JP6755845B2 - モータ駆動システム - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、オープン巻線構造モータを駆動するシステムに関する。

例えば永久磁石同期モータ等の交流モータを駆動する際には、インバータを用いて直流電源を３相交流電力に変換する必要がある。しかし、モータが大容量化するのに伴いインバータに流れる電流も増加するので、インバータを構成するパワーデバイスに発熱等の問題が発生する。

この問題に対して、非特許文献１や特許文献１等では、３相モータの巻線をスター状に結線することなくオープン状態として、３相巻線の両端にそれぞれインバータを接続して駆動するシステムが提案されている。このシステムによれば、２台のインバータを用いることで、３相巻線の両端に印加できる電圧が２倍程度に拡張できるため、モータをより高速に駆動できる。または、巻線の巻数を増やすことで、少ない電流で高いトルクを出力するモータを駆動できる。

オープン巻線モータの駆動システムは、その回路構成により図８から図１０に示す３つの形態をとることが多い。図８に示す構成は、互いに絶縁された直流電源を２つ設ける必要があるが、インバータの直流電圧を２倍にでき、３相の巻線に共通に流れる零軸電流が原理上は流れないという利点がある。図９に示す構成は、２台のインバータが直流リンク電圧を共有している。この構成は、電源は１つで良いが、零軸電流が互いのインバータの直流部を介して流れる問題がある。図１０に示す構成は、一方のインバータの電源をコンデンサで構成しているので、やはり電源は１つで良い。しかし、前記コンデンサを充電するために無効電力の制御が必要となる。

2002年5月,電気学会Ｄ部門論文誌Vol．122，No.5,p430-438,「オープン巻線交流電動機と２台の空間電圧ベクトル変調インバータを用いた高効率低騒音電動機駆動方式」，川畑良尚，那須基志，川畑隆夫

国際公開第ＷＯ２０１６／１２５５５７号パンフレット

図８に示す構成では、絶縁された直流電源を２つ生成するための回路が大型化する問題がある。また、図９に示す直流リンクを共有する構成では、電圧利用率を向上させるため一般的な３相インバータで行われている３次高調波の印加を行うと、３相に同一方向の電流、すなわち零軸電流が流れる問題がある。そのため、電圧利用率が直流電圧の８６．６％に制限されてしまう。また、図１０に示す構成では、２次側のコンデンサを充電するために無効電力を制御する際に、１次側―２次側インバータ間の電圧を最大化する１８０度位相差ではコンデンサが充電できず、実効的な電圧が低下してしまう問題がある。

そこで、オープン巻線構造モータを駆動する際に、電源回路を大型化させることなく効率を向上させることができるモータ駆動システムを提供する。

実施形態のモータ駆動システムは、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの出力端子を備えるオープン巻線構造のモータと、
交流電源の交流電圧を直流に変換する交流直流変換回路と、
前記モータの６つの出力端子のうち３つの出力端子に接続され、前記交流直流変換回路により変換された直流電圧が供給される１次側インバータと、
前記モータの出力端子の残り３つの出力端子に接続され、正側電源線又は負側電源線の一方が前記１次側インバータと共通に接続される２次側インバータと、
この２次側インバータの正側電源線と負側電源線との間に接続されるコンデンサと、
ＰＷＭ制御における前記１次側及び２次側インバータそれぞれの線間デューティ比に基づいて、前記モータに通電する電流及び回転速度を制御すると共に、前記１次側及び２次側インバータの全相について共通のデューティ比に基づいて、前記コンデンサの充電電圧を制御する制御部とを備える。

第１実施形態であり、モータ駆動システムの回路構成を示す図 オープン巻線構造モータのコモンモードインダクタンスを示す図 ２つのインバータが同時スイッチングを行う場合の等価回路を示す図 ２次側直流電圧制御部の内部構成を示す機能ブロック図 モータ駆動システムの動作をシミュレーションした各信号波形を示す図 第２実施形態であり、モータ駆動システムの回路構成を示す図 第３実施形態であり、空調機の構成を示す図 オープン巻線構造モータを駆動する構成の従来例を示す図（その１） オープン巻線構造モータを駆動する構成の従来例を示す図（その２） オープン巻線構造モータを駆動する構成の従来例を示す図（その３）

