JP2011061887A - 電力変換装置、電力変換装置の制御方法、および空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】エネルギー効率の向上を図ることができる電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び空気調和機を提供する。
【解決手段】電動機５０に供給された電流に基づき、電動機５０を駆動するための出力電圧ベクトルを求め、出力電圧ベクトル及び直流電圧（Ｖｄｃ）に基づき、インバータ回路４０をＰＷＭ制御し、直流電圧（Ｖｄｃ）に対する出力電圧ベクトルの大きさの割合である変調率（Ｖｋ）が、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令（Ｖｋ＊）となるように、コンバータ回路１０の直流電圧（Ｖｄｃ）を制御するものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置、電力変換装置の制御方法、および空気調和機に関するものである。

可変電圧・可変周波数インバータが実用化されるに従って、各種の電力変換装置（コンバータ・インバータ駆動装置とも称される。）の応用分野が開拓されてきた。例えば、電動機駆動装置等に用いられる駆動回路には、三相電圧形インバータ等が用いられる。三相電圧形インバータは、サイリスタ、トランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の電力用半導体スイッチング素子を用いた三相のブリッジ回路等で構成される。本回路において、各相のスイッチング素子は、正極端子および負極端子を直流電圧源の正極端子および負極端子にそれぞれ直接接続することで実現できる。

このような駆動回路を備えた駆動装置においては、一般的にコンバータ駆動やインバータ駆動のためには、パルス幅変調（Pulse Width Modulation、以下「ＰＷＭ」という。）が用いられる。ＰＷＭをコンバータに用いる際は、交流電力を直流電力に変換することができる。また、ＰＷＭをインバータに用いる際は、直流電力を可変電圧・可変周波数の交流電力に変換することができる。ＰＷＭを用いた電動機駆動装置では、直流電圧や変調率、モータ電流位相を操作して、高効率駆動を行う技術が用いられている。

例えば、ＰＷＭコンバータおよびＰＷＭインバータを有するシステムにおいて、「交流モータの目標値となる速度指令と速度検出値とに基づくインバータ電流指令と、該インバータ電流指令とインバータ電流センサにより検出されるインバータ電流検出値と、を比較して定められる電圧出力指令に応じて前記直流電力の電圧を可変に制御する」ものが開示されている（例えば、特許文献１参照）。

また、例えば、回転角センサにより検出された回転角を用いてモータを制御する制御装置において、「前記交流モータの出力トルクおよび前記線間電圧に応じて変調率目標値を設定する」ものが開示されている（例えば、特許文献２参照）。

特許第４１８６７１４号公報（請求項１） 特開２００６−３１１７６８号公報（請求項１）

電力変換装置においては、エネルギー効率の向上が望まれている。また、電力変換装置においては、電源力率の向上が望まれている。また、交流電源からの入力電流の高調波成分の低減が望まれている。

また、従来の技術では、ベクトル制御を用いて速度・電流フィードバックを行う際、変調率（直流電圧に対する出力電圧の割合）が１より大きい領域（以下「高変調率領域」ともいう。）では、電圧指令値と出力電圧との関係が非線形となり、ベクトル制御が不安定となり、運転の安定性が損なわれる、という問題点があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、エネルギー効率の向上を図ることができる電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び空気調和機を提供することを目的とする。
また、電源力率の向上を図ることができる電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び空気調和機を提供することを目的とする。
また、交流電源からの入力電流の高調波成分を低減することができる電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び空気調和機を提供することを目的とする。
また、高変調率領域における動作において、制御の安定性を向上することができる電力変換装置、電力変換装置の制御方法、及び空気調和機を提供することを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、
交流電源からの電圧を変換して所望の直流電圧（Ｖｄｃ）を出力するコンバータ回路と、
ＰＷＭ制御により前記直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、
前記直流電圧（Ｖｄｃ）を検出する直流電圧検出手段と、
前記負荷に供給される電流を検出する電流検出手段と、
前記コンバータ回路及び前記インバータ回路を制御する制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
前記負荷に供給された電流に基づき、前記負荷を駆動するための出力電圧ベクトルを求め、前記出力電圧ベクトル及び前記直流電圧（Ｖｄｃ）に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御し、
前記直流電圧（Ｖｄｃ）に対する前記出力電圧ベクトルの大きさの割合である変調率（Ｖｋ）が、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令（Ｖｋ＊）となるように、前記コンバータ回路の直流電圧（Ｖｄｃ）を制御するものである。

この発明に係る電力変換装置の制御方法は、
直流電圧（Ｖｄｃ）を出力するコンバータ回路と、前記直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
交流電圧を変換して所望の直流電圧（Ｖｄｃ）を出力するステップと、
ＰＷＭ制御により前記直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換して負荷に供給するステップと、
前記直流電圧（Ｖｄｃ）を検出するステップと、
前記負荷に供給される電流を検出するステップと、
前記負荷に供給された電流に基づき、前記負荷を駆動するための出力電圧ベクトルを求め、前記出力電圧ベクトル及び前記直流電圧（Ｖｄｃ）に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するステップと、
前記直流電圧（Ｖｄｃ）に対する前記出力電圧ベクトルの大きさの割合である変調率（Ｖｋ）が、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令（Ｖｋ＊）となるように、前記コンバータ回路の直流電圧（Ｖｄｃ）を制御するステップと
を有するものである。

この発明に係る空気調和機は、
電動機と、
前記電動機を駆動する請求項１〜１４の何れかに記載の電力変換装置と
前記電動機により駆動される送風機及び圧縮機の少なくとも一方を備えたものである。

