CN112737444A - 交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。通过将电机两套绕组的采样时刻、装载矢量时刻和参考值追踪时刻相互交替一半采样周期，本发明在不改变单套三相绕组采样频率的前提下，使得电机控制系统的等效采样频率翻倍，控制延迟和预测时间跨度减半。此外，本发明通过双层模型预测控制策略，解决了交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法导致的系统受控维度下降为二维而控制目标仍是四维的欠驱动问题。本发明提供的交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法有效提高了双三相永磁同步电机系统的稳态和动态控制性能，并降低了控制算法的计算量。

Description

交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法

技术领域

本发明涉及电工、电机、电力电子技术，特别是涉及交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，属于发电、变电或配电的技术领域。

背景技术

近年来，在中压大功率应用领域，多相电机多电平驱动系统因功率器件应力低、可靠性高、电能质量高等优势，引起了越来越广泛的关注。其中，双三相永磁同步电机驱动系统凭借结构简单、消除六次转矩脉动、故障容错能力强等优势成为一种极有前景的新型电机驱动系统。为提高电力电子变换器效率并降低辅助散热系统的容量，现有中压大功率电机驱动系统功率器件的开关频率一般较低，通常低于1kHz。较低的开关频率使得现有基于比例积分(PI)控制器的矢量控制产生了如下问题：(1)低开关频率加剧了数字控制中延迟问题的影响，电机dq轴分量的耦合作用加剧，传统一阶惯性环节的建模方式存在较大误差，对电机系统的稳态和动态控制性能产生了显著影响；(2)低开关频率导致电力电子变换器输出谐波含量增加，降低了控制性能；(3)低开关频率导致的较大数字延迟问题降低了传统矢量控制系统的带宽，影响了控制系统的稳定性。双三相电机驱动系统具有两套三相电机绕组和电力电子变换器，相比传统三相电机系统具有更高的控制自由度，为改善电机控制性能提供了优化空间，本申请旨在通过交替执行双三相永磁同步电机的采样与控制程序克服现有控制方法在低开关频率工况下的缺陷。

发明内容

本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，通过交替执行双三相绕组及相应电力电子变换器的采样与控制程序，在不改变单套三相绕组采样频率的前提下，使得电机控制系统整体的等效采样频率翻倍，从而有效改善了低开关频率工况下电机控制系统的稳态和动态控制性能，解决了现有控制方法在低开关频率工况下控制延迟和控制性能下降的技术问题。

本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：

一种交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，其步骤如下：

1)通过电机位置编码器、相电流传感器和直流母线电压传感器采集、计算器电机转速值、相电流值和直流母线中点电位值，并通过双旋转坐标变换模块获得d₁q₁轴电流分量和d₂q₂轴电流分量的数值；

2)对电机数学模型进行一阶前向欧拉离散化，基于离散数学模型获得d₁q₁轴电流、d₂q₂轴电流和母线中点电位的补偿一拍控制延迟的采样值；

3)根据转速闭环PI控制器得到的转矩参考值，基于矢量控制方法获得dq轴电流参考值并均分，进而获得d₁q₁轴电流和d₂q₂轴电流参考值；

4)基于无差拍控制原理，根据d₁q₁轴、d₂q₂轴电流参考值和采样值，计算d₁q₁轴和d₂q₂轴参考电压矢量；

5)结合三电平逆变器电压空间矢量的分布特点，选择d₁q₁轴和d₂q₂轴参考电压矢量所在三角形扇区的四个或五个电压矢量作为模型预测控制的候选矢量；

6)基于电机和逆变器直流母线中点电位离散模型，对步骤5)中候选矢量的控制效果进行预测，并根据价值函数选择控制效果最优的候选矢量作为最终的装载矢量。

更进一步地，若从当前开关状态切换至步骤5)所述的候选矢量对应的开关状态时，逆变器会发生P电平和N电平之间的切换，则取消该候选矢量的候选资格；进一步，若步骤5)所述的候选矢量都被取消了候选资格，则选择电压参考矢量所在六边形大扇区的电压矢量作为新的候选矢量，并在新的候选矢量中，筛选出不会引起逆变器P电平和N电平切换的矢量作为最终的候选矢量；