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１から図５を参照して説明する。図１は、本実施形態のモータ駆動システムの回路構成を示す図である。モータＭは、３相の永久磁石同期モータや誘導機などが想定されるが、本実施形態では永久磁石同期モータとする。モータＭの３相巻き線は、それぞれが互いに結線されず両端子がオープン状態となっている。つまり、モータＭは６つの巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂを備えている。

１次側インバータ１及び２次側インバータ２はそれぞれ、スイッチング素子であるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ３を３相ブリッジ接続して構成されている。１次側インバータ１の正側電源線，負側電源線には直流電源４が接続されている。直流電源４は、交流電源を直流に変換したものでも良い。２次側インバータ１の正側電源線，負側電源線にはコンデンサ５が接続されている。そして、１次側インバータ１の負側電源線と２次側インバータ２の負側電源線とが共通に接続されている。インバータ１の各相出力端子はモータＭの巻線端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａにそれぞれ接続され、インバータ２の各相出力端子はモータＭの巻線端子Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂにそれぞれ接続されている。

位置センサ６は、モータＭのロータ回転位置や回転速度を検出するセンサであり、電流センサ７（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、モータＭの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するセンサである。電圧センサ８，９は、それぞれ直流電源４の電圧Ｖ_ＤＣ１，コンデンサ５の電圧Ｖ_ＤＣ２を検出する。

制御装置１１には、モータを駆動するシステムにおける上位の制御装置から速度指令値ω_Ｒｅｆが与えられ、速度指令値ω_Ｒｅｆに検出したモータ速度ωが一致するように制御を行う。制御装置１１は、電流センサ７が検出した各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、電圧センサ８，９が検出した直流電圧Ｖ_ＤＣ１，Ｖ_ＤＣ２とに基づいて、インバータ１及び２を構成する各ＦＥＴ３のゲートに与えるスイッチング信号を生成する。

電流検出・座標変換部１２は、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ検出した電流を、ベクトル制御に用いるｄ，ｑ及び０の各軸座標の電流Ｉｄ,Ｉｑ,Ｉ０に（１）式により変換する。

速度・位置検出部１３は、位置センサ６が検出した信号からモータ速度ωとロータ回転位置θを検出する。回転位置θは、電流検出・座標変換部１２及びｄｑ０／３相変換部１７に入力される。また、速度・位置検出部１３は、モータＭの電圧・電流から速度及び位置を推定する構成でも良い。速度制御部１４は、入力された速度指令ω_Ｒｅｆと速度ωとから、例えば両者の差をＰＩ演算することでｑ軸電流指令Ｉ_ｑＲｅｆを出力する。ｄ軸電流指令生成部１５は、弱め界磁制御のためのｄ軸電流指令値Ｉ_ｄＲｅｆを、直流電圧Ｖ_ＤＣ１とｄｑ軸の電圧振幅Ｖ_ｄｑから、例えば同様に両者の差をＰＩ演算することで生成する。

電流制御部１６は、入力されるｄ，ｑ，０軸の電流指令Ｉ_ｄＲｅｆ,Ｉ_ｑＲｅｆ,Ｉ_０Ｒｅｆと、検出した電流Ｉｄ,Ｉｑ,Ｉ０からｄ，ｑ，０軸電圧指令Ｖｑ,Ｖｄ，Ｖ０を出力する。ｄｑ０／３相変換部１７は、各軸電圧指令Ｖｑ,Ｖｄ,Ｖ０を、２つのインバータ１及び２の３相電圧指令値Ｖ_ｕ１,Ｖ_ｖ１,Ｖ_ｗ１,Ｖ_ｕ２,Ｖ_ｖ２,Ｖ_ｗ２に（２）式により変換する。

