CN103281026B - 一种混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法，采集电机三相定子电压与电流后，经三相/两相静止坐标变换，得到两相静止坐标系下的电压和电流，据此得到电磁转矩和定子磁链实际反馈值，经PI控制器得到电磁转矩的初始给定值，从而得到电磁转矩和定子磁链的给定值，再结合电容电压PI控制器的输出，得到两个逆变器的最终给定电压矢量，最后经空间矢量脉宽调制生成逆变器的开关信号，触发混合逆变器的开关器件，实现开绕组永磁同步电机的直接转矩控制。本发明实现了开绕组永磁同步电动机低、中、高速的宽范围运行，增大了电机加速过程中的电磁转矩，提高了直流电压源的电压利用率，并保证了永磁同步电机的高速恒功率运行。

Description

一种混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法

技术领域

本发明属于永磁同步电机控制技术领域，特别是涉及一种混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法。

背景技术

近年来，基于双逆变器拓扑结构的开绕组交流电机驱动系统得到了极大关注。由于永磁同步电机与异步电机相比具有效率高、功率因数高、体积小、重量轻、温升低等优势，得到了广泛应用，因此开绕组永磁同步电机驱动系统的高性能控制策略也急需深入研究。在双逆变器拓扑结构下，电机的控制变得更加灵活，控制的容错性也得到了极大的提高，并且电机的转矩、功率等性能也有显著的提升。但采用两个隔离的直流电压源为双逆变器系统供电的成本过高，而且在某些应用场合空间有限或者仅能提供唯一的直流电压源，因此有学者提出混合逆变器结构，即将一个逆变器采用直流电压源供电，而另一本逆变器换成电容供电，通过设计适当的控制算法来实现良好的性能。但针对混合逆变器拓扑结构，特别是针对高速弱磁恒功率运行，目前只有矢量控制。矢量控制与直接转矩控制相比，具有同步旋转坐标变换复杂、动态性能差的缺点。而传统的永磁同步电机直接转矩控制存在弱磁高速运行时转矩会有降落的问题，即在定子磁链弱磁到某个值之后，转矩角超过其限幅值，导致转矩与转矩角的比值由正变负，而无法提供正常转矩，导致电机运行失稳，无法实现高速运行。同时，在高速运行的电机系统中，其无功功率较大，使得直流电压源用于输出有功功率的电压小，输出有功功率小，电机的输出转矩不大，电源利用率不高。并且对于实际驱动系统，电机的有功功率输出往往在到达一个最大值之后会发生降落，不能维持恒值。因此对基于混合逆变器结构的开绕组永磁同步电机驱动系统的直接转矩控制算法的研究具有重要的理论和现实意义。

发明内容

针对上述存在的问题，本发明提供了一种混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法。其利用混合逆变器通过直接转矩控制方法实现了开绕组永磁同步电机的高速弱磁控制，保证了电机高速运行的稳定性，延缓了弱磁点，增大了加速过程中的电磁转矩，提高了直流电压源的有功电压利用率，使得电机在高速运行时能够维持恒功率。

本发明的永磁同步电机驱动系统的直接转矩控制方法，包括如下步骤：

（1）利用电压电流传感器采集永磁同步电机的三相定子电压信号u_au_bu_c和三相定子电流信号i_ai_bi_c，通过三相/两相静止坐标变换模块对其进行坐标变换，得到两相静止αβ坐标系中的电压分量u_αu_β和电流分量i_αi_β。利用电压传感器采集第二逆变器的直流母线电压，即电容的反馈电压V_dc2。利用速度编码器或无传感器技术得到转子的转速ω。

（2）根据所述的电压分量u_αu_β和电流分量i_αi_β，通过反馈电磁转矩、定子磁链和电流矢量估计模块，计算出永磁同步电机的反馈电磁转矩T_e、反馈定子磁链Ψ_s和反馈定子磁链相对于α轴的夹角，同时计算出电流矢量的幅值I_s和电流矢量相对于α轴的夹角θ_i。