更进一步地，步骤6)所述的价值函数分两种情况：第一种情况，至少存在一个候选矢量，在其作用下所有受控量的预测值都位于允许的误差范围之内，对电流运行轨迹进行线性外推，当电流轨迹达到允许的误差边界时，外推结束，并根据外推步长和切换至该候选矢量产生的开关动作次数计算平均开关频率，作为价值函数；第二种情况，不存在候选矢量满足第一种情况的条件，价值函数由各受控量的控制误差绝对值加权求和而获得；

更进一步地，步骤4)、步骤5)和步骤6)所述的候选矢量筛选和评估的流程在两套绕组中是交替进行的，第一套绕组进行采样时，第二套绕组装载新的矢量，并且直到第一套绕组进行下一次采样时，第二套绕组对应的开关状态保持不变，第二套绕组进行采样时，第一套绕组装载新的矢量，并且直到第二套绕组进行下一次采样时，第一套绕组对应的开关状态保持不变；为了解决交替执行采样与控制程序方法引起的欠驱动问题，步骤4)、步骤5)和步骤6)采用了双层模型预测控制策略，将四维控制目标分成两层，步骤4)和步骤5)构成了第一层模型预测控制，其中无差拍控制以d₁q₁轴和d₂q₂轴电流跟踪均分的电流参考值为控制目标；步骤6)是第二层模型预测控制，其控制对象是双绕组d轴总电流和q轴总电流，其控制目标是使双绕组d轴总电流和q轴总电流跟随由最大转矩电流比模块获得的双绕组d轴总电流参考值和q轴总电流参考值。

本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：

(1)本发明通过交替执行采样与控制程序的方法，使得电机控制系统等效采样频率翻倍，数字延迟减半，同时使得模型预测控制中对候选矢量控制效果的预测时间跨度减半，预测精度提高，从而有效改善电机控制的稳态和动态性能；

(2)本发明通过交替执行采样与控制程序的方法，电机控制系统的维度从四维下降到二维，有效减小了所采用的模型预测控制所需的计算量；

(3)本发明通过双层模型预测控制策略，在第一层控制中以均分的参考电流值为控制目标确定出候选矢量以确保候选矢量能够保证两绕组电流基本维持均分，在第二层控制中以d轴总电流和q轴总电流跟随参考值为控制目标，在候选矢量中选出最终的装载矢量，实现在保证两绕组电流基本均分前提下的d轴总电流和q轴总电流控制，解决了交替执行采样与控制程序的方法导致的系统受控维度下降为二维而控制目标仍是四维的欠驱动问题，实现了二维受控量对四维控制目标的控制；

(4)通过综合采用本发明的交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，电机驱动系统等效采样频率较高，控制延迟缩短，有效解决了传统控制方法在低开关频率工况下控制延迟高带来控制精度不高的问题。

附图说明

图1是交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机多步长模型预测控制框图；

其中，1.1是速度闭环PI调节器，1.2是最大转矩电流比控制模块，1.3是基于电机离散模型的无差拍控制模块，1.4是极坐标变换模块，1.5是多步长模型预测控制模块，1.6是直流母线，1.7是双三相三电平逆变器，1.8是双三相永磁同步电机，1.9是位置编码器，1.10是双旋转坐标变换模块，1.11是电流预测模块，1.12是转速计算模块。