この発明は、負荷に供給された電流に基づき、負荷を駆動するための出力電圧ベクトルを求め、出力電圧ベクトルに基づき、インバータ回路をＰＷＭ制御し、直流電圧（Ｖｄｃ）に対する出力電圧ベクトルの大きさの割合である変調率（Ｖｋ）が、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令（Ｖｋ＊）となるように、コンバータ回路の直流電圧（Ｖｄｃ）を制御する。このため、エネルギー効率の向上を図ることができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。 ＰＷＭを行う際の基本電圧ベクトル、各相上アームのゲート論理状態、直流電流により検出可能な電動機電流の関係を示した図である。 ＰＷＭを行う際のインバータ回転角、空間ベクトル回転角、電圧指令ベクトルの様子を示した図である。 実施の形態１に係る直流電圧指令Ｖｄｃ＊の算出動作を説明する図である。 実施の形態１に係る直流電圧指令Ｖｄｃ＊の算出動作を説明する図である。 実施の形態１に係る短絡時間Ｔｏｎの算出動作を説明する図である。 実施の形態１に係る短絡タイミングＴｄｌの算出動作を説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置において、電源電圧、スイッチ素子２１の駆動信号、および電源電流の一例を示した図である。 実施の形態１に係る電力変換装置において、ＰＷＭ信号の一例を示した図である。 実施の形態１に係る電力変換装置において、インバータ変調率指令Ｖｋ＊とトータル効率との関係の一例を示した図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態２に係る第１および第２のスイッチ手段の動作を説明する図である。 実施の形態２に係るコンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃを説明する図である。 実施の形態２に係る電力変換装置において、仮想交流電源２を説明する図である。 実施の形態２に係る電力変換装置において、電源電圧Ｖｓ・電源電流Ｉのベクトル図である。 実施の形態２に係る直流電圧制御手段８４のフィードバック制御ブロック図である。 実施の形態２に係るパルス信号発生手段８１の変調波形を示す図である。 実施の形態３に係る空気調和機の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について、図を参照しながら説明する。
なお、電力変換装置は、コンバータ・インバータ駆動装置とも称される。

実施の形態１．
＜構成＞
図１は実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す図である。
図１に示すように、本実施の形態における電力変換装置は、コンバータ回路１０、コンデンサ３０、インバータ回路４０、電源電圧検出手段６１、電源電流検出手段６２、直流電圧検出手段６３、電流検出手段６４、および演算装置７０を備える。
この電力変換装置は、交流電源１からの交流電圧を所望の直流電圧Ｖｄｃに変換し、この直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して負荷に供給するものである。なお、本実施の形態では、負荷として電動機５０を駆動する場合について説明する。

なお、演算装置７０は、本発明における「制御手段」に相当する。

コンバータ回路１０は、後述する演算装置７０の動作により、交流電源１の交流電圧を所望の電圧値の直流電圧Ｖｄｃに変換する。
コンバータ回路１０は、電源電流検出素子１１、リアクタ１２、整流回路１３、およびスイッチ回路２０を備える。
電源電流検出素子１１は、ＣＴ等により構成され、電源電流を検出する。
リアクタ１２は、交流電源１と整流回路１３との間に挿入される。
整流回路１３は、４個の整流ダイオードをブリッジ接続して構成され、交流電源１からの交流を直流に変換（整流）する。

コンデンサ３０は、コンバータ回路１０の整流回路１３により得られた電圧を平滑する。そして、コンデンサ３０の端子間電圧（母線電圧）である直流電圧Ｖｄｃがインバータ回路４０に入力される。

なお、リアクタ１２、整流回路１３、スイッチ回路２０、およびコンデンサ３０は、本発明における「コンバータ回路」を構成する。

なお、本実施の形態１では、リアクタ１２は交流電源１と整流回路１３との間に設ける場合を説明するが、本発明はこれに限るものではなく、整流回路１３の出力側にリアクタ１２を設けるようにしても良い。例えば、リアクタ１２と、ダイオードおよびスイッチング素子とを組み合わせて、昇降圧チョッパ等を設ける構成としても良い。

スイッチ回路２０は、リアクタ１２の一端（整流回路１３側）と交流電源１との間に接続され、交流電源１を短絡・開放する双方向スイッチである。
スイッチ回路２０は、整流器２２、スイッチ素子２１、およびスイッチ素子２１の基準電位と直流電圧や演算装置７０の基準電位とを分離する絶縁回路等で構成される。
整流器２２は例えばダイオードを用いたブリッジ回路で構成される。スイッチ素子２１は、例えばトランジスタを用いた単方向スイッチ素子にて実現される。

このスイッチ回路２０は、後述する動作により、スイッチ素子２１がオンオフされ、リアクタ１２を介して交流電源１を短絡または開放する。
スイッチ回路２０が短絡状態では、交流電源１、リアクタ１２、スイッチ回路２０を介して短絡電流が流れ、リアクタ１２に電流エネルギーが蓄積される。
そして、スイッチ回路２０が開放状態となると、リアクタ１２に蓄積された電流エネルギーがコンデンサ３０ヘ供給され、コンデンサ３０の端子間電圧（母線電圧）が上昇する。
これにより、スイッチ回路２０のスイッチングにより、コンデンサ３０の端子間電圧を増減させることが可能となる。すなわちコンバータ回路１０の直流電圧を操作することが可能となる。

インバータ回路４０は、コンデンサ３０により平滑された直流電圧ＶｄｃをＰＷＭ制御により交流電圧に変換して電動機５０に供給する。
インバータ回路４０は、上側・下側のアームを構成する例えばＩＧＢＴなどのスイッチング素子４１ａ〜４１ｆを各々ブリッジ接続している。また、各スイッチング素子４１ａ〜４１ｆには並列に逆電流方向に還流ダイオード４２ａ〜４２ｆを備えている。
さらに、インバータ回路４０には、直流母線に流れる直流電流Ｉｄｃを検出して、電動機５０の駆動電流を取得するための直流電流検出素子４３を備える。