（3）根据所述的转子永磁体转速ω和给定转速ω^*之差，经PI控制器得到电磁转矩的初始给定值T_e’。由所述的电磁转矩的初始给定值T_e’、反馈定子磁链Ψ_s、反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ、电流矢量的幅值I_s、电流矢量相对于α轴的夹角θ_i和转速ω，通过给定电磁转矩与定子磁链计算模块，计算出给定电磁转矩T_e ^*和给定定子磁链Ψ_s ^*。

（4）给定电磁转矩T_e ^*与反馈电磁转矩T_e之差，经PI控制器，得到定子磁链的角度增量Δδ。将所述的角度增量Δδ、给定定子磁链Ψ_s ^*、反馈定子磁链Ψ_s、反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ以及电流矢量相对于α轴的夹角θ_i通过给定电压计算和分配模块，计算出给定电压矢量V_s在α轴和β轴方向上的分量V_α、V_β，并根据控制要求，将该给定电压矢量V_s分解为第一电压矢量：V_s1和第二电压矢量：V_s2。根据所述的电容反馈电压V_dc2与给定电容电压V_dc2 ^*之差，经PI控制器得到第二逆变器2的有功电压矢量V_c ^*，与第二电压矢量V_s2相加，得到第二逆变器2的给定电压矢量V_s2 ^*。而第一电压矢量V_s1作为第一逆变器1的给定电压矢量V_s1 ^*。

（5）根据所述的第一逆变器1给定电压矢量V_s1 ^*和第二逆变器2给定电压矢量V_s2 ^*，利用空间矢量脉宽调制生成PWM信号分别对第一逆变器1和第二逆变器2进行控制。

进一步地，所述的步骤（3）中，给定电磁转矩与定子磁链计算模块的流程为：

a.将反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ、电流矢量的幅值I_s和电流矢量相对于α轴的夹角θi，通过iM计算模块，根据公式i_M=I_s*cos(θ_i-δ)计算出电流矢量I_s在定子磁链方向轴上的投影i_M。

b.将反馈定子磁链Ψ_s、电流矢量I_s在定子磁链方向轴上的投影i_M、电磁转矩的初始给定值T_e’通过给定电磁转矩计算模块,先根据公式计算给定电磁转矩的限幅值T_emax，以保证电机电流维持在最大值I_smax；其中，p是永磁同步电机的极对数，I_samx是定子电流的最大值。然后电磁转矩的初始给定值T_e’经过限幅后，得到电磁转矩的给定T_e ^*。

c．将电磁转矩的给定T_e ^*通过查询表查出对应转矩的定子磁链Ψ_s1 ^*。查询表是一张根据最大转矩电流比MTPA算法得到的磁链-转矩对应表格，可根据电磁转矩查表得出对应的定子磁链，以获得单位电流下输出最大转矩的特性。

将转速ω通过弱磁磁链计算模块计算出对应转速的定子磁链Ψ_s2 ^*。弱磁磁链计算模块是根据公式由转速ω决定定子磁链的大小。其中，V_dc1max和V_dc2max分别是第一逆变器1和第二逆变器2能够输出的最大电压。

将Ψ_s1 ^*和Ψ_s2 ^*通过比较模块，取两者中小者作为定子磁链的给定值Ψ_s ^*。

进一步地，所述的步骤（4）中，给定电压计算分配模块的流程为：

a.定子磁链的角度增量Δδ与反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ相加，得到定子磁链相对于α轴的夹角的给定δ^*。

b.根据定子磁链的给定值Ψ_s ^*、给定夹角δ^*与反馈定子磁链Ψ_s、反馈夹角δ，计算出给定电压矢量V_s在α轴、β轴上的分量V_α、V_β。再根据V_α、V_β计算出电压矢量幅值V_s和电压矢量相对于α轴的夹角θ_v。

c.根据控制要求进行电压矢量的分配：将垂直于电流矢量的电压矢量分量分配给第二逆变器2，使其输出无功功率。若该分配的电压矢量大于第二逆变器2所能输出的最大电压，则将其剩余的电压垂直分量分配给第一逆变器1。同时将与电流矢量平行的电压矢量分量全部分配给第一逆变器1。这样得到第一电压矢量V_s1和第二电压矢量V_s2。

