CN108418489A - 抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开电机控制领域中的抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法，永磁同步电机的绕组中性点打开，引出6个输出端子接两个两电平逆变器输出端，两个两电平逆变器各有1个零矢量和7个有效电压矢量，形成6个扇区，抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块先将电压指令按大小相同方向相反的原则分配给两个两电平逆变器，再根据转子位置角的大小判断调制电压矢量所在的扇区，最后计算出各个扇区的有效电压矢量和零矢量的工作时间，通过零矢量产生的零序电压来抵消或者削弱有效矢量合成时产生的零序电压，从而抑制零序电流，提高电压利用率。

Description

抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法

技术领域

本发明属于电机控制领域，具体涉及一种绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法，抑制电机驱动系统的零序电流，特别适合于电动汽车等需要宽调速的应用场合。

背景技术

车用驱动电机作为电动汽车的关键执行部件之一，其驱动性能的优劣直接影响电动汽车的整车性能。车用驱动电机主要采用内置式稀土永磁同步电机，具有高效率、高功率密度等优势。但永磁同步电机受限于恒定的气隙磁场及有限的逆变器容量，电机调速范围有限，在电动汽车等需要宽调速范围的运行场合受到一定限制。目前主要通过弱磁控制等控制手段来提高电机的转速运行范围，但深度弱磁区产生的较大的直轴去磁电流增加了永磁同步电机中稀土磁钢的不可逆退磁危险。因而寻求一种可消除或缓解永磁同步电机不可逆退磁风险，同时拓宽电机转速范围的控制策略，成为发展电动汽车用永磁同步电机亟待解决的问题。

绕组开放式拓扑结构就是把传统电机星型连接中性点打开再接一个逆变器的电机结构。相较于传统的中性点连接的拓扑结构，在同样的直流供电电压条件下，绕组开放式拓扑可以获得更大的电压矢量，因而可以有效拓宽电机转速运行范围，具有电压利用率高、器件承受电压低、输出电压波形好、输出谐波小等优势。因此，针对永磁同步电机，使用绕组开放式拓扑可以延缓电机进入弱磁区，增强电机抗不可逆去磁的能力。绕组开放式拓扑由于绕组两端各接一个逆变器，可以采用给两组逆变器独立供电的方案。然而独立供电需要更多的硬件成本和更大的体积，不符合电动汽车布局紧凑、低成本高性能的要求。绕组开放式拓扑有两组逆变器，相当于一个三电平逆变器，所以传统单个逆变器两电平空间矢量调制技术在绕组开放式拓扑中并不适用。并且永磁同步电机采用矢量控制时逆变器会产生零序电压，导致绕组开放式电机绕组内产生零序电流，影响电机的稳定性和运行效率。中国专利申请号为201410145310.2的文献中公开的电机系统采用三电平SPWM控制算法，考虑到系统零序电流的影响，采用比例谐振控制器来抑制零序电流，但该算法逆变器电压输出能力没有充分利用，电压利用率低。

发明内容

本发明为提高永磁同步电机绕组开放式拓扑的电压利用率，同时消除系统零序电流，提出一种抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法。

本发明抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法采用的技术方案是依次包括以下步骤：

A、永磁同步电机的绕组中性点打开，引出6个输出端子接两个两电平逆变器输出端，两个两电平逆变器各有1个零矢量和7个有效电压矢量，形成6个扇区Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ；

B、永磁同步电机的三相电流i_a、i_b、i_c和转速ω变换成两相静止坐标系αβ下的电压指令u_α和u_β，电压指令u_α、u_β和电机转子位置角θ输入到抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块中；

C、抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块先将电压指令u_α和u_β按大小相同方向相反的原则分配给两个两电平逆变器，得到第一个两电平逆变器的调制电压矢量u₁＝(u_α+ju_β)/2和第二个两电平逆变器的调制电压矢量u₂＝-(u_α+ju_β)/2，j是复数虚部；再根据转子位置角θ的大小判断调制电压矢量u₁和u₂所在的扇区；最后，计算出各个扇区的有效电压矢量和零矢量的工作时间；

D、抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块根据各个扇区零矢量的工作时间和有效电压矢量的工作时间得到两个两电平逆变器的开关管的开关状态，输出控制信号。

本发明采用上述技术方案后具有的有益效果是：

1、本发明针对绕组开放式永磁同步电机系统中矢量控制产生的零序电流，对零矢量重新分配，通过零矢量产生的零序电压来抵消或者削弱有效矢量合成时产生的零序电压，从而抑制零序电流，提高电压利用率。