電動機５０は、例えば磁極位置センサを付加しない３相同期電動機（ブラシレスＤＣモータ）などを用いる。電動機５０は、インバータ回路４０により回転駆動される。

電源電圧検出手段６１は、交流電源１の電源電圧を検出する。
電源電圧検出手段６１は、交流電源１の電源電圧を演算装置７０にデジタル信号またはアナログ信号として取り込めるようなレベルシフト回路、フォトカプラー等の絶縁回路、増幅器、およびＡ／Ｄ変換器等で構成される。
なお、電源電圧検出手段６１の構成部の全体または一部を演算装置７０内に含めても良い。

電源電流検出手段６２は、交流電源１の電源電流を検出する。
電源電流検出手段６２は、電源電流検出素子１１で得られる信号を演算装置７０にアナログ信号として取り込めるような増幅器、およびＡ／Ｄ変換器等で構成される。
なお、電源電流検出手段６２の構成部の全体または一部を演算装置７０内に含めても良い。

直流電圧検出手段６３は、コンバータ回路１０により変換された直流電圧Ｖｄｃを検出する。
直流電圧検出手段６３は、直流電圧をレベルシフトして演算装置７０にアナログ信号として取り込めるようなレベルシフト回路、増幅器、およびＡ／Ｄ変換器等で構成される。
なお、直流電圧検出手段６３の構成部の全体または一部を演算装置７０内に含めても良い。

電流検出手段６４は、電動機５０に供給される直流電流を検出する。
電流検出手段６４は、直流電流検出素子４３で得られる信号を演算装置７０にアナログ信号として取り込めるような増幅器、およびＡ／Ｄ変換器等で構成される。
なお、電流検出手段６４の構成部の全体または一部を演算装置７０内に含めても良い。

演算装置７０は、コンバータ回路１０およびインバータ回路４０を制御するものである。
また、演算装置７０は、電源電圧検出手段６１で得られた電源電圧を取得する。
また、演算装置７０は、電源電流検出手段６２で得られた電源電流を取得する。
また、演算装置７０は、直流電圧検出手段６３で得られた直流電圧を取得する。
また、演算装置７０は、電流検出手段６４で得られた直流電流を取得する。

演算装置７０は、電動機５０に供給された電流に基づき、電動機５０を駆動するための出力電圧ベクトル（後述）を求め、この出力電圧ベクトルと直流電圧Ｖｄｃとに基づき、インバータ回路４０をＰＷＭ制御する。
また、演算装置７０は、直流電圧Ｖｄｃに対する出力電圧ベクトルの大きさの割合であるインバータ変調率Ｖｋが、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令Ｖｋ＊となるように、コンバータ回路１０の直流電圧Ｖｄｃを制御する。詳細は後述する。

演算装置７０は、パルス信号発生手段８１、通電タイミング設定手段８２、パルス幅演算手段８３、電流再現手段９１、座標変換手段９２、周波数補償器９３、出力電圧ベクトル演算手段９４、直流電圧指令演算手段９５、各相電圧指令演算手段９６、ＰＷＭ信号デューティ演算手段９７、ＰＷＭ信号発生手段９８、および加減算手段９９を備える。

電流再現手段９１は、電流検出手段６４により検出されたインバータ回路４０の直流母線に流れる直流電流Ｉｄｃから、電動機５０に流れる各相電流Ｉｕ・Ｉｖ・Ｉｗを求める。

座標変換手段９２は、電流再現手段９１により得られた電動機５０の各相電流Ｉｕ・Ｉｖ・Ｉｗを、励磁電流成分であるγ軸電流（Ｉγ）と、トルク電流成分であるδ軸電流（Ｉδ）のγδ座標電流（２相電流）に座標変換する。

周波数補償器９３は、座標変換手段９２により得られたγδ座標電流のδ軸電流（Ｉδ）の値に基づき、与えられる回転角速度指令ω＊に対する補償量ωｄを求める。
なお、「周波数補償器９３」は、本発明における「周波数補償手段」に相当する。

加減算手段９９は、与えられた回転角速度指令ω＊を、周波数補償器９３により得られた補償量ωｄにより補償し、補償された一次角速度ω１を出力する。
なお、「加減算手段９９」は、本発明における「速度演算装置」に相当する。

出力電圧ベクトル演算手段９４は、一次角速度ω１と、与えられた一次磁束指令値φγ＊と、γδ座標電流（Ｉγ、Ｉδ）とに基づいて、電動機５０を駆動するためのγ軸電圧指令Ｖγ＊およびδ軸電圧指令Ｖδ＊を演算する。

なお、「γ軸電圧指令Ｖγ＊」および「δ軸電圧指令Ｖδ＊」は、本発明における「出力電圧ベクトル」に相当する。
以下、「γ軸電圧指令Ｖγ＊」および「δ軸電圧指令Ｖδ＊」を総称して「出力電圧ベクトル」ともいう。

各相電圧指令演算手段９６は、γ軸電圧指令Ｖγ＊、およびδ軸電圧指令Ｖδ＊から、ＵＶＷ各相の電圧指令を演算する。

ＰＷＭ信号デューティ演算手段９７は、各相電圧指令から、ＰＷＭ信号デューティを演算する。

ＰＷＭ信号発生手段９８は、ＰＷＭ信号デューティを、キャリア周期をベースに時間換算して実際のＰＷＭ信号を発生する。

直流電圧指令演算手段９５は、出力電圧ベクトルの大きさと、予め設定されたインバータ変調率指令Ｖｋ＊とに基づき、コンバータ回路１０に対する直流電圧指令Ｖｄｃ＊を求める。
なお、「出力電圧ベクトルの大きさ」とは、√（Ｖγ＊²＋Ｖδ＊²）により求まる値である。詳細は後述する。