图2是多步长模型预测控制方法的流程图。

图3是双三相永磁同步电机驱动系统中第一套三电平逆变器电压空间矢量分布图与候选矢量三角形区域法选择方式的示意图；

其中，V_ref1是第一套绕组对应逆变器的参考电压矢量。

图4是双三相永磁同步电机驱动系统中第二套三电平逆变器电压空间矢量分布图与候选矢量三角形区域法选择方式的示意图；

其中，V_ref2是第二套绕组对应逆变器的参考电压矢量。

图5是传统同步控制双三相逆变器候选矢量交叉遍历的示意图。

图6是双三相永磁同步电机驱动系统中第一套三电平逆变器电压空间矢量分布图与候选矢量六边形区域法选择方式的示意图。

图7是双三相永磁同步电机驱动系统中第二套三电平逆变器电压空间矢量分布图与候选矢量六边形区域法选择方式示意图。

图8是q₁轴电流多步长模型预测控制的算例图。

图9是同步预测控制方法的预测控制时序图。

图10是交替执行采样与控制程序方法的预测控制时序图。

图11是传统同步控制方法下电机A、B、D和E相电流实验波形图，i_A,i_B,i_D和i_E分别是电机A、B、D和E相电流实验波形。

图12是交替执行采样与控制程序方法下电机A、B、D和E相电流实验波形图。

图13是传统同步控制方法得到的母线电容电压和母线中点电位的实验波形图。

图14是交替执行采样与控制程序方法得到的母线电容电压和母线中点电位的实验波形图。

图15是传统同步控制方法得到的转速和转矩实验波形。

图16是交替执行采样与控制程序方法得到的转速和转矩实验波形。

图17是传统同步控制方法得到的转速和转矩动态响应实验波形。

图18是传统同步控制方法实验得到的转速和转矩动态响应放大波形。

图19是交替执行采样与控制程序方法得到的转速和转矩动态响应实验波形。

图20是交替执行采样与控制程序方法实验得到的转速和转矩动态响应放大波形。

图21是传统同步控制和交替执行采样与控制程序方法实验所得程序运行时间。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例进一步阐明本发明的发明构思，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明做出的各种等价形式的修改均落入本申请所附权利要求所限定的范围。

本发明提供一种交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，针对现有控制方法在低开关频率工况下存在的控制延迟和控制性能下降的问题，本发明通过双三相绕组及相应电力电子变换器交替执行采样与控制，在不改变单套三相绕组采样频率的前提下，使得电机控制系统等效采样频率翻倍，从而有效改善电机控制系统在低开关频率工况下的稳态和动态控制性能。

本发明针对双三相永磁同步电机低开关频率工况下的控制系统提出一种交替执行采样与控制程序的多步长模型预测控制方案，通过图1所示控制系统实现，该控制系统包括：速度闭环PI调节器1.1、最大转矩电流比控制模块1.2、基于电机离散模型的无差拍控制模块1.3、极坐标变换模块1.4、多步长模型预测控制模块1.5、直流母线1.6、双三相三电平逆变器1.7、双三相永磁同步电机1.8、位置编码器1.9、双旋转坐标变换模块1.10、电流预测模块1.11、转速计算模块1.12。安装在双三相永磁同步电机1.8输出轴上的位置编码器1.9用于检测电机输出轴的角度位置θ_e，转速计算模块1.12根据角度位置θ_e计算转速n，将转速n与转速参考值n^*的差值送入速度闭环PI调节器1.1，速度闭环PI调节器1.1产生转矩参考值

而后由最大转矩电流比控制模块1.2根据转矩参考值

生成dq轴参考电流并均分，获得第一套绕组的dq轴电流参考值

以及第二套绕组的dq轴电流参考值

经采样电路获得的六相电流i_A、i_B、i_C、i_D、i_E、i_F通过双旋转坐标变换模块1.10获得双旋转坐标系下当前时刻kT_s两套绕组的dq轴电流

而后通过电流预测模块1.11对控制延迟进行补偿，预测获得下一时刻(k+1)T_s两套绕组的dq轴电流数值

以及直流母线中点电位

根据电流参考值和电流预测值，由基于电机离散模型的无差拍控制模块1.3计算出第一套绕组电压参考值

以及第二套绕组电压参考值

由极坐标变换模块1.4和多步长模型预测控制模块1.5确定装载矢量，控制直流母线1.6和双三相三电平逆变器1.7进行开关状态切换，实现对双三相永磁同步电机1.8的控制。