进一步地，所述的步骤（4）中，最后得到的第一逆变器1和2的给定电压矢量V_s1 ^*、V_s2 ^*为

$V_{s1}^{*}=V_s\cos ({\mathrm{\θ}}_v-{\mathrm{\θ}}_i)+j[V_s\sin ({\mathrm{\θ}}_v-{\mathrm{\θ}}_i)-\mathrm{sgn}\left(\sin ({\mathrm{\θ}}_v-{\mathrm{\θ}}_i)\right)\×\min \left(\right|V_s\sin ({\mathrm{\θ}}_v-{\mathrm{\θ}}_i)|,V_{\mathrm{dc}2\max }]$

$V_{s2}^{*}=V_c^{*}+\mathrm{jsgn}\left(\sin ({\mathrm{\θ}}_v-{\mathrm{\θ}}_i)\right)\×\min \left(\right|V_s\sin ({\mathrm{\θ}}_v-{\mathrm{\θ}}_i)|,V_{\mathrm{dc}2\max })$

其中，V_s1和V_s2分别为第一电压矢量和第二电压矢量，V_s为电压矢量的幅值，θ_v和θ_i分别是电压矢量和电流矢量相对于α轴的夹角，V_dc2max是第二逆变器2能够输出的最大电压，V_c ^*是根据所述的电容反馈电压V_dc2与给定电容电压V_dc2 ^*之差，经PI控制器得到第二逆变器2的有功电压矢量。

本发明的有益效果是，本发明的控制方法是一种混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法。相比于传统的直接转矩控制方法，其应用场合不再是单逆变器驱动下的常规电机，而是基于混合逆变器结构的开绕组电机系统。在该结构下，可有效控制由电容供电的第二逆变器2输出无功功率，使得由直流电压源供电的第一逆变器1尽可能地输出有功功率，从而极大地提高第一逆变器1的直流电压源的有功电压利用率。为此改进了基于单逆变器永磁同步电机系统的传统直接转矩控制算法，增加了电容侧的控制算法，并将弱磁控制做了相应的改进，使得电机的运行性能得到了很大提升。本发明的效果在于，在提高直流电压源的有功电压利用率的同时，延缓了弱磁点的出现，增大了加速过程中的电磁转矩，保证电机在高速运行时能维持恒功率输出。

附图说明

图1是基于混合逆变器结构的开绕组永磁同步电机驱动系统的结构示意图；

图2是本发明的直接转矩控制方法的控制框图示意图；

图3是本发明的给定电磁转矩和定子磁链计算模块的示意图；

图4是本发明实施例的电机A相电流和A相电压波形示意图；

图5是本发明实施例的转速N1与传统单逆变器直接转矩控制的转速N2的示意图；

图6是本发明实施例的电磁转矩输出T_e1与传统单逆变器直接转矩控制的电磁转矩输出T_e2的示意图；

图7是本发明实施例的有功功率输出P1与传统单逆变器直接转矩控制的有功功率输出P2的示意图；

图8是本发明实施例的第一逆变器1的A相输出电压与A相电流波形示意图；

图9是本发明实施例的第二逆变器2的A相输出电压与A相电流波形示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例详细描述本发明，本发明的目的和效果将变得更加明显。

如图1所示，一种基于混合逆变器结构的开绕组永磁同步电机驱动系统，包括，第一逆变器1、第二逆变器2、一台开绕组永磁同步电动机3、一个直流电压源4和一个大电容5。

混合逆变器由直流电压源供电的第一逆变器1和电容供电的第二逆变器2构成，第一逆变器1和第二逆变器2分别与永磁同步电动机3的定子绕组两端相连。

图2为本发明的混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法的结构框图。控制器根据采集到的永磁同步电机的三相电压信号u_au_bu_c、三相电流信号i_ai_bi_c、转速信号ω以及第二逆变器2的电容的反馈电压V_dc2，进行处理计算，得到两组PWM信号分别作用于第一逆变器1和第二逆变器2，使电机获得优良的运行性能。