２次側直流電圧制御部１８は、２次側インバータ２の直流電圧，すなわちコンデンサ５の電圧Ｖ_ＤＣ２が、入力される直流電圧指令値Ｖ_{ＤＣ２Ｒｅｆ}に追従するように、インバータ１及びインバータ２の３相電圧指令値Ｖ_ｕ１,Ｖ_ｖ１,Ｖ_ｗ１,Ｖ_ｕ２,Ｖ_ｖ２,Ｖ_ｗ２を調整し、直流電圧Ｖ_ＤＣ２で除して後述するように補正を行い、各相のデューティＤ_ｕ１’，Ｄ_ｖ１’，Ｄ_ｗ１’，Ｄ_ｕ２’，Ｄ_ｖ２’，Ｄ_ｗ２’として出力する。デューティＤ_ｕ１’〜Ｄ_ｗ２’は、変調部１９に入力される。変調部１９は、入力されたデューティＤ_ｕ１’〜Ｄ_ｗ２’より、インバータ１及び２を構成する各ＦＥＴ３のゲートに与えるスイッチング信号，ＰＷＭ信号Ｕ１±，Ｖ１±，Ｗ１±，Ｕ２±，Ｖ２±，Ｗ２±を生成して出力する。

次に本実施形態の作用について図２から図５を参照して説明する。オープン巻線モータＭを動作させるには、２つのインバータ１及び２により各端子Ｕａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｕｂ，Ｖｂ，Ｗｂに電圧を印加する。速度制御及び電流制御の結果得られた電圧は、ｄｑ０／３相変換部１７でインバータ１及び２への電圧指令に（２）式で分割される。（２）式においてθ_ｉｎｖ２＝０で変換した電圧が、１次側インバータ１への電圧指令Ｖ_ｕ１,Ｖ_ｖ１,Ｖ_ｗ１となる。そして、例えば逆位相であるθ_ｉｎｖ２＝πで変換した電圧が、２次側インバータ２への電圧指令Ｖ_ｕ２,Ｖ_ｖ２,Ｖ_ｗ２となる。これら６つの電圧指令値を、変調部１９で上下アームに対する計１２のスイッチング信号に変換する。このようにして、２つのインバータ１及び２でモータＭに逆位相の電圧を印加することで１相当たりの電圧振幅を増加でき、より高速で回転させることができる。

ここで、本実施形態における２次側インバータの直流電圧Ｖ_ＤＣ２の制御について説明する。図２に示すように、オープン巻線モータＭの３相インダクタンスのコモンモード成分をＬ_ＣＭとする。このインダクタンスＬ_ＣＭは、モータの巻線構造にもよるが、１相当たりのインダクタンスの数％〜１０％程度である。

インバータ１及び２の３相が同一の電圧を出力するタイミング，すなわち同時スイッチングを行う場合の等価回路を考えると、図３に示すコモンモード等価回路となる。１次側インバータ１の上側ＦＥＴ３が同時スイッチングを行う場合、インダクタンスＬ_ＣＭを用いた降圧チョッパ回路を構成する。また、２次側インバータ２の下側ＦＥＴ３が同時スイッチングを行う場合、インダクタンスＬ_ＣＭを用いた昇圧チョッパ回路を構成する。

そして、これら２つのチョッパ回路により昇降圧された電圧が２次側インバータ２のコンデンサ５を充電し、電圧Ｖ_ＤＣ２となる。図３における降圧チョッパを構成する１次側インバータ１の上側スイッチングデューティをＤ_ｂａｃｋ，昇圧チョッパを構成する２次側インバータ２のスイッチングデューティをＤ_{ｂｏｏｓｔ}と定義すると、コンデンサ５の電圧Ｖ_ＤＣ２は、（３）式で表される。
Ｖ_ＤＣ２＝Ｖ_ＤＣ１Ｄ_ｂａｃｋ／（１−Ｄ_{ｂｏｏｓｔ}） …（３）
Ｄ_ｂａｃｋ＝Ｄ_{ｂｏｏｓｔ}＝０．５のときにＶ_ＤＣ２＝Ｖ_ＤＣ１となり、インバータ１及び２に供給される電圧は等しくなり、Ｄ_ｂａｃｋ及びＤ_{ｂｏｏｓｔ}が増加するのに伴い２次側電圧Ｖ_ＤＣ２が昇圧されていく。このように、１次側インバータ１の３相同時スイッチング量と、２次側インバータ２の３相同時スイッチング量を変化させることで、コンデンサ５の電圧Ｖ_ＤＣ２を制御できる。