本发明所述的交替执行采样与控制程序的多步长模型预测控制方法中，多步长模型预测控制模块确定装载矢量的具体流程如图2所示，包括如下步骤：

步骤2.1，根据第一套绕组电压参考值

以及第二套绕组电压参考值

的极坐标变换结果选择两套绕组对应逆变器参考电压矢量所在三角形扇区的矢量作为候选矢量；

步骤2.2，判断步骤2.1中所选候选矢量是否存在至少一个候选矢量不引起逆变器P电平和N电平的切换，若是，则进入步骤2.4，否则，进入步骤2.3；

步骤2.3，将选择范围从参考电压矢量所在的三角形扇区扩大到其所在的六边形扇区，并对六边形扇区内的候选矢量执行步骤2.4的操作；

步骤2.4，直接取消会引起逆变器P电平和N电平切换的候选矢量的候选资格而保留其它候选矢量；

步骤2.5，基于步骤2.4确定的候选矢量控制双三相三电平逆变器1.7，采集当前时刻六相电流并获取当前时刻两套绕组的dq轴电流

对下一时刻的电机状态变量进行预测，得到下一时刻两套绕组dq轴电流数值

以及直流母线中点电位

步骤2.6，随后判断是否存在候选矢量，在其作用下的下一时刻受控变量i_d1，i_q1，i_d2，i_q2和V_n的预测值都在误差范围内，即判断是否存在候选矢量可被外推，若是，则进入步骤2.7，否则，进入步骤2.9；

步骤2.7，删除不可外推的候选矢量，对其余候选矢量进行线性外推；

步骤2.8，基于外推结果计算开关频率，将计算得到的开关频率作为价值函数对候选矢量进行评估，进入步骤2.10；

步骤2.9，将受控量控制误差绝对值加权求和的结果作为价值函数，对候选矢量进行评估；

步骤2.10，基于2.8或2.9的结果，获得最终的装载矢量。

本发明涉及的候选矢量三角形区域法选择方式如图3和图4所示。三电平逆变器每一相桥臂相对于直流母线中点可以输出三种电平的电压U_dc/2、0、-U_dc/2，分别用符号P、O、N表示。V_ref1和V_ref2分别是第一套绕组和第二套绕组的参考电压矢量。V_ref1所在三角形区域包括四个矢量，分别是PON、PNN、POO和ONN，V_ref2所在三角形区域包括四个矢量，分别是ONN、POO、PNN和PNO。以上候选矢量的选择过程与步骤2.1相对应。

本发明对比的传统同步控制双三相逆变器候选矢量交叉遍历过程如图5所示。从步骤2.1开始，第一套绕组具有四种选择，在每一种选择中，第二套绕组都有四种选择与之对应。因而，最终传统同步控制方法将获得16种候选矢量组合，分别是{PNN，POO}、{PNN，ONN}、{PNN，PNO}、{PNN，PNN}、{POO，POO}、{POO，ONN}、{POO，PNO}、{POO，PNN}、{ONN，POO}、{ONN，ONN}、{ONN，PNO}、{ONN，PNN}、{PON，POO}、{PON，ONN}、{PON，PNO}和{PON，PNN}。

本发明涉及的候选矢量六边形区域法选择方式如图6和图7所示。V_ref1和V_ref2分别是第一套绕组和第二套绕组的参考电压矢量。考虑到使用六边形区域法选择方式的前提是三角形区域法不满足条件，应将同时在六边形区域内和三角形区域内的矢量排除，仅保留只在六边形区域内而不再三角形区域内的矢量。例如，当V_ref1和V_ref2分别位于图6和图7所示的位置时，V_ref1所在六边形区域内的矢量有PPO、OON、OOO、POP、ONO、PNO、PON、PNN、POO和ONN，共10个矢量，排除V_ref1所在三角形区域的候选矢量PON、PNN、POO和ONN，则最终六边形区域法确定的候选矢量为PPO、OON、OOO、POP、ONO和PNO，共6个。V_ref2所在六边形区域内的矢量有PPO、OON、PON、OOO、POP、ONO、ONN、POO、PNN和PNO，共10个矢量，排除V_ref2所在三角形区域的候选矢量ONN、POO、PNN和PNO，则最终六边形区域法确定的候选矢量为PPO、OON、PON、OOO、POP和ONO，共6个。

本发明涉及的基于外推法的候选矢量评估方法如图8所示。矢量VC₃、VC₁、VC₂和VC₄的预测和外推轨迹如图8中的四段轨迹所示。实线部分是基于模型的运行轨迹；虚线部分是线性外推轨迹。候选矢量轨迹触及误差上边界i_q1max或下边界i_q1min所需的步长定义为该矢量关于该受控量的外推步长。例如，图8中VC₃、VC₁、VC₂和VC₄关于q₁轴电流的外推步长分别为1、2、3和4。为了确保所有受控量都位于误差范围内，对于每一个候选矢量，选择所有受控量对应外推步长中的最小值作为该候选矢量执行控制程序时整个外推过程的最终外推步长N。为了引入开关频率的评价指标，定义从kT_s时刻装载的矢量切换到候选矢量的切换次数n_s为：