本发明的直接转矩控制方法，其步骤如下：

（1）采集电压电流信号及转速信号。

利用电压电流传感器6采集永磁同步电机的三相定子电压信号u_au_bu_c和三相定子电流信号i_ai_bi_c，利用电压传感器7采集第二逆变器2的电容反馈电压V_dc2。利用速度编码器8得到转子的转速ω。

将采集到的三相定子电压信号u_au_bu_c和三相定子电流信号i_ai_bi_c经过三相/两相静止坐标变换模块9进行坐标变换，得到两相静止αβ坐标系中的电压分量u_αu_β和电流分量i_αi_β。

以电压为例，根据恒幅值变换，其三相/两相静止坐标变换为以下公式：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_a\\ u_b\\ u_c\end{array}\right]$

（2）计算反馈电磁转矩、定子磁链和电流矢量。

根据所述的电压分量u_αu_β和电流分量i_αi_β，通过反馈电磁转矩、定子磁链和电流矢量估计模块10，计算出永磁同步电机的反馈电磁转矩T_e、反馈定子磁链Ψ_s和反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ，同时计算出电流矢量的幅值I_s和电流矢量相对于α轴的夹角θ_i。

反馈电磁转矩、定子磁链和电流矢量估计模块10的计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}=\∫(u_{\mathrm{\α}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt}\\ {\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}=\∫(u_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt}\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_s=\sqrt{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}^2+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}^2}\\ \mathrm{\δ}=a\tan \left(\frac{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\β}}}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$

$T_e=\frac{3}{2}p({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\α}})$

$\left\{\begin{array}{c}{I}_s=\sqrt{i_{\mathrm{\α}}^2+i_{\mathrm{\β}}^2}\\ {\mathrm{\θ}}_i=a\tan \left(\frac{i_{\mathrm{\β}}}{i_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$

其中，Ψ_α、Ψ_β分别为定子磁链在α、β轴上的分量，u_α、u_β分别为定子电压在α、β轴上的分量，i_α、i_β分别为定子电流在α、β轴上的分量。R为定子相电阻，p为极对数。

（3）计算给定电磁转矩和给定定子磁链。

将给定转速ω^*与转子转速ω相减得Δω，经PI控制器11得到电磁转矩的初始给定值T_e’。

将电磁转矩的初始给定值T_e’、反馈定子磁链Ψ_s、反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ、电流矢量的幅值I_s、电流矢量相对于α轴的夹角θ_i和转速ω，通过给定电磁转矩与定子磁链计算模块12，计算出给定电磁转矩T_e ^*和给定定子磁链Ψ_s ^*。

给定电磁转矩和定子磁链计算模块12如图3所示，步骤如下：

a．将反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ、电流矢量的幅值I_s和电流矢量相对于α轴的夹角θ_i，通过i_M计算模块18，根据以下公式计算出电流矢量I_s在定子磁链方向轴上的投影i_M。

i_M=I_s*cos(θ_i-δ)

b．将反馈定子磁链Ψ_s、电流矢量I_s在定子磁链方向轴上的投影i_M、电磁转矩的初始给定值T_e’通过给定电磁转矩计算模块19,先根据以下公式计算给定电磁转矩的限幅值T_emax，以保证电机电流维持在最大值I_smax；然后电磁转矩的初始给定值T_e’再经过限幅后，得到电磁转矩的给定T_e ^*。