次に、電圧Ｖ_ＤＣ２の制御方法について説明する。図４は、２次側直流電圧制御部１８の内部構成を示す。２次側直流電圧制御部１８は、ＰＩ演算部１８ａ，デューティ生成部１８ｂ，加算器１８ｃ及び減算器１８ｄを備えている。ＰＩ演算部１８ａは、２次側電圧指令値Ｖ_{ＤＣＲｅｆ２}と２次側電圧Ｖ_ＤＣ２との差をＰＩ（Proportional-Integral）演算することで、デューティ補正値ΔＤを生成する。

デューティ生成部１８ｂは、ｄｑ０／３相変換部１７で生成された１次側，２次側インバータ１，２の３相電圧指令値Ｖ_ｕ１,Ｖ_ｖ１,Ｖ_ｗ１,Ｖ_ｕ２,Ｖ_ｖ２,Ｖ_ｗ２を、それぞれの直流電圧Ｖ_ＤＣ１，Ｖ_ＤＣ２で除すことで，各相ディーティ指令値Ｄ_ｕ１，Ｄ_ｖ１，Ｄ_ｗ１，Ｄ_ｕ２，Ｄ_ｖ２，Ｄ_ｗ２を演算する。そして、１次側インバータ１のデューティ指令値には、加算器１８ｃによりデューティ補正値ΔＤを加算して指令値Ｄ_ｕ１’，Ｄ_ｖ１’，Ｄ_ｗ１’とする。これにより、図３で示した１次側インバータ１のコモンモードインダクタンスＬ_ＣＭで構成される降圧チョッパのデューティＤ_ｂａｃｋを増加させる。一方、２次側インバータ２のデューティ指令値Ｄ_ｕ２，Ｄ_ｖ２，Ｄ_ｗ２については、デューティ補正値ΔＤを減算することで指令値Ｄ_ｕ２’，Ｄ_ｖ２’，Ｄ_ｗ２’とする。これにより、２次側インバータ２の下側ＦＥＴ３のスイッチングデューティを増加させる。すると、図３に示す昇圧チョッパのデューティＤ_{ｂｏｏｓｔ}が増加して、２次側電圧Ｖ_ＤＣ２が昇圧される。

図５は、本実施形態の構成でオープン巻線モータＭを駆動すると共に、２次側のコンデンサ電圧Ｖ_ＤＣ２を制御した状態シミュレーションした波形である。１次側電圧Ｖ_ＤＣ１は約２８０Ｖであり、２次側の電圧指令値Ｖ_{ＤＣＲｅｆ２}は４００Ｖに設定している。このように、電圧Ｖ_ＤＣ２を昇圧させながらモータＭも駆動もできている。インバータ１及び２のＵ相デューティＤ_ｕ１’,Ｄ_ｕ２’をみるとＤ_ｕ１’の方が振幅が大きい。これは、インバータ２の直流電圧Ｖ_ＤＣ２は昇圧されているが、インバータ１の直流電圧Ｖ_ＤＣ１は昇圧されないからである。また、インバータ２のＵ相デューティＤ_ｕ２’は、昇圧制御により直流電圧Ｖ_ＤＣ２が４００Ｖに達することで平均的に低下している。

以上の作用により、２次側インバータ２に供給するコンデンサ電圧Ｖ_ＤＣ２を昇圧することで、オープン巻線モータＭにより高い電圧を印加して、モータＭをより高速まで回転させることができる。

以上のように本実施形態によれば、３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの出力端子Ｕａ〜Ｗｂを備えるオープン巻線構造のモータＭを、１次側インバータ１及び２次側インバータ２により駆動する構成において、１次側インバータ１に直流電源４を接続し、２次側インバータ２にコンデンサ５を接続する。制御装置１１は、ＰＷＭ制御におけるインバータ１及び２それぞれの線間デューティ比に基づいて、モータＭに通電する電流及び回転速度を制御すると共に、インバータ１及び２の全相について共通のデューティ比に基づいてコンデンサ５の電圧Ｖ_ＤＣ２を制御する。このように構成すれば、モータＭを駆動制御しながら２次側電圧Ｖ_ＤＣ２を昇圧制御することができ、モータＭをより高速まで回転させることができる。

