情况下的直流母线电压波形802和806，使用提供的直流母线电压和电流纹波协同抑制方法下的直流母线电压波形803和807，模式切换信号804和808。其中，波形801～804是调制比为0.21工况下的实验结果，波形805～808是调制比为0.49工况下的实验结果；可以看出提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在两种调制比工况下都有效抑制了直流母线电压纹波。此外，相比于仅采用第一步协同优化的方法，使用完整的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在调制比为0.49的工况下具有更好的直流母线电压纹波抑制效果。
本发明提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在母线电容电流纹波抑制方面的实验验证结果如图9所示。901～904和905～908是分别是调制比为0.21和0.49工况下电容C1电流的实验波形，901是使用传统SVM调制下的电容C1电流波形，902是仅采用第二步协同优化404～407情况下的电容C1电流波形，903是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的电容C1电流波形，904是模式切换信号，905是使用传统SVM调制下的电容C1电流波形，906是仅采用第二步协同优化404～407情况下的电容C1电流波形，907是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的电容C1电流波形，908是模式切换信号，909～912和913～916分别是调制比为0.21和0.49工况下电容C2电流的实验波形，909是使用传统SVM调制下的电容C2电流波形，910是仅采用第二步协同优化404～407情况下的电容C2电流波形，911是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的电容C2电流波形，912是模式切换信号，913是使用传统SVM调制下的电容C2电流波形，914是仅采用第二步协同优化404～407情况下的电容C2电流波形，915是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的电容C2电流波形，916是模式切换信号。可以看出提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在两种调制比工况下都有效抑制了直流母线电容电流纹波。此外，相比于仅采用第二步协同优化的方法，使用完整的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在调制比为0.21的工况下具有更好的直流母线电容电流纹波抑制效果。
本发明提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在直流母线中点电位波动抑制方面的实验验证结果如图10所示。波形1001～1004和波形1005～1008分别是调制比为0.21和0.49工况下的实验结果。1001是使用传统SVM调制下的直流母线中点电位Vn，1002是仅采用第二步协同优化404～407情况下的直流母线中点电位Vn，1003是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的直流母线中点电位Vn，1004是模式切换信号，1005是使用传统SVM调制下的直流母线中点电位Vn，1006是仅采用第二步协同优化404～407情况下的直流母线中点电位Vn，1007是使用提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法下的直流母线中点电位Vn，1008是模式切换信号。可以看出，在低调制度工况下，提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法有效抑制了直流母线电压波动，直流母线中点电位波形1003与直流母线中点电位波形1001和1002相比具有显著更小的纹波幅值；在高调制度工况下，提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法有效抑制了开关次直流母线中点电位波动，与直流母线中点电位波形1005和1006相比，直流母线中点电位波形1007所示的波形仅含有由中矢量造成的3倍基频频率的低频脉动，而开关次的电压纹波得到有效抑制。此外，相比于仅采用第二步协同优化的方法，使用完整的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在两种调制比工况下都具有更好的直流母线中点电位波动抑制效果。
本发明提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在驱动系统稳态运行时的相电流波形如图11所示。1101和1102是调制比为0.21工况下的电机相电流波形，1103和1104是调制比为0.49工况下的电机相电流波形。如相电流波形1101和1102所示，调制比为0.21工况下，使用传统SVM调制策略时，电流总谐波畸变率(THD)为6.69％；使用两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法时，电流THD为7.59％。如相电流波形1103和1104所示，调制比为0.49工况下，使用传统SVM调制策略时，电流总谐波畸变率(THD)为3.78％；使用两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法时，电流THD为4.3％。可以看出，使用两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法后，尽管电机定子相电流THD略有提升，但提升幅度很小，处于可接受范围内。因此，本发明提供的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在实现对母线电容电流和电压纹波抑制的同时，可以保证变流器良好的输出性能。