2、本发明把参考矢量分为两个幅值相同、方向相反的电压矢量和分别在两组逆变器中进行调制，同时协调两组逆变器的开关顺序，最大化的降低开关器件的损耗，从而延长电机系统的使用寿命。

3、本发明能采用单一直流电源同时给两组逆变器供电，与双电源供电的隔离直流母线绕组开放式结构相比，能减少使用一条供电母线及一侧逆变器的稳压电解电容，能够简化电机驱动系统结构、降低电机系统成本。两组逆变器有更多的电压矢量，提高电机的容错能力，在逆变器开关管发生故障的情况下仍能够使用丰富的剩余矢量进行调制，保证电机稳定运行，特别适合于电动汽车、混合动力汽车等要求高可靠性、高稳定性的应用场合。

4、本发明可以在相同的直流源条件下获得三电平的调制效果，多电平效果可以提高电压利用率、减小输出电压谐波；在此基础上还可以拓宽电机转速运行范围，特别适合运用于电动汽车领域的永磁同步电机，能够延缓永磁同步电机进入弱磁区，降低永磁电机发生不可逆退磁的风险，实现宽调速运行的目的。

附图说明

图1是电动汽车用抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机驱动系统结构示意图；

图2是图1中第一个标准两电平逆变器3电压矢量分布图；

图3是图1中第二个标准两电平逆变器4的电压矢量分布图；

图4是图1所示绕组开放式永磁同步电机系统的三电平电压矢量分布图；

图5是图1中控制器的内部结构框图以及外部连接示意图；

图6是未采用零序电流抑制策略前绕组开放式永磁同步电机系统三相电流和零序电流波形示意图；

图7是采用零序电流抑制策略绕组开放式永磁同步电机系统三相电流和零序电流波形示意图；

图8是采用零序电流抑制策略开放式永磁同步电机正反转转速波形示意图；

图9是采用零序电流抑制策略开放式永磁同步电机转矩变化时转速、转速和电流波形示意图；

图10是本发明的绕组开放式与传统星形连接永磁同步电机运行性能对比图。

具体实施方式

图1为电动汽车用零序电流抑制的绕组开放式结构永磁同步电机矢量控制驱动系统，包括控制器7和两个相同的两电平逆变器3、4，两个相同的两电平逆变器3、4均为三桥臂结构，每个桥臂各由两个IGBT开关器件(V₁₁、V₁₃、V₁₅、V₁₄、V₁₆、V₁₂、V₂₁、V₂₃、V₂₅、V₂₄、V₂₆、V₂₂)及分别并联的反向二极管(D₁₁、D₁₃、D₁₅、D₁₄、D₁₆、D₁₂、D₂₁、D₂₃、D₂₅、D₂₄、D₂₆、D₂₂)组成。两个两电平逆变器3、4由直流供电电源5同时供电，在直流供电电源5的两端并联电解电容6。永磁同步电机1的绕组中性点打开，引出6个输出端子分别为a、b、c、a′、b′、c′；aa′、bb′、cc′分别为永磁同步电机1的A相、B相、C相相绕组的两端输出端子。输出端子a、b、c分别接第一个两电平逆变器3的三个桥臂的输出端，输出端子a′、b′、c′分别接第二个两电平逆变器4的三个桥臂的输出端。采用电流传感器8检测永磁同步电机1的三相相电流i_a、i_b、i_c，采用位置传感器2检测永磁同步电机1转子的实时位置。电流传感器8和位置传感器2的输出端均连接控制器7，将采集的三相相电流i_a、i_b、i_c和转子的实时位置信号输入控制器7，控制器7输出12路PWM波即PWM1-6、PWM7-12用于对两个两电平逆变器3、4分别进行矢量控制。

参见图2的第一个两电平逆变器3的电压矢量图和图3的第二个两电平逆变器4的电压矢量图，第一个两电平逆变器3和第二个两电平逆变器4各有8种不同的电压矢量，即1个零矢量和7个有效电压矢量，形成6个扇区Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ。第一个两电平逆变器3的8种电压矢量表示为V₀-V₇，第二个两电平逆变器4的8种电压矢量表示为V₀′-V₇′。

参见图4所示的电机系统的三电平电压矢量图，矢量合成共有8×8＝64种组合，即有64种电压矢量，除去矢量相同的冗余矢量，共有19个电压矢量，其中18个非零矢量和1个零矢量。零矢量位于原点O，其他18个非零矢量分别位于3个等边六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR的顶点，矢量幅值分别为2U_dc/3、2√3U_dc/3和4U_dc/3，其中U_dc为直流供电电源5的电压幅值。根据SVPWM调制原理，这三个六边形均可用来合成电机系统所需要的参考矢量U_ref。若定义调制系数m＝∣U_ref∣/(2√3U_dc/3)，则六边形ABCDEF、HJLNQS和GIKMPR所对应的线性最大调制系数分别为1/2、√3/2和1。