パルス幅演算手段８３は、直流電圧検出手段６３により検出された直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧指令Ｖｄｃ＊との差分に応じて、スイッチ回路２０の短絡時間Ｔｏｎを演算する。すなわち、この短絡時間Ｔｏｎは、スイッチ素子２１の通電させる通電時間（パルス幅）である。

通電タイミング設定手段８２は、電源電圧検出手段６１により得られる電源電圧のゼロクロスタイミングに基づき、スイッチ回路２０の短絡タイミングＴｄｌを求める。
すなわち、スイッチ素子２１の通電タイミング（電源ゼロクロスからの時間）を設定する。
なお、電源電流検出手段６２により得られる電源電流により、短絡タイミングＴｄｌを求めても良い。

パルス信号発生手段８１は、通電タイミング設定手段８２により設定された短絡タイミングＴｄｌから、スイッチ素子２１に対するパルス信号を発生する。

＜動作＞
次に、本実施の形態１における電力変換装置の動作を説明する。

はじめに、インバータ回路４０のＰＷＭ制御による電動機５０の駆動動作について説明する。
本実施の形態では、電動機５０には磁極位置センサを付加せず、電動機５０の巻線に流れる電流のデータ（情報）等に基づいて、演算装置７０が電動機５０を駆動運転させるための制御を行う。

まず、演算装置７０は、直流電流検出素子４３および電流検出手段６４により、インバータ回路４０の直流母線に流れる直流電流Ｉｄｃを取得して、電動機５０に供給される電動機電流の情報を得る。

電流再現手段９１は、電流検出手段６４から取得した直流電流Ｉｄｃと、インバータ回路４０の各アームを構成するスイッチング素子４１ａ〜４１ｆのオンオフ状態（ゲート信号の論理状態）と対比させることで、電動機５０の３相電流Ｉｕ・Ｉｖ・Ｉｗを得る。
このプロセスを図２により説明する。

図２はＰＷＭを行う際の基本電圧ベクトル、各相上アームのゲート論理状態、直流電流により検出可能な電動機電流の関係を示した図である。
各ゲート信号の論理は以下の定義とする。各スイッチング素子４１ａ〜４１ｆに供給されるゲート信号の論理は、直流母線の正側に接続された上アームがオンするか、負側に接続された下アームがオンするかのどちらかである。これが３相分あるから、全部で８種類（２³＝８）の上アームの論理状態が存在する。すなわち、出力状態（以下「電圧ベクトル」という。）が、８種類存在する。

ここで、図２における各スイッチング素子のスイッチングの状態表記として、上アームの論理がＯＮ状態を「１」、ＯＦＦ状態を「０」とし、ベクトル長を持つ各スイッチングモードの電圧ベクトル（以下、「基本電圧ベクトル」という。）を次のように定義する。
すなわち、図２に示すように、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（０，０，１）の場合をベクトルＶ₁、（０，１，０）の場合をベクトルＶ₂、（０，１，１）の場合をベクトルＶ₃、（１，０，０）の場合をベクトルＶ₄、（１，０，１）の場合をベクトルＶ₅、（１，１，０）の場合をベクトルＶ₆と称することにする。

また、ベクトル長を持たない電圧ベクトル（以下「ゼロベクトル」という。）を次のように称する。すなわち、直流母線の（Ｗ相上アーム論理状態、Ｖ相上アーム論理状態、Ｕ相上アーム論理状態）＝（０，０，０）の場合をベクトルＶ₀、（１，１，１）の場合をベクトルＶ₇と称する。

図２において、電流再現手段９１は、例えば、半キャリア１周期内、１キャリア周期内、または複数キャリア周期内で、少なくとも２相分の電流情報を取得し、「３相電流の総和が０になる」といった３相平衡インバータの特徴等を利用し、ＵＶＷ各相に流れる電流量を算出する。

電動機５０を円滑に回転させるためには、所望の電圧・周波数に対応した磁束を得る必要がある。これには、上記８種の電圧ベクトルを適当に組み合わせることで実現できる。

図３はＰＷＭを行う際のインバータ回転角、空間ベクトル回転角、電圧指令ベクトルの様子を示した図である。
図３においては、ベクトルＶ１方向（Ｕ相方向）を基準としたインバータ回転角θと電圧指令ベクトルＶ^*の関係を示している。

次に、座標変換手段９２は、各相電流値Ｉｕ・Ｉｖ・Ｉｗを、励磁電流成分であるγ軸電流（Ｉγ）と、トルク電流成分であるδ軸電流（Ｉδ）のγδ座標電流（２相電流）に座標変換する。
具体的には、次式（１）に示すような変換行列［Ｃ１］に電動機５０の各相電流Ｉｕ・Ｉｖ・Ｉｗを代入し、変換することによりγ軸電流（Ｉγ）およびδ軸電流（Ｉδ）を算出する。

ここで、θはインバータ回転角で、回転方向が時計回りの場合を示す。

次に、周波数補償器９３は、δ軸電流（Ｉδ）の値に基づき、加減算手段９９に与えられる回転角速度指令ω＊に対する補償量ωｄを演算する。
この周波数補償器９３は、ハイパスフィルタおよび増幅器等で構成され、加減速時の過渡状態における脱調を防止する。
そして、加減算手段９９は、与えられた回転角速度指令ω＊から、周波数補償器９３により得られた補償量ωｄを減ずることで、一次角速度ω１を得る。

次に、出力電圧ベクトル演算手段９４は、一次角速度ω１と、与えられた一次磁束指令値φγ＊と、γδ座標電流（Ｉγ、Ｉδ）とに基づいて、電動機５０を駆動するためのγ軸電圧指令Ｖγ＊およびδ軸電圧指令Ｖδ＊を演算する。
演算の一例を（２）式に示す。