$T_{e\max }=\frac{3}{2}p{\mathrm{\ψ}}_s\sqrt{I_{s\max }-i_M}$

其中p为极对数，I_smax为电机允许的定子电流最大值。

c．将电磁转矩的给定T_e ^*通过查询表20查出对应转矩的定子磁链Ψ_s1 ^*。查询表20是一张根据最大转矩电流比MTPA算法得到的磁链转矩对应表格，可根据电磁转矩查表得出对应的定子磁链，以获得单位电流下输出最大转矩的特性。

将转速ω通过弱磁磁链计算模块21计算出对应转速的定子磁链Ψ_s2 ^*。弱磁磁链计算模块21是根据公式由转速ω决定定子磁链的大小。其中，V_dc1max和V_dc2max分别是第一逆变器1和第二逆变器2能够输出的最大电压。

将Ψ_s1 ^*和Ψ_s2 ^*通过比较模块22，取两者中小者作为定子磁链的给定值Ψ_s ^*。

（4）电压指令的生成。

将给定电磁转矩T_e ^*与反馈电磁转矩T_e的差经过PI控制器13，得到定子磁链的角度增量Δδ。

将定子磁链的角度增量Δδ、给定定子磁链Ψ_s ^*、反馈定子磁链Ψ_s、反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ以及电流矢量相对于α轴的夹角θ_i通过给定电压计算和分配模块14，计算出给定电压矢量V_s在α轴和β轴方向上的分量V_α、V_β，并根据控制要求，将该给定电压矢量V_s分解为第一电压矢量和第二电压矢量。其步骤如下：

a.将定子磁链的角度增量Δδ与反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ相加，得到定子磁链的相对于α轴的夹角的给定δ^*。

b．根据定子磁链的给定值Ψ_s ^*、给定夹角δ^*与反馈定子磁链Ψ_s、反馈夹角δ，计算出给定电压矢量V_s在α轴、β轴上的分量V_α、V_β。

计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}=\frac{{{\mathrm{\ψ}}_s}^{*}\cos \left({\mathrm{\δ}}^{*}\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\cos \mathrm{\δ}}{T_s}\\ V_{\mathrm{\β}}=\frac{{{\mathrm{\ψ}}_s}^{*}\sin \left({\mathrm{\δ}}^{*}\right)-{\mathrm{\ψ}}_s\sin \mathrm{\δ}}{T_s}\end{array}\right.$

其中T_s为系统的采样周期

再根据下式计算出电压矢量幅值V_s和电压矢量相对于α轴的夹角θ_v。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_s=\sqrt{V_{\mathrm{\α}}^2+V_{\mathrm{\β}}^2}\\ {\mathrm{\θ}}_v=a\tan \left(\frac{V_{\mathrm{\β}}}{V_{\mathrm{\α}}}\right)\end{array}\right.$

c．将垂直于电流矢量的电压矢量分量分配给第二逆变器2，使其输出无功功率。若该分配的电压矢量大于第二逆变器2所能输出的最大电压，则将其剩余的电压垂直分量分配给第一逆变器1。同时将与电流矢量平行的电压矢量分量全部分配给第一逆变器1，使其能够尽可能大的输出有功功率。

分配公式为：

V_s1=V_scos(θ_v-θ_i)+j[V_ssin(θ_v-θ_i)-sgn(sin(θ_v-θ_i))×min(|V_ssin(θ_v-θ_i)|,V_dc2max)]

V_s2=jsgn(sin(θ_v-θ_i))×min(|V_ssin(θ_v-θ_i)|,V_dc2max)

其中，V_s1和V_s2分别为第一电压矢量和第二电压矢量，V_s为电压矢量幅值，θ_v、θ_i分别为电压矢量和电流矢量相对于α轴的夹角，V_dc2max为第二逆变器2能够输出的最大电压，j为虚部符号。

sgn是符号函数，当自变量x<0，sgn(x)=-1；当自变量x=0，sgn(x)=0；当自变量x>0，sgn(x)=1。

min是比较函数，当a<b，min(a,b)=a；当a>b，min(a,b)=b。

d.根据所述的电容反馈电压V_dc2与给定电容电压V_dc2 ^*之差，经PI控制器15得到第二逆变器2的有功电压指令V_c ^*，与第二电压矢量V_s2相加得到第二逆变器2的给定电压矢量V_s2 ^*。因此获得第一逆变器1和第二逆变器2的给定电压矢量V_s1 ^*和V_s2 ^*。