其中，T_s是采样周期，带有标注(k)的变量表示该变量在kT_s时刻的值，S_x是开关函数，定义为：

显然总外推步长越大而开关切换次数越少，则控制效果越好而开关频率越小。因此，定义代价函数为：

式(3)即为步骤2.8涉及的价值函数，价值函数数值最小的候选矢量将被选为最终的装载矢量。

本发明涉及的基于受控量控制误差绝对值加权求和的价值函数如式(4)所示：

其中，λ_x是变量x的权重系数，x_min和x_max分别是变量x允许的最小值和最大值，即x_min＝x_ref-Δx，x_max＝x_ref+Δx，Δx是变量x在(k+2)T_s时刻的预测值与参考值的最大允许绝对误差，x_ref是变量x的参考值，当对第一套绕组进行采样与控制时，x∈{i_d1,i_q1,V_n}；当对第二套绕组进行采样与控制时，x∈{i_d2,i_q2,V_n}。式(4)即为2.9涉及的价值函数，价值函数数值最小的候选矢量将被选为最终的装载矢量。

本发明涉及的双三相绕组交替执行采样与控制程序方法的控制时序图如图9和图10所示。图9是同步预测控制时序图，绕组1时间线和绕组2时间线上的采样点是同步控制时序下绕组1和绕组2的采样时刻，绕组1时间线和绕组2时间线上的装载点是同步控制时序下绕组1和绕组2的矢量装载时刻，绕组1时间线和绕组2时间线上的参考值点是同步控制时序下绕组1和绕组2期望跟随电流参考值的目标时刻，同步控制时序下采样和矢量装载之间的延迟时间为一个采样周期。图10是交替执行采样与控制程序方法的时序图，绕组1时间线和绕组2时间线上的采样点是交替执行采样与控制程序方法时序下绕组1和绕组2的采样时刻，绕组1时间线和绕组2时间线上的装载点是交替执行采样与控制程序方法时序下绕组1和绕组2的矢量装载时刻，绕组1时间线和绕组2时间线上的参考值点是交替执行采样与控制程序方法时序下绕组1和绕组2期望跟随电流参考值的目标时刻，交替执行采样与控制程序方法时序下采样和矢量装载之间的延迟时间为一半的采样周期。如图9所示，双绕组采样时刻、装载矢量时刻和参考值追踪时刻一致的控制策略称为同步控制，而采样时刻、装载矢量时刻和参考值追踪时刻相互交替一半采样周期的控制策略称为交替执行采样与控制程序的控制方法。在同步控制中，两套绕组都在kT_s时刻进行采样，都在(k+1)T_s时刻装载新的开关矢量，并且都以(k+2)T_s时刻完成对参考值的跟踪为目标。但在交替执行采样与控制程序方法中，第一套绕组在(k+1/2)T_s时刻进行采样，在(k+1)T_s时刻装载新矢量，并以(k+3/2)T_s时刻完成对参考值的跟踪为目标；第二套绕组在kT_s时刻进行采样，在(k+1/2)T_s时刻装载新矢量，并以(k+1)T_s时刻完成对参考值的跟踪为目标。因此，两绕组的采样、装载和参考值的追踪被错开了一半的采样周期。

本发明涉及的双层模型预测控制策略如式(5)、式(6)、式(7)和式(8)所示。第一层模型预测控制嵌入在基于无差拍控制选出候选矢量的流程中。以d₁q₁轴和d₂q₂轴电流跟踪均分的电流参考值为目标，电压参考矢量的计算如式(5)所示：

其中，i_d1 ^*＝i_d2 ^*＝(1/2)i_d ^*，i_q1 ^*＝i_q2 ^*＝(1/2)i_q ^*，L_d和L_q分别是d、q轴电感，u_d1 ^*,u_q1 ^*,u_d2 ^*和u_q2 ^*是分别是两绕组dq轴参考电压，R_s是定子电阻，i_d1,i_q1,i_d2和i_q2分别是两绕组dq轴电流，L_dm和L_qm分别是d、q轴互感，ω是电角速度，ψ_f是永磁磁链。第二层模型预测控制的目标是使双绕组d轴总电流和q轴总电流跟随由最大转矩电流比模块获得的双绕组d轴总电流参考值和q轴总电流参考值。以图10所示的绕组1采样时刻为例，在绕组1采样时刻至绕组1参考值追踪时刻之间，第二台逆变器的开关状态保持不变，因而绕组2的dq轴电压u_d2和u_q2在此之间保持不变。因此，根据电机离散模型，在绕组1采样时刻至绕组1参考值追踪时刻之间，电机状态变量存在以下约束条件：