（２）式において、Ｉγは励磁電流成分（γ軸電流）である。Ｉδはトルク電流成分（δ軸電流）である。Ｒは相抵抗値である。φγ＊は一次磁束一定制御における一次磁束指令値である。Ｋγはγ軸制御ゲインである。Ｋδはδ軸制御ゲインである。φγｅｒｒおよびφδｅｒｒは一次磁束誤差である。Ｌｑはｑ軸インダクタンスである。Ｌｄはｄ軸インダクタンスである。φｆは誘起電圧定数である。

なお、本実施の形態では、励磁電流成分（γ軸電流）Ｉγ、トルク電流成分（δ軸電流）Ｉδ、一次角速度ω１、事前に記憶した一次磁束指令値φγ＊を用いて、γ軸電圧指令Ｖγ＊、およびδ軸電圧指令Ｖδ＊を算出しているが、用いられる演算式は同期電動機の制御方式によって異なるので、これに限るものではない。

次に、各相電圧指令演算手段９６は、γ軸電圧指令Ｖγ＊、およびδ軸電圧指令Ｖδ＊から、次式（３）を用いてＵＶＷ各相の電圧指令Ｖｕ＊・Ｖｖ＊・Ｖｖ＊を演算する。
この（３）式は、上記（１）式の逆行列［Ｃ１］^-1である。

次に、ＰＷＭ信号デューティ演算手段９７は、各相電圧指令Ｖｕ＊・Ｖｖ＊・Ｖｖ＊と、直流電圧検出手段６３から得られた直流電圧Ｖｄｃとの比率（Ｖｄｃに対する各相電圧指令の比率）に基づいて、インバータ回路４０の各アームを構成するスイッチング素子４１ａ〜４１ｆのＯＮ時間（あるいはＯＦＦ時間）Ｔｕｐ〜Ｔｗｎを演算する。
すなわち、インバータ回路４０に対するＰＷＭ信号デューティを演算する。
ここでは、各アーム内スイッチング素子のＯＮ時間（あるいはＯＦＦ時間）算出の一例を示したが、従来の空間ベクトル変調等の手法を用いて行っても良い。

次に、ＰＷＭ信号発生手段９８は、１キャリア周期中のスイッチング時間を換算したＰＷＭ信号を、ＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎとして発信する。
インバータ回路４０のスイッチング素子４１ａ〜４１ｆは、ＰＷＭ信号Ｕｐ〜Ｗｎによりスイッチング動作する。

これにより、インバータ回路４０は、コンバータ回路１０からの直流電圧Ｖｄｃを、交流電圧に変換して電動機５０に供給する。電動機５０はインバータ回路４０からの交流電力により駆動運転する。

次に、コンバータ回路１０の制御動作について説明する。

まず、インバータ変調率Ｖｋと直流電圧Ｖｄｃとの関係について説明する。
インバータ変調率Ｖｋは、次式（４）により表される。つまり、インバータ変調率Ｖｋは、直流電圧Ｖｄｃに対する出力電圧ベクトルの大きさの割合である。
なお、「インバータ変調率Ｖｋ」は、本発明における「変調率」に相当する。

ここで、Ｖγ＊、Ｖδ＊は、上述した動作により、出力電圧ベクトル演算手段９４により得られたγ軸電圧指令およびδ軸電圧指令である。
また、Ｖｄｃは、直流電圧検出手段６３により得られた直流電圧である。

インバータ変調率Ｖｋが、１．００前後にある動作点において、モータ定数のばらつき、デッドタイム誤差、装置外乱の影響を考慮に入れると、インバータ変調率を１．０２〜１．０８になるように直流電圧を調整することで、電力変換装置のエネルギー効率を向上することができる。

以下、インバータ変調率Ｖｋの目標値をインバータ変調率指令Ｖｋ＊と定義する。
インバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．０２〜１．０８の場合、本動作点で必要とされるコンバータ回路１０のスイッチ素子２１の通電時間が最適化され、スイッチ導通損を減らすことができる。
また、インバータ回路４０のスイッチング回数を低減させることで、スイッチング損失を低減することができるため、電力変換装置全体のエネルギー効率を向上することができる。

同一のインバータ変調方式（三相変調、二相変調等）の仕様を前提とすると、インバータ変調率指令Ｖｋ＊は、インバータ回路４０に入力される直流電圧Ｖｄｃ（直流母線電圧）の大きさに依存する。
よって、直流電圧Ｖｄｃの目標値である直流電圧指令Ｖｄｃ＊を次式（５）により設定することで、インバータ変調率Ｖｋを所望のインバータ変調率指令Ｖｋ＊とすることが可能となる。

このようなことから本実施の形態１では、直流電圧Ｖｄｃに対する出力電圧ベクトルの大きさの割合であるインバータ変調率Ｖｋが、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令Ｖｋ＊となるように、コンバータ回路１０の直流電圧Ｖｄｃを制御する。
ここでは、インバータ変調率指令Ｖｋ＊が、１．０２〜１．０８の範囲で設定されているものとする。
以下、図４〜図７により具体的に説明する。

図４は実施の形態１に係る直流電圧指令Ｖｄｃ＊の算出動作を説明する図である。
図４に示すように、演算装置７０の直流電圧指令演算手段９５は、出力電圧ベクトル演算手段９４からγ軸電圧指令Ｖγ＊およびδ軸電圧指令Ｖδ＊を得る。また、予め設定されたインバータ変調率指令Ｖｋ＊を得る。
そして、上記式（５）を用いて、出力電圧ベクトルの大きさと、インバータ変調率指令Ｖｋ＊とに基づき、コンバータ回路１０に対する直流電圧指令Ｖｄｃ＊を求める。