$V_{s1}^{*}=V_s\cos ({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i)+j[V_s\sin ({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i)-\mathrm{sgn}\left(\sin ({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i)\right)\&times;\min \left(\right|V_s\sin ({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i)|,V_{\mathrm{dc}2\max }/\sqrt{3})]$

$V_{s2}^{*}=V_c^{*}+\mathrm{jsgn}\left(\sin ({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i)\right)\&times;\min \left(\right|V_s\sin ({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i)|,V_{\mathrm{dc}2\max }/\sqrt{3})$

（5）根据第一逆变器1给定电压矢量V_s1 ^*，利用空间矢量脉宽调制16生成PWM信号对第一逆变器1进行控制；根据第二逆变器2给定电压矢量V_s2 ^*，利用空间矢量脉宽调制17生成PWM信号对第二逆变器2进行控制。

实施例：

以下，我们对本实施方案进行测试，所采用的开绕组永磁同步电机的参数如表1所示：

表1

极对数	2
		定子阻抗	18.6Ω
永磁磁链	0.447Wb
		直轴电感	0.3885H
交轴电感	0.4755H
		相电压	240V
相电流	1.4A
		额定转速	1500rpm
额定转矩	1.94Nm

图4-图9为采用本实施方式对混合逆变器结构的开绕组永磁同步电机驱动系统进行控制的测试结果波形图。测试的目标是使电机稳定运行于6000转/分。

图4为电机A相电流和电压波形示意图，上面两幅为整个过程的波形图，下面两幅为时间t=0.25s-0.3s的波形图。可以看出，在加速过程中电流电压的幅值均维持保持恒定的最大值，并且波形呈正弦，在保证限幅的范围内，实现了充分地输出。

图5为本发明的转速N1与传统单逆变器直接转矩控制的转速N2的波形示意图。可以看到，本发明的转速N1在t=0.42s就加速到给定转速，而传统控制在t=0.54s才达到给定转速。表明本发明能够更快地达到预期给定的转速。

图6是本发明的电磁转矩输出T_e1与传统单逆变器直接转矩控制的电磁转矩输出T_e2的波形示意图。可以看到，本发明的转矩T_e1在t=0.13s之前保持额定输出1.94Nm，在电压达到限幅时，开始减小。当转速达到给定转速后，降为零，其动态性能良好。而传统控制的转矩T_e2在t=0.09s之前保持额定输出1.94Nm，之后便开始减小，因而在整个加速过程中，传统控制的转矩输出T_e2要小于本发明的转矩输出T_e1，导致传统控制的转速相较于本发明要晚一步达到给定。从图6中可以看出本发明有效地延缓了弱磁点，提高了加速过程中的电磁转矩输出。

图7为本发明的有功功率输出P1与传统单逆变器直接转矩控制的有功功率输出P2的波形示意图。可以看到，本发明的有功功率输出比传统的有功功率输出提高了42.5%，因而使得电机在更短时间内达到给定转速。并且在有功功率达到最大之后，其幅值保持一定，而传统的有功功率呈向下掉的趋势。

图8为第一逆变器1的A相输出电压与A相电流的波形示意图，其中为了使结果更明显，将A相电流的幅值扩大了150倍。由于根据SVPWM算法控制逆变器的开通与关断，其输出电压包含3次谐波，不是很正弦。可以看出，第一逆变器1的A相电压与A相电流相位差几乎为零，表明第一逆变器1的输出电压大部分用于输出有功功率，其电压利用率很高。