本发明所提出的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法可扩展至多相组永磁电机变流器系统的母线优化调控中，相应的不同相组变流器小矢量序列选择方法、矢量序列重构方法均可适用于更多相组永磁电机变流器系统。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法，其特征在于，包括如下步骤：
定义两组变流器各自相对应的运行模式；计算第一时刻的直流母线中点电位并根据第一时刻的直流母线中点电位对一拍控制延迟进行延迟补偿，得到第二时刻的直流母线中点电位；
根据第二时刻的直流母线中点电位利用两种所述运行模式预测第三时刻的直流母线中点电位，根据第三时刻的直流母线中点电位选择其中一种运行模式作为两组变流器在下一个开关周期内的运行方式并确定各组变流器拟使用的电压矢量，对各组变流器的电压矢量进行重新排序并生成相应的变流器的开关序列，将所述开关序列作为下一个开关周期的开关器件的驱动信号；
所述延迟补偿包括如下步骤：
根据计算第二时刻的直流母线中点电位，其中，Vn k是第一时刻的直流母线中点电位，Vn k+1是第二时刻的直流母线中点电位，/>是第一时刻开始的开关周期内第i段电压矢量作用下变流器侧母线中点输入电流，/>是第一时刻开始的开关周期内第i段电压矢量的作用时间，segk是第一时刻开始的开关周期内电压矢量的个数；
两组变流器各自相对应的运行模式包括如下：两组变流器包括变流器I和变流器II，将变流器I输出正小矢量序列而变流器II输出负小矢量序列的工况为1P2N运行模式；将变流器I输出负小矢量序列而变流器II输出正小矢量序列的工况为1N2P运行模式；
利用两种所述运行模式预测第三时刻的直流母线中点电位包括如下步骤：
根据计算第三时刻的直流母线中点电位，其中，Vn k+2是第三时刻的直流母线中点电位，/>是第二时刻开始的开关周期内第i段电压矢量作用下变流器侧母线中点输入电流，/>是第二时刻开始的开关周期内第i段电压矢量的作用时间，segk +1是第二时刻开始的开关周期内电压矢量的个数；
两种运行模式的选择方法包括：若第二时刻的直流母线中点电位大于0，则选择第三时刻直流母线中点电位较小的运行模式；若第二时刻的直流母线中点电位小于0，则选择第三时刻直流母线中点电位较大的运行模式。
2.根据权利要求1所述的一种两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法，其特征在于，对各组变流器的电压矢量进行重新排序并生成相应的变流器的开关序列包括如下步骤：对变流器I和变流器II分别计算每个电压矢量作用下iC1_sI+iC2_sI和iC1_sII+iC2_sII的值，然后对变流器I和变流器II的电压矢量进行重新排序，使得变流器I中iC1_sI+iC2_sI的值按低电流水平、中电流水平和高电流水平排列，使得变流器II中iC1_sII+iC2_sII的值按高电流水平、中电流水平和低电流水平排列，最后根据电压矢量序列生成相应的变流器开关序列，iC1_sI和iC1_sII分别是变流器I和变流器II在直流母线电容C1中产生的由开关函数决定的电流分量，iC2_sI和iC2_sII分别是变流器I和变流器II在直流母线电容C2中产生的由开关函数决定的电流分量。
3.根据权利要求2所述的一种两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法，其特征在于，所述开关函数的表达式包括：
iC1_sI、iC1_sII、iC2_sI和iC2_sII的表达式分别为：
其中，ix为x相电流，Sx为x相的开关函数，变量下标a、b、c、d、e和f分别表示电机A相、B相、C相、D相、E相和F相绕组的物理量。
4.如权利要求1-3任一权利要求所述的两相组交流永磁电机三电平变流系统优化调制方法在多相组永磁电机多相变流器驱动系统的优化调控中的应用。
5.一种两相组交流永磁电机三电平变流系统，其特征在于，所述系统在运行时，实现如权利要求1-3任一权利要求所述的方法。
6.根据权利要求5所述的一种两相组交流永磁电机三电平变流系统，其特征在于，包括：
编码器，用于检测电机转子位置；转速计算模块，用于计算电机转速；速度闭环PI调节器，用于产生转矩参考值；x轴电流PI调节器，用于产生x轴电压参考值；y轴电流PI调节器，用于产生y轴电压参考值；d轴电流PI调节器，用于产生d轴电压参考值；q轴电流PI调节器，用于产生q轴电压参考值；坐标旋转变换模块，用于对dq轴电流进行旋转变换后输出αβ轴电流信号，或对αβ轴电流进行旋转变换后输出dq轴电流信号；矢量空间解耦逆矩阵，用于对αβ轴和xy轴电流进行矢量空间解耦逆矩阵逆变换，获得A相、B相、C相、D相、E相和F相参考电压；三相坐标变换模块，用于对输入的三相参考电压进行坐标变换获得极坐标系下参考电压矢量幅值和相位；控制延迟补偿模块，用于对直流母线中点电位采样值进行一拍控制延迟的延迟补偿；空间矢量调制(SVM)模块，用于生成变流器所需开关序列信号；矢量空间解耦(VSD)矩阵，用于根据矢量空间解耦逆矩阵输出相应的αβ轴和xy轴电流信号。
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