具体的には、制御装置１１は、コンデンサ５の電圧の検出値Ｖ_ＤＣ２と入力される電圧指令値Ｖ_{ＤＣＲｅｆ２}との差に基づいて、共通のデューティ比としての補正値ΔＤを演算すると、１次側インバータ１に出力するＰＷＭ信号のデューティ比に補正値ΔＤを加算し、２次側インバータ２に出力するＰＷＭ信号のデューティ比より補正値ΔＤを減算する。これにより、２次側電圧Ｖ_ＤＣ２を補正値ΔＤに応じて昇圧制御できる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。第１実施形態では、１次側インバータ１の負側電源線と２次側インバータ２の負側電源線とが共通に接続されていた。これに対して、図６に示す第２実施形態のモータ駆動システムは、インバータ１及び２の正側電源線が共通に接続されている。その他の構成は第１実施形態と同様である。
以上のように構成される第２実施形態によれば、基準となる直流電圧が負側から正側に替わるだけであり、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第３実施形態）
図７は、本実施形態のモータ駆動システムを適用した空調機３０の構成を示す。ヒートポンプシステム３１を構成する圧縮機３２は、圧縮部３３とモータＭを同一の鉄製密閉容器３５内に収容して構成され、モータＭのロータシャフトが圧縮部３３に連結されている。そして、圧縮機３２、四方弁３６、室内側熱交換器３７、減圧装置３８、室外側熱交換器３９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機３２は、例えばロータリ型の圧縮機である。空気調和機３０は、上記のヒートポンプシステム３１を有して構成されている。

暖房時には、四方弁３６は実線で示す状態にあり、圧縮機３２の圧縮部３３で圧縮された高温冷媒は、四方弁３６から室内側熱交換器３７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置３８で減圧され、低温となって室外側熱交換器３９に流れ、ここで蒸発して圧縮機３２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁３６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機３２の圧縮部３３で圧縮された高温冷媒は、四方弁６から室外側熱交換器３９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置３８で減圧され、低温となって室内側熱交換器３７に流れ、ここで蒸発して圧縮機３２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器３７，３９には、それぞれファン４０，４１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器３７，３９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。

本実施形態のモータ駆動システムを空調機３０に適用することで、室温を急激に上げ下げする高出力運転では、２次側電圧Ｖ_ＤＣ２を昇圧することでモータＭを高速で回転させる。一方、室温が指定した温度に達した状態での低出力運転では、２次側電圧Ｖ_ＤＣ２を１次側電圧Ｖ_ＤＣ１と同様にする。これにより、空調運転を高効率で行うことができる。

（その他の実施形態）
電流センサ７を２相分のみ配置し、残り１相の電流は演算で求めても良い。
電流センサ７は、シャント抵抗でもＣＴでも良い。
交流電源は単相であっても良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限ることなく、その他ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
空調機に限ることなく、その他の製品等に適用しても良い。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

図面中、Ｍはオープン構造巻線モータ、１は１次側インバータ１，２は２次側インバータ、５は開閉器、１１は制御部、３０は空調機を示す。

Claims (2)

1. ３相巻線がそれぞれ独立であり、６つの出力端子を備えるオープン巻線構造のモータと、
   交流電源の交流電圧を直流に変換する交流直流変換回路と、
   前記モータの６つの出力端子のうち３つの出力端子に接続され、前記交流直流変換回路により変換された直流電圧が供給される１次側インバータと、
   前記モータの出力端子の残り３つの出力端子に接続され、正側電源線又は負側電源線の一方が前記１次側インバータと共通に接続される２次側インバータと、
   この２次側インバータの正側電源線と負側電源線との間に接続されるコンデンサと、
   ＰＷＭ制御における前記１次側及び２次側インバータそれぞれの線間デューティ比に基づいて前記モータに通電する電流及び回転速度を制御すると共に、前記１次側及び２次側インバータの全相について共通のデューティ比に基づいて、前記コンデンサの充電電圧を制御する制御部とを備えるモータ駆動システム。
2. 前記制御部は、前記コンデンサの電圧の検出値と入力される前記電圧の指令値との差に基づいて前記共通のデューティ比を演算すると、
   前記１次側インバータに出力するＰＷＭ信号のデューティ比に前記共通のデューティ比を加算し、
   前記２次側インバータに出力するＰＷＭ信号のデューティ比より前記共通のデューティを減算する請求項１記載のモータ駆動システム。

Images