64种电压矢量会产生不同的零序电压u₀，零序电压u₀的值为：

式中，下标a，b和c分别表示第一个两电平逆变器3上的接线端子，下标a′，b′和c′分别表示第二个两电平逆变器34上的接线端子，O表示中性点。由此，可获得第一个两电平逆变器3输出的8种电压矢量V₀-V₇产生的零序电压如表1所示，第二个两电平逆变器4输出的8种电压矢量V₀′-V₇′产生的零序电压如表2所示。

表1第一个两电平逆变器3输出的8种电压矢量产生的零序电压

表2第二个两电平逆变器4输出的8种电压矢量产生的零序电压

由图4可知，六边形HJLNQS上的电压矢量所对应的零序电压为零，因此采用六边形HJLNQS上的矢量进行SVPWM调制时两个两电平逆变器3、4不产生零序电压，电机绕组内也没有零序电流，但此时最大调制系数只有√3/2，两个标准两电平逆变器3、4电压输出能力没有充分利用。为提高绕组的直流电压利用率，本发明采用新的矢量控制方法，使得电压矢量能够在图4中的六边形GIKMPR上进行调制。具体是：

如图5所示，控制器7由位置及速度计算模块9、3S/2R模块10、抑制零序电流的解耦SVPWM模块11、转速PI模块12、d轴电流PI模块13、q轴电流PI模块14以及2R/2S坐标变换模块15组成。采用电流传感器8采集永磁同步电机的三相电流i_a、i_b、i_c，采用位置传感器2采集永磁同步电机1转子的实时位置信号，将该信号输入到位置及速度计算模块9中，经位置及速度计算模块9处理后得到永磁同步电机的转速ω和转子位置角θ。电流传感器8将采集的三相电流i_a、i_b、i_c经过3S/2R坐标变换模块10，得到两相旋转坐标系dq下的电流分量i_d、i_q，其中3S/2R坐标变换模块10的变换公式是：

将电流分量i_d与给定电流i_d′＝0相比较，比较的差值经过d轴电流PI模块13，得到无功电压指令u_d。将转速ω与给定转速ω′相比较，比较的差值经过转速PI控制模块12，得到给定电流i_q′。将电流分量i_q与给定电流i_q′相比较，比较的差值经过q轴电流PI模块14，得到有功电压指令u_q。d轴电流PI控制模块13输出的电压指令u_d和q轴电流PI模块14输出的电压指令u_q输入2R/2S坐标变换模块15，经过变换后得到两相静止坐标系αβ下的电压指令u_α和u_β。其中2R/2S坐标变换模块15坐标变换公式是：

2R/2S坐标变换模块15输出的电压指令u_α、u_β以及位置及速度计算模块9输出的转子位置角θ输入到抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块11中。

抑制零序电流的解耦SVPWM11将得到的电压指令u_α和u_β按照大小相同方向相反的原则分配给两个两电平逆变器3、4，得到第一个两电平逆变器3的调制电压矢量u₁＝(u_α+ju_β)/2和第二个两电平逆变器4的调制电压矢量u₂＝-(u_α+ju_β)/2，其中，j表示复数虚部。

然后，抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块11根据得到的转子位置角θ的大小来判断调制电压矢量u₁和u₂所在的扇区，转子位置角θ每增加60°，调制电压矢量在下一个扇区。转子位置角θ与调制电压矢量u₁和u₂的扇区号N(I、II、III、IV、V、VI)对应关系如表3所示，表3预置在抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块11中：

表3转子位置角与扇区的对应关系

θ(°)	(0，60)	(60，120)	(120，180)
				扇区号N	I	II	III
θ	(180，240)	(240，300)	(300，360]
				扇区号N	IV	V	VI

再参见图2所示，当第一个两电平逆变器3的调制电压矢量u₁位于扇区I时，由于大小相同方向相反，第二个两电平逆变器4的调制电压矢量u₂在扇区IV，此时第一个两电平逆变器3的有效电压矢量为V₁和V₂，第二个两电平逆变器4的有效电压矢量为V₄′和V₅′。则调制电压矢量u₁和u₂的平均值等效变换方程可以表示为：