另一方面，第二层模型预测控制目标的表达式为：

根据式(6)和式(7)，可求解出如式(8)所示的绕组1的d₁q₁轴电流参考值：

式(8)所示的电流参考值即为步骤2.8和步骤2.9中的电流参考值。同样地，可以计算出当对第二套绕组进行采样与控制时，绕组2的d₂q₂轴电流参考值为：

需要说明的是，在交替执行采样与控制程序的方法中，由于存在一台逆变器的开关状态保持不变，系统维度从四维下降为二维，因此，电机相关的状态变量维度也从四维下降为二维，本发明选择当前采样绕组的dq轴电流和母线中点电位三个变量作为交替执行采样与控制程序的受控量进行后续控制。

本发明的实验验证结果如图11至图21所示。实验基于中点箝位型三电平逆变器馈电双三相永磁同步电机驱动系统实验室样机。控制算法由DSP TI-TMS320F28346计算实现，开关管控制信号由FPGA Xilinx-Spartan6 XC6SLX25经过驱动电路生成，由一个外接变阻箱的同轴永磁同步电机作为双三相电机的负载。所用双三相电机的参数如下：极对数为4，q轴电感为13mH，d轴电感为10mH，漏感为5mH，永磁磁链为0.08Wb，定子电阻为0.225Ω，母线电容值为4000μF，单套绕组采样频率为7.5kHz。

本发明提供的交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法在稳态工况下的有效性验证结果如图11至图16所示，包括传统同步控制和交替执行采样与控制程序方法的定子电流波形、电容电压和中点电位波动波形、转速和转矩波形。与同步控制相比，交替执行采样与控制程序方法使得电流THD从19.36％下降到9.20％，使得开关频率从724Hz下降到489Hz，如图11和图12所示；中点电位波动从1.6V下降到1.3V，如图13和图14所示，u_C1、u_C2为母线上桥臂电容电压波形、母线下桥臂电容电压波形；使得转矩纹波从1.21Nm下降到0.76Nm，如图15和图16所示，n_ref是转速参考值波形，n是转速波形，T_e是转矩纹波波形。根据图11至图16的对比实验可知，交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机多步长模型预测控制策略有效改善了电机的稳态控制性能。

本发明提供的交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法在动态工况下的有效性验证结果如图17至图20所示，包括传统同步控制和交替执行采样与控制程序方法的转速和转矩波形，n_ref是转速参考值波形，n是转速波形，T_{e_ref}是转矩参考值波形，T_e是转矩波形。与同步控制相比，交替执行采样与控制程序方法使得转矩上升延迟从133μs下降为67μs，使得转矩响应时间从2200μs下降为1800μs，如图18和图20所示。根据图17至图20的对比实验可知，交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机多步长模型预测控制策略有效改善了电机的动态控制性能。

本发明提供的交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法在降低算法复杂度方面的实验验证结果如图21所示，包括传统同步控制和交替执行采样与控制程序方法中模数转换、延迟补偿、模型预测控制算法和矢量装载部分程序的执行时间。传统同步控制中，模数转换程序执行时间为11.24μs，延迟补偿程序执行时间为6.62μs，多步长模型预测控制程序执行时间为95.69μs，矢量装载程序执行时间为3.01μs；交替执行采样与控制程序方法中，模数转换程序执行时间为11.24μs，延迟补偿程序执行时间为6.62μs，多步长模型预测控制程序执行时间为20.28μs，矢量装载程序执行时间为3.01μs，且在每个采样周期内，这四部分程序都执行两次。传统同步控制和交替执行采样与控制程序方法的模数转换、延迟补偿和矢量装载相关程序的执行时间是相同的，但由于交替执行采样与控制程序方法降低了系统的维度，其模型预测控制算法执行时间显著低于传统同步控制。因此，在单套绕组采样周期内，尽管交替执行采样与控制程序方法进行了两次模数转换、延迟补偿和矢量装载，程序总的执行时间仍少于同步控制。根据图21的对比实验可知，交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机多步长模型预测控制策略有效降低了算法计算量。