图9为第二逆变器2的A相输出与A相电流波形示意图。可以看出，第二逆变器2输出的A相电压与A相电流的相位差接近于90°，表明第二逆变器2的输出为无功功率。

上述实施例用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法，混合逆变器由直流电压源供电的第一逆变器(1)和电容供电的第二逆变器(2)构成，第一逆变器(1)和第二逆变器(2)分别与永磁同步电动机(3)的定子绕组两端相连；其特征在于，该控制方法包括如下步骤：

(1)利用电压电流传感器(6)采集永磁同步电机的三相定子电压信号u_au_bu_c和三相定子电流信号i_ai_bi_c，通过三相/两相静止坐标变换模块(9)对其进行坐标变换，得到两相静止αβ坐标系中的电压分量u_αu_β和电流分量i_αi_β；利用电压传感器(7)采集第二逆变器(2)的直流母线电压，即电容的反馈电压V_dc2；利用速度编码器(8)或者无传感器技术得到转子的转速ω；

(2)根据所述的电压分量u_αu_β和电流分量i_αi_β，通过反馈电磁转矩、定子磁链和电流矢量估计模块(10)，计算出永磁同步电机的反馈电磁转矩T_e、反馈定子磁链Ψ_s和反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ，同时计算出电流矢量的幅值I_s和电流矢量相对于α轴的夹角θ_i；

(3)根据所述的转子转速ω和给定转速ω^*之差，经PI控制器(11)得到电磁转矩的初始给定值T_e’；将电磁转矩的初始给定值T_e’、反馈定子磁链Ψ_s、反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ、电流矢量的幅值I_s、电流矢量相对于α轴的夹角θ_i和转速ω经给定电磁转矩与定子磁链计算模块(12)得到给定电磁转矩T_e ^*和给定定子磁链Ψ_s ^*；

(4)给定电磁转矩T_e ^*与反馈电磁转矩T_e之差，经PI控制器(13)，得到定子磁链的角度增量Δδ；将角度增量Δδ、给定定子磁链Ψ_s ^*、反馈定子磁链Ψ_s、反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ以及电流矢量相对于α轴的夹角θ_i通过给定电压计算分配模块(14)计算出给定电压矢量V_s在α轴和β轴方向上的分量V_α、V_β，并根据控制要求，将该给定电压矢量V_s分解为第一电压矢量：V_s1和第二电压矢量：V_s2；根据所述的电容反馈电压V_dc2与给定电容电压V_dc2 ^*之差，经PI控制器(15)，得到第二逆变器(2)的有功电压矢量V_c ^*，与第二电压矢量V_s2相加，得到第二逆变器(2)的给定电压矢量V_s2 ^*；而第一电压矢量V_s1作为第一逆变器(1)的给定电压矢量V_s1 ^*；

(5)根据所述的第一逆变器(1)给定电压矢量V_s1 ^*，利用空间矢量脉宽调制(16)生成PWM信号对第一逆变器(1)进行控制；根据所述的第二逆变器(2)给定电压矢量V_s2 ^*，利用空间矢量脉宽调制(17)生成PWM信号对第二逆变器(2)进行控制；

所述的步骤(3)中，所述将电磁转矩的初始给定值T_e’、反馈定子磁链Ψ_s、反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ、电流矢量的幅值I_s、电流矢量相对于α轴的夹角θ_i和转速ω经给定电磁转矩与定子磁链计算模块(12)得到给定电磁转矩T_e ^*和给定定子磁链Ψ_s ^*通过以下子步骤来实现：

(3.1)将反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ、电流矢量的幅值I_s和电流矢量相对于α轴的夹角θ_i，通过i_M计算模块(18)，根据公式i_M＝I_s*cos(θ_i-δ)计算出电流矢量I_s在定子磁链方向轴上的投影i_M；

(3.2)将反馈定子磁链Ψ_s、电流矢量I_s在定子磁链方向轴上的投影i_M、电磁转矩的初始给定值T_e’通过给定电磁转矩计算模块(19)，先根据公式计算给定电磁转矩的限幅值T_emax，以保证电机电流维持在最大值I_smax；其中，p是永磁同步电机的极对数，I_samx是定子电流的最大值；然后电磁转矩的初始给定值T_e’经过限幅后，得到电磁转矩的给定T_e ^*；