式中，V₁，V₂，V₄′和V₅′幅值为2U_dc/3；T_s为开关周期；t₀，t₁，t₂，t₇为矢量V₀，V₁，V₂和V₇工作时间；t₀′，t₄′，t₅′，t₇′为矢量V₀′，V₄′，V₅′和V₇′工作时间。由于调制电压矢量u₁和u₂的赋值相同、方向相反，可以得到t₁＝t₄′，t₂＝t₅′，t₀＝t₇′，t₇＝t₀′，由此可以计算出两个两电平逆变器3、4的有效电压矢量的工作时间是：

式中，U_dc为直流供电电源5的电压幅值。

抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块11的目的是将零序电压u₀的幅值等于零作为SVPWM调制的输入，在每个开关周期T_s内用零矢量产生的零序电压来抵消或削弱有效电压矢量带来的零序电压。因此，对零矢量V₀工作时间t₀作分配，可以将零矢量V₀作用时间t₀设为xT₀，x为零矢量分配因子，且0≤x≤1，T₀为零矢量的作用总时间T₀＝T_s-t₁-t₂，则V₇作用时间t₇＝(1-x)T₀。

根据表1，第一个两电平逆变器3的调制电压矢量u₁在扇区Ⅰ时，产生的零序电压为零：

经过计算可得：

则零矢量的工作时间为：

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅱ时，由于方向相反，调制电压矢量u₂在扇区Ⅴ，那么此时第一个两电平逆变器3的有效电压矢量为V₂和V₃，第二个两电平逆变器4的有效电压矢量为V₅′和V₆′，因为矢量u₁和u₂赋值相同、方向相反，可以得到t₂＝t₅′，t₃＝t₆′，则计算出相应的有效电压矢量的工作时间是：

式中，t₃为矢量V₃的工作时间；t₆′为矢量V₆′的工作时间，则零矢量工作时间为：

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅲ时，由于方向相反，调制电压矢量u₂在扇区Ⅵ，那么此时第一个两电平逆变器3的有效电压矢量为V₃和V₄，第二个两电平逆变器4的有效电压矢量为V₆′和V₁′，因为矢量u₁和u₂赋值相同、方向相反，可以得到t₃＝t₆′，t₄＝t₁′，相应的有效电压矢量的工作时间是：

式中，t₄为矢量V₄的工作时间；t₁′为矢量V₁′的工作时间，则零矢量工作时间为：

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅳ时，由于方向相反，调制电压矢量u₂在扇区Ⅰ，那么此时第一个两电平逆变器3的有效电压矢量为V₄和V₅，第二个两电平逆变器4的有效电压矢量为V₁′和V₂′，因为矢量u₁和u₂赋值相同、方向相反，可以得到t₄＝t₁′，t₅＝t₂′，有：

式中，t₅为矢量V₅的工作时间；t₂′为矢量V₂′的工作时间，则零矢量工作时间为：

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅴ时，由于方向相反，调制电压矢量u₂在扇区Ⅱ，那么此时第一个两电平逆变器3的有效电压矢量为V₅和V₆，第二个两电平逆变器4的有效电压矢量为V₂′和V₃′，因为矢量u₁和u₂赋值相同、方向相反，可以得到t₅＝t₂′，t₆＝t₃′。有：

式中，t₆为矢量V₆的工作时间；t₃′为矢量V₃′的工作时间，则零矢量工作时间为：

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅵ时，由于方向相反，调制电压矢量u₂在扇区Ⅲ，那么此时第一个两电平逆变器3的有效电压矢量为V₆和V₁，第二个两电平逆变器4的有效电压矢量为V₃′和V₄′，因为矢量u₁和u₂赋值相同、方向相反，可以得到t₆＝t₃′，t₁＝t₄′，有：

式中，t₁为矢量V₃的工作时间；t₄′为矢量V₄′的工作时间，则零矢量工作时间为：

最后，抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块11根据得到的第一个两电平逆变器3和第二个两电平逆变器4的各扇区相邻有效电压矢量和零矢量工作时间，得到第一个两电平逆变器3和第二个两电平逆变器4的开关管的开关状态，输出12路PWM波输出控制信号来控制永磁同步电机。

采用本发明矢量控制方法进行仿真测试如下：所采用的绕组开放式永磁同步电机的参数如表4所示：

表4绕组开放式永磁同步电机参数

参数	数值
		额定功率/kW	5
额定电压/V	132
		d轴电感/mH	3.707
q轴电感/mH	5.308
		额定转速/(r/min)	1200
定子电阻/Ω	0.239
		转矩常数/(N·m/A peak)	0.966
永磁磁链/Wb	0.129
		极对数	5
直流电压/V	150
		开关频率/kHz	10