なお、図４に示すように、必要に応じて、出力段に上限または下限のリミッタを設けても良い。

このようにして直流電圧指令Ｖｄｃ＊を求めることにより、後述する図５の動作と比較して、制御開始から短時間で直流電圧を操作でき、高速でインバータ変調率Ｖｋをインバータ変調率指令Ｖｋ＊に制御可能である。このため、応答速度の向上が要求されるシステムに対して有効である。

なお、上記図４に示した算出動作では、定常誤差を有するため、誤差の縮小を図る場合には、以下の図５に示す動作を行う。

図５は実施の形態１に係る直流電圧指令Ｖｄｃ＊の算出動作を説明する図である。
まず、直流電圧指令演算手段９５は、上記式（４）を用いて、直流電圧検出手段６３により検出された直流電圧Ｖｄｃ、および出力電圧ベクトルの大きさを用いて、インバータ変調率Ｖｋを求める。そして、求めたインバータ変調率Ｖｋとインバータ変調率指令（Ｖｋ＊）との差分に応じて、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を求める。
例えば、図５に示すように、直流電圧指令演算手段９５は、求めたインバータ変調率Ｖｋとインバータ変調率指令Ｖｋ＊との差分を入力とし、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を操作量として比例積分制御を行いコンバータ制御と協調動作を行う。

なお、図５に示すように、必要に応じて、出力段に上限または下限のリミッタを設けても良い。
また、比例積分制御では積分器を用いるため、ワインドアップ対策等を必要に応じ実施するようにしても良い。

このようにして直流電圧指令Ｖｄｃ＊を求めることにより、上述した図４の動作と比較して、応答性は劣化するものの、直流電圧Ｖｄｃを操作する際の収束性が改善され、定常誤差が縮小できるメリットがある。また、高応答時に電圧オーバーシュートを抑制することが可能となる。

図６は実施の形態１に係る短絡時間Ｔｏｎの算出動作を説明する図である。
次に、パルス幅演算手段８３は、直流電圧検出手段６３により検出された直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧指令Ｖｄｃ＊との差分に応じて、スイッチ回路２０の短絡時間Ｔｏｎを求める。
例えば、図６に示すように、現在の直流電圧Ｖｄｃと、上述のように求めた直流電圧指令Ｖｄｃ＊との差分を入力として、スイッチ回路２０の短絡時間Ｔｏｎ、すなわちスイッチ素子２１の通電時間を操作量として、比例積分制御を行い直流電圧Ｖｄｃおよびインバータ変調率Ｖｋを制御する。

なお、図６に示すように、必要に応じて、出力段に上限または下限のリミッタを設けても良い。
また、比例積分制御では積分器を用いるため、ワインドアップ対策等を必要に応じ実施するようにしても良い。

図７は実施の形態１に係る短絡タイミングＴｄｌの算出動作を説明する図である。
次に、通電タイミング設定手段８２は、電源電圧のゼロクロスタイミングに基づき、スイッチ回路２０の短絡タイミングＴｄｌ、すなわちスイッチ素子２１の通電タイミングを求める。
例えば、図７に示すように、電源電流検出素子１１をセンサとし、電源電流検出手段６２を介して得られた入力側の電流と、短絡タイミングＴｄｌの関係の最適値を事前にデータテーブル化しておき、運転状態により短絡タイミングＴｄｌをテーブル参照して呼び出して設定する。

なお、短絡タイミングＴｄｌの算出動作はこれに限るものではない。例えば、交流電源１側の入力電力や電源力率等を用いてテーブルデータを作成して、処理を実施しても良い。

次に、パルス信号発生手段８１は、通電タイミング設定手段８２により設定された短絡タイミングＴｄｌに、パルス幅演算手段８３により設定された短絡時間Ｔｏｎの間、スイッチ回路２０を短絡状態となるように、スイッチ素子２１に対するパルス信号を発生する。

これにより、スイッチ回路２０のスイッチングによって、直流電圧Ｖｄｃを直流電圧指令Ｖｄｃ＊とし、インバータ変調率Ｖｋを、所望のインバータ変調率指令Ｖｋ＊とすることが可能となる。

＜効果＞
以上のように本実施の形態においては、インバータ変調率Ｖｋが、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令Ｖｋ＊となるように、コンバータ回路１０の直流電圧Ｖｄｃを制御する。
このため、インバータ変調率Ｖｋが１のときと比較して、直流電圧Ｖｄｃを低下させるので、コンバータ回路１０のスイッチ回路２０の短絡時間を短縮することができる。
したがって、スイッチ回路２０におけるスイッチ導通損失が低減でき、コンバータ回路１０でのエネルギー損失を低減することができる。
よって、エネルギー効率の向上を図ることができる。

このような効率向上の一例を図８により説明する。

図８は実施の形態１に係る電力変換装置において、電源電圧、スイッチ素子２１の駆動信号、および電源電流の一例を示した図である。
図８（ａ）はインバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．００の場合を示す図である。
図８（ｂ）はインバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．０７の場合を示す図である。
また、図８（ａ）、（ｂ）は上段から順に、交流電源１の電圧波形、交流電源１の電源ゼロクロス信号、スイッチ回路２０のスイッチ素子２１に対する駆動信号（Ｌｏ側がオン）、交流電源１からの入力された電源電流を示している。
図８（ａ）、（ｂ）に示すように、インバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．００の場合と比較して、インバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．０７の場合の方が、スイッチ素子２１のオン時間（短絡時間Ｔｏｎ）が短縮されている様子が分かる。