(3.3)将电磁转矩的给定T_e ^*通过查询表(20)查出对应转矩的定子磁链Ψ_s1 ^*；查询表(20)是一张根据最大转矩电流比MTPA算法得到的磁链－转矩对应表格，可根据电磁转矩查表得出对应的定子磁链，以获得单位电流下输出最大转矩的特性；将转速ω通过弱磁磁链计算模块(21)计算出对应转速的定子磁链Ψ_s2 ^*；弱磁磁链计算模块(21)是根据公式由转速ω决定定子磁链的大小；其中，V_dc1max和V_dc2max分别是第一逆变器(1)和第二逆变器(2)能够输出的最大电压；将Ψ_s1 ^*和Ψ_s2 ^*通过比较模块(22)，取两者中小者作为定子磁链的给定值Ψ_s ^*。

2.按照权利要求1所述的混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法，其特征在于，所述的步骤(4)中，所述将角度增量Δδ、给定定子磁链Ψ_s ^*、反馈定子磁链Ψ_s、反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ以及电流矢量相对于α轴的夹角θ_i通过给定电压计算分配模块(14)计算出给定电压矢量V_s在α轴和β轴方向上的分量V_α、V_β通过以下子步骤来实现：

(4.1)定子磁链的角度增量Δδ与反馈定子磁链相对于α轴的夹角δ相加，得到定子磁链相对于α轴的夹角的给定δ^*；

(4.2)根据定子磁链的给定值Ψ_s ^*、给定夹角δ^*与反馈定子磁链Ψ_s、反馈夹角δ，计算出该给定电压矢量V_s在α轴、β轴上的分量V_α、V_β；再根据V_α、V_β计算出电压矢量幅值V_s和电压矢量相对于α轴的夹角θ_v；

(4.3)根据控制要求进行电压矢量的分配：将垂直于电流矢量的电压矢量分量分配给第二逆变器(2)，使其输出无功功率；若该分配的电压矢量大于第二逆变器(2)所能输出的最大电压，则将其剩余的电压垂直分量分配给第一逆变器(1)；同时将与电流矢量平行的电压矢量分量全部分配给第一逆变器(1)；这样得到第一电压矢量V_s1和第二电压矢量V_s2。

3.按照权利要求1所述的混合逆变器开绕组永磁同步电机系统的控制方法，其特征在于，所述步骤(4)中，最后得到的第一逆变器(1)和第二逆变器(2)的给定电压矢量V_s1 ^*、V_s2 ^*为：

$V_{s1}^{*}=V_s\cos ({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i)+j\&lsqb;V_s\sin ({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i)-\mathrm{sgn}\left(\sin \right({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i\left)\right)\&times;\min \left(\right|V_s\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i\right)|,V_{dc2\max })\&rsqb;$

$V_{s2}^{*}=V_c^{*}+j\mathrm{sgn}\left(\sin \right({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i\left)\right)\&times;\min \left(\right|V_s\sin \left({\mathrm{\&theta;}}_v-{\mathrm{\&theta;}}_i\right)|,V_{dc2\max })$

其中，V_s1和V_s2分别为第一电压矢量和第二电压矢量，V_s为电压矢量的幅值，θ_v和θ_i分别为电压矢量和电流矢量相对于α轴的夹角，V_dc2max是第二逆变器2能够输出的最大电压，V_c ^*是根据所述的电容反馈电压V_dc2与给定电容电压V_dc2 ^*之差，经PI控制器(15)得到第二逆变器2的有功电压矢量；

j为虚部符号；

sgn是符号函数，当自变量x<0，sgn(x)＝-1；当自变量x＝0，sgn(x)＝0；

当自变量x>0，sgn(x)＝1；

min是比较函数，当a<b，min(a,b)＝a；当a>b，min(a,b)＝b。