图6是未采用本发明方法即未采用零序电流抑制策略的绕组开放式永磁同步电机系统的三相电流和零序电流波形示意图。图7是根据表4中参数仿真测试得到的电机系统三相电流和零序电流波形示意图，将图5和图6对比可以看出，采用本发明方法能够有效抑制绕组开放式永磁同步电机零序电流。

图8显示的是设定正转转速1200rpm/min和反转转速-1200rpm仿真测试测得电机的实际转速波形，系统均在能够快速完成电机速度调节，进入稳态，并在后续的调速过程中趋于稳定。图9显示的是转矩变化时电机转速以及转速和电流波形示意图，电机负载转矩1.2s从15N·m上升到30N·m时，电机转速稳定在1200rpm保持不变，电流从6A增大到12A，可以看出绕组开放式永磁同步电机具有良好的带载能力。图10所示，采用本发明方法后，绕组开放式永磁同步电机的输出电压能力比单逆变器提高了一倍，同时电机的基速和功率也可以提高一倍，恒转矩区由星形接法绕组永磁同步电机的区域Ⅰ扩展到了区域Ⅱ，使得电机拥有更宽的调速范围，降低了电机弱磁设计与控制的难度。

Claims (5)

1.一种抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法，其特征是依次包括以下步骤：

A、永磁同步电机的绕组中性点打开，引出6个输出端子接两个两电平逆变器输出端，两个两电平逆变器各有1个零矢量和7个有效电压矢量，形成6个扇区Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ；

B、永磁同步电机的三相电流i_a、i_b、i_c和转速ω变换成两相静止坐标系αβ下的电压指令u_α和u_β，电压指令u_α、u_β和电机转子位置角θ输入到抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块中；

C、抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块先将电压指令u_α和u_β按大小相同方向相反的原则分配给两个两电平逆变器，得到第一个两电平逆变器的调制电压矢量u₁＝(u_α+ju_β)/2和第二个两电平逆变器的调制电压矢量u₂＝-(u_α+ju_β)/2，j是复数虚部；再根据转子位置角θ的大小判断调制电压矢量u₁和u₂所在的扇区；最后，计算出各个扇区的有效电压矢量和零矢量的工作时间；

D、抑制零序电流的解耦SVPWM控制模块根据各个扇区零矢量的工作时间和有效电压矢量的工作时间得到两个两电平逆变器的开关管的开关状态，输出控制信号。

2.根据权利要求1所述的抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法，其特征是：步骤C中，调制电压矢量u₁位于扇区Ⅰ时，有效电压矢量的工作时间为

零矢量工作时间为

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅱ时，有效电压矢量的工作时间为

零矢量工作时间为

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅲ时，有效电压矢量的工作时间为

零矢量工作时间为

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅳ时，有效电压矢量的工作时间为

零矢量工作时间为

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅴ时，有效电压矢量的工作时间为

零矢量工作时间为

当调制电压矢量u₁位于扇区Ⅵ时，有效电压矢量的工作时间为

零矢量工作时间为

t₀-t₇为第一个两电平逆变器的电压矢量V₀-V₇的工作时间，t₀′-t₇′为第二个两电平逆变器的电压矢量V₀′-V₇′的工作时间，U_dc为供电电源的电压幅值，T_s为开关周期。

3.根据权利要求1所述的抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法，其特征是：步骤A中，永磁同步电机的三相电流i_a、i_b、i_c经过3S/2R坐标变换得到两相旋转坐标系dq下的电流分量i_d、i_q，永磁同步电机转子的实时位置信号输入到位置及速度计算模块中再经处理后得到电机的转速ω和转子位置角θ；电流分量i_d与给定电流i_d′＝0比较后的差值再经过d轴电流PI模块后得到无功电压指令u_d，转速ω与给定转速ω′比较后的差值再经过转速PI模块后得到给定电流i_q′，电流分量i_q与给定电流i_q′相比较，比较后的差值经过q轴电流PI模块后得到有功电压指令u_q；电压指令u_d和u_q输入2R/2S坐标变换模块变换后得到两相静止坐标系αβ下的电压指令u_α和u_β。

4.根据权利要求1所述的抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法，其特征是：步骤C中，对零矢量的工作时间作分配，零矢量作用时间为xT₀，x为零矢量分配因子，且0≤x≤1，T₀为零矢量的作用总时间。

5.根据权利要求1所述的抑制零序电流的绕组开放式永磁同步电机矢量控制方法，其特征是：步骤C中，转子位置角θ每增加60°，调制电压矢量u₁和u₂在下一个扇区。