また、本実施の形態１では、インバータ変調率Ｖｋを、１以上の値のインバータ変調率指令Ｖｋ＊に設定する。
このため、インバータ回路４０におけるＰＷＭ制御において、スイッチング回数が減少する。
したがって、ＰＷＭ制御によるスイッチング損失を低減することができる。
よって、エネルギー効率の向上を図ることができる。

このようなＰＷＭ波形の一例を図９により説明する。

図９は実施の形態１に係る電力変換装置において、ＰＷＭ信号の一例を示した図である。
図９（ａ）はインバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．００の場合を示す図である。
図９（ｂ）はインバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．０７の場合を示す図である。
図９（ａ）、（ｂ）においては、インバータ回路４０のＵ−Ｖ間線間電圧を示している。
図９（ａ）、（ｂ）に示すように、インバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．００の場合と比較して、インバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．０７の場合の方が、ＰＷＭスイッチング回数が低減している様子が分かる。

上記のようなコンバータ回路１０およびインバータ回路４０によるエネルギー損失の低減により、電力変換装置全体のエネルギー効率の向上（トータル効率）について図１０により説明する。

図１０は実施の形態１に係る電力変換装置において、インバータ変調率指令Ｖｋ＊とトータル効率との関係の一例を示した図である。
コンバータ回路１０、インバータ回路４０、電動機５０の各仕様（容量等）が定格負荷点で高効率となるようにシステム設計されていることを前提とすると、図１０のように、インバータ変調率Ｖｋが１近傍の負荷動作点においては、インバータ変調率指令Ｖｋ＊が、おおよそ１．０２〜１．０８の範囲の場合に、コンバータ入力からモータ出力までのトータル効率が向上できることが実験的に分かった（同一負荷での比較）。

上述したように本実施の形態における電力変換装置は、電動機定数（相抵抗、インダクタンス、誘起電圧定数等）のばらつき、デッドタイム誤差、装置外乱の影響まで含まれることを考慮して、インバータ変調率指令Ｖｋ＊を、１．００よりも若干大きめの１．０２〜１．０８の範囲に設定している。このため、図１０に示すように、コンバータ回路１０への入力から電動機５０の出力までのトータル効率を低減することができる。電力変換装置のエネルギー効率を向上することができる。

また、本実施の形態においては、周波数補償器９３により補償量ωｄを求め、加減算手段９９により、回転角速度指令ω＊から補償量ωｄを減ずることで、一次角速度ω１を得る。
このため、速度制御を簡素化し、コンバータ回路１０と協調制御を行わせることで、インバータ変調率指令Ｖｋ＊が１．００を超える非線形制御領域であっても、制御安定性を損なうことなく、直流電圧を操作できる。

また、特に、インバータ変調率が１．０２〜１．０８になるように調整することで、モータ定数ばらつき、デッドタイム誤差、装置外乱の影響を極力排除しつつ、システムを高効率駆動できる。

なお、本実施の形態１では、パルス幅演算手段８３は、直流電圧Ｖｄｃおよび直流電圧指令Ｖｄｃ＊との差分に応じて短絡時間Ｔｏｎを演算する場合を説明したが、本発明はこれに限るものではない。例えば、動作点によりユーザー側で設定した直流電圧指令を使用した場合は、データマップを参照する等で直流電圧指令Ｖｄｃ＊を設定しても良い。

実施の形態２．
図１１は実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す図である。
以下、本実施の形態２における電力変換装置の構成を、上記実施の形態１との相違点を中心に説明する。なお、上記実施の形態１と同一の構成には同一の符号を付する。

図１１に示すように、本実施の形態における電力変換装置のコンバータ回路１０は、整流回路１３、第１のスイッチ手段２０ａ、および第２のスイッチ手段２０ｂを備える。
また、コンバータ回路１０の出力端には、整流回路１３の直流側に並列に設けられ、互いに直列に接続された第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂが設けられている。

また、必要に応じて、第１のコンデンサ３０ａと並列に、ダイオード３１ａと抵抗３２ａとが接続されている。また、第２のコンデンサ３０ｂと並列に、ダイオード３１ｂと抵抗３２ｂとが接続されている。このダイオード３１ａおよびダイオード３１ｂは、第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂと極性が逆極性となっている。

なお、リアクタ１２、整流回路１３、第１のスイッチ手段２０ａ、第２のスイッチ手段２０ｂ、第１のコンデンサ３０ａ、および第２のコンデンサ３０ｂは、本発明における「コンバータ回路」を構成する。

第１のスイッチ手段２０ａは、第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂの接続点と、整流回路１３の交流側（入力端子）の一端との間に挿入されている。
この第１のスイッチ手段２０ａは、例えばＩＧＢＴを用いたスイッチ素子２１ａと、ダイオード整流器２２ａとにより構成される双方向スイッチである。
第１のスイッチ手段２０ａは、スイッチ素子２１ａがオンオフされることにより、第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂの接続点と、整流回路１３の交流側の一端との間を短絡または開放する。

第２のスイッチ手段２０ｂは、第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂの接続点と、整流回路１３の交流側（入力端子）の他端との間に挿入されている。
この第２のスイッチ手段２０ｂは、例えばＩＧＢＴを用いたスイッチ素子２１ｂと、ダイオード整流器２２ｂとにより構成される双方向スイッチである。
第２のスイッチ手段２０ｂは、スイッチ素子２１ｂがオンオフされることにより、第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂの接続点と、整流回路１３の交流側の他端との間を短絡または開放する。

また、本実施の形態における演算装置７０は、上記実施の形態１における通電タイミング設定手段８２、パルス幅演算手段８３に代えて、直流電圧制御手段８４を備えている。

直流電圧制御手段８４は、直流電圧検出手段６３により検出された直流電圧Ｖｄｃ、および直流電圧指令Ｖｄｃ＊に基づき、入力電流の指令値Ｉ＊を求める。そして、入力電流の指令値Ｉ＊、および交流電源１の電源電圧Ｖｓに基づき、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃの振幅指令Ｖ２と、電源電圧Ｖｓに対する位相差指令φとを求める。詳細は後述する。