Claims (9)

1.交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，其特征在于，在kT_s时刻采样第二套绕组的相电流，在(k+1/2)T_s时刻采样第一套绕组的相电流并装载第二套绕组的控制矢量，在(k+1)T_s时刻装载第一套绕组的控制矢量并完成第二套绕组对电流参考值的跟踪，在(k+3/2)T_s时刻完成第一套绕组对电流参考值的跟踪，采用以两套绕组的d轴电流均分d轴总电流、两套绕组q轴电流均分q轴总电流且d轴总电流、q轴总电流跟随参考值为目标的双层模型预测控制策略确定每一套绕组的d轴电流参考值、q轴电流参考值，在每一套绕组d轴电流参考值、q轴电流参考值的约束下从不会导致逆变器输出电平在P电平和N电平之间跳变的逆变器控制电压矢量中为该套绕组选择候选矢量，计算各候选矢量作用于逆变器后的价值函数，以获得最小价值函数的候选矢量为最终的控制矢量，其中，k为正整数，T_s为开关周期。

2.根据权利要求1所述交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，其特征在于，在每一套绕组d轴电流参考值、q轴电流参考值的约束下从不会导致逆变器输出电平在P电平和N电平之间跳变的逆变器控制电压矢量中为该套绕组选择候选矢量的方法为：

当至少有一个候选矢量外推时各受控量处于控制误差范围内时，删除不可外推的候选矢量并将根据外推结果计算的开关频率作为价值函数；

当所有的候选矢量均不可外推时，将各受控量控制误差绝对值的加权结果作为价值函数。

3.根据权利要求1所述交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，其特征在于，不会导致逆变器输出电平在P电平和N电平之间跳变的逆变器控制电压矢量的选取方法为：根据两套绕组的d轴电流参考值、q轴电流参考值计算出其中一套绕组的d轴参考电压、q轴参考电压，对该套绕组的d轴参考电压、q轴参考电压进行极坐标变换，根据极坐标变换结果选择该套绕组对应逆变器参考电压矢量所在的三角形扇区的矢量为待选矢量，当至少存在一个待选矢量不会导致逆变器输出电平在P电平和N电平之间跳变时，所有该类待选矢量为不会导致逆变器输出电平在P电平和N电平之间跳变的逆变器控制电压矢量，当所有待选矢量都会导致逆变器输出电平在P电平和N电平之间跳变时，在该套绕组对应逆变器参考电压矢量所在的六边形区域内排除同时在三角形扇区和六边形区域内的矢量，选择六边形区域内剩余的矢量为不会导致逆变器输出电平在P电平和N电平之间跳变的逆变器控制电压矢量。

4.根据权利要求1所述交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，其特征在于，以两套绕组的d轴电流均分d轴总电流、两套绕组q轴电流均分q轴总电流为目标的电压参考值为：

其中，u_d1 ^*、u_q1 ^*、u_d2 ^*和u_q2 ^*是分别为两绕组的d轴参考电压、q轴参考电压，i_d1 ^*＝i_d2 ^*＝(1/2)i_d ^*，i_q1 ^*＝i_q2 ^*＝(1/2)i_q ^*，i_d1 ^*、i_q1 ^*、i_d2 ^*、i_q2 ^*分别为两绕组的d轴参考电流、q轴参考电流，i_d ^*、i_q ^*为d轴总参考电流、q轴总参考电流，i_d1(k+1)、i_q1(k+1)、i_d2(k+1)和i_q2(k+1)分别为两绕组在第k+1个开关周期的d轴电流、q轴电流，L_d和L_q分别为d轴、q轴电感，R_s为定子电阻，L_dm和L_qm分别为d轴、q轴互感，ω(k)为第k个开关周期的电角速度，ψ_f为永磁磁链。

5.根据权利要求4所述交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，其特征在于，

以d轴总电流、q轴总电流跟随参考值为目标的第一套绕组电流参考值为：

以d轴总电流、q轴总电流跟随参考值为目标的第二套绕组电流参考值表达式为：

其中，i_d1(k+3/2)、i_q1(k+3/2)为第一套绕组在第(k+3/2)个开关周期的d轴电流、q轴电流，i_d2(k+1)、i_q2(k+1)为第二套绕组在第k个开关周期的d轴电流、q轴电流。

6.根据权利要求2所述交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，其特征在于，计算开关频率的表达式为

g₁为开关频率，n_s为从kT_s时刻装载的矢量切换到(k+1)T_s时刻候选矢量的开关切换次数，N为外推步长，

S_x(k+1)、S_x(k)为(k+1)T_s时刻、kT_s时刻x相的开关函数，x＝a,b,c,d,e,f，

7.根据权利要求2所述交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法，其特征在于，计算各受控量控制误差绝对值的加权结果的表达式为：

g₂为各受控量控制误差绝对值的加权结果，g_x为受控量x控制误差绝对值,λ_x为g_x的权重，

x(k+2)为(k+2)T_s时刻受控量x的预测值，x_max、x_min为受控量x允许的最大值和最小值，x_max＝x_ref+Δx，x_min＝x_ref-Δx，Δx是受控量x在(k+2)T_s时刻的预测值与参考值x_ref的最大允许绝对误差，i_d1、i_q1为第一套绕组的d轴电流、q轴电流，i_d2、i_q2为第二套绕组的d轴电流、q轴电流，V_n为逆变器直流母线中点电压；当对第一套绕组进行采样与控制时，x∈{i_d1,i_q1,V_n}；当对第二套绕组进行采样与控制时，x∈{i_d2,i_q2,V_n}。

8.实现权利要求1所述双三相永磁同步电机控制方法的系统，其特征在于，包括：

位置编码器，安装在双三相永磁同步电机的输出轴上，用于检测电机输出轴的位置；

转速计算模块，其输入端接收角度位置信息，输出转速；

速度闭环PI调节器，其输入端接转速与转速参考值，根据转速差值产生转矩参考值；

最大转矩电流比控制模块，其输入端接转矩参考值，输出第一套绕组的d轴电流参考值、q轴电流参考值以及第二套绕组的d轴电流参考值、q轴电流参考值；

双旋转坐标变换模块，接收双三相永磁同步电机输出的六相电流，对六相电流进行旋转变换后出输出当前时刻kT_s时刻两套绕组的d轴电流以及q轴电流；

电流预测模块，其输入端接双旋转坐标变换模块的输出端，预测(k+1)T_s时刻两套绕组的d轴电流以及q轴电流以及逆变器直流母线中点电位后输出；

基于电机离散模型的无差拍控制模块，其一输入端接电流预测模块的输出端，其另一输入端接最大转矩电流比控制模块的输出端，根据两套绕组的d轴电流以及q轴电流的参考值及预测值，计算出第一套绕组d轴参考电压、q轴参考电压以及第二套绕组d轴参考电压、q轴参考电压后输出；

极坐标变换模块，其输入端接基于电机离散模型的无差拍控制模块的输出端，对第一套绕组d轴参考电压、q轴参考电压以及第二套绕组d轴参考电压、q轴参考电压进行极坐标变换；

多步长模型预测控制模块，在kT_s时刻采样第二套绕组的相电流，在(k+1/2)T_s时刻采样第一套绕组的相电流并装载第二套绕组的控制矢量，在(k+1)T_s时刻装载第一套绕组的控制矢量并完成第二绕组对电流参考值的跟踪，在(k+3/2)T_s时刻完成第一套绕组对电流参考值的跟踪，采用以两套绕组的d轴电流均分d轴总电流、两套绕组q轴电流均分q轴总电流且d轴总电流、q轴总电流跟随参考值为目标的双层模型预测控制策略确定每一套绕组的d轴电流参考值、q轴电流参考值，在每一套绕组d轴电流参考值、q轴电流参考值的约束下从不会导致逆变器输出电平在P电平和N电平之间跳变的逆变器控制电压矢量中为该套绕组选择候选矢量，计算各候选矢量作用于逆变器后的价值函数，以获得最小价值函数的候选矢量为最终的控制矢量。

9.根据权利要求8所述双三相永磁同步电机控制方法的系统，其特征在于，所述多步长模型预测控制模块存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现权利要求1所述的交替执行采样与控制程序的双三相永磁同步电机控制方法。

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