本実施の形態におけるパルス信号発生手段８１は、振幅指令Ｖ２、および位相差指令φに基づき、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂの動作信号（パルス信号）を求める。

＜動作＞
次に、第１のスイッチ手段２０ａ、および第２のスイッチ手段２０ｂのスイッチ動作と、コンバータ回路１０の入力側の電圧（以下「入力端電圧Ｖｃ」という。）、および出力側の直流電圧Ｖｄｃとの関係について説明する。

図１２は実施の形態２に係る第１および第２のスイッチ手段の動作を説明する図である。
図１２においては、コンバータ回路１０の要部を示している。また、図１２においては、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂのオンオフ状態を模式的に示している。
図１２（ａ）〜（ｄ）に示すように、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂのスイッチングの組み合わせは４パターンとなる。
図１２（ａ）は、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂが共にオフの状態を示している。
図１２（ｂ）は、第１のスイッチ手段２０ａがオン、第２のスイッチ手段２０ｂがオフの状態を示している。
図１２（ｃ）は、第１のスイッチ手段２０ａがオフ、第２のスイッチ手段２０ｂがオンの状態を示している。
図１２（ｄ）は、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂが共にオンの状態を示している。

図１２（ａ）の状態では、回路は全波整流回路として動作し、交流電源１の電源電圧Ｖｓが全波整流されて第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂに供給される。
このとき、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃは、第１のコンデンサ３０ａの電圧Ｖｃａと第２のコンデンサ３０ｂの電圧Ｖｃｂとを加算した、Ｖｃａ＋Ｖｃｂ、または−（Ｖｃａ＋Ｖｃｂ）となる。なお、この極性は、整流回路１３の電流経路、すなわち電源電圧Ｖｓの極性に応じて定まる。

図１２（ｂ）の状態では、回路は倍電圧整流回路として動作し、電源電圧Ｖｓが正の場合（図の状態）では、電源電圧Ｖｓが第２のコンデンサ３０ｂに供給され、電源電圧Ｖｓが負の場合では、電源電圧Ｖｓが第１のコンデンサ３０ａに供給される。
このとき、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃは、電源電圧Ｖｓが正の場合、Ｖｃｂとなり、電源電圧Ｖｓが負の場合、−Ｖｃａとなる。

図１２（ｃ）の状態では、上記図１２（ｂ）と同様に、回路は倍電圧整流回路として動作し、電源電圧Ｖｓが正の場合（図の状態）では、電源電圧Ｖｓが第１のコンデンサ３０ａに供給され、電源電圧Ｖｓが負の場合では、電源電圧Ｖｓが第２のコンデンサ３０ｂに供給される。
このとき、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃは、電源電圧Ｖｓが正の場合、Ｖｃａとなり、電源電圧Ｖｓが負の場合、−Ｖｃｂとなる。

図１２（ｄ）の状態では、整流回路１３の入力端子間は短絡される。つまり、交流電源１、リアクタ１２、第１のスイッチ手段２０ａ、および第２のスイッチ手段２０ｂを介して短絡電流が流れ、リアクタ１２に電流エネルギーが蓄積される。
このとき、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃは、ゼロとなる。
そして、再度、上記図１２（ａ）〜（ｃ）の何れかの状態となると、リアクタ１２に蓄積された電流エネルギーが第１のコンデンサ３０ａ、第２のコンデンサ３０ｂの少なくとも一方に供給され、コンバータ回路１０の出力側の直流電圧Ｖｄｃ（母線電圧）が上昇する。

このように、第１のスイッチ手段２０ａ、および第２のスイッチ手段２０ｂのスイッチング動作の制御により、直流電圧Ｖｄｃの増減を制御することが可能となる。また、直流電圧Ｖｄｃを全波整流で得られる直流電圧値以上の値に制御できる。

また、第１のスイッチ手段２０ａ、および第２のスイッチ手段２０ｂのスイッチング動作を相互的に動作させることにより、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃを任意の波形、例えば正弦波状にすることが可能となる。

図１３は実施の形態２に係るコンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃを説明する図である。
図１３に示すように、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂのスイッチングを相互的に動作させ、４つの電圧値を組み合わせることで、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃを正弦波状にすることができる。

ここで、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃが理想的な正弦波である場合に、リアクタ１２に流れる電源電流Ｉについて考える。
この場合、コンバータ回路１０による交流直流変換動作は、次の図１４を用いて表すことができる。

図１４は実施の形態２に係る電力変換装置において、仮想交流電源２を説明する図である。
図１４において、コンバータ回路１０の交流直流変換動作を仮想交流電源２として表す。また、交流電源１の両端電圧をＶｓ、仮想交流電源２の両端電圧をＶｃ、リアクタ１２に流れる電流をＩとする。

図１４のような回路においては、交流電源１と仮想交流電源２との差電圧によって、リアクタ１２に流れる電源電流Ｉが決まる。
リアクタ１２に流れる電源電流Ｉは交流量であるため、リアクタ１２の両端電圧をｊｗＬＩとおくと、次式（６）で表される。

ｊｗＬＩ＝Ｖｓ−Ｖｃ ・・・（６）

ここで、ｗは角周波数、Ｌはリアクタ１２のインダクタンス、ｊは虚数である。

また、交流電源１の電圧Ｖｓは次式（７）、仮想交流電源２の電圧Ｖｃは次式（８）となる。

Ｖｓ＝√２・Ｖ₁・ｓｉｎ（ｗｔ） ・・・（７）
Ｖｃ＝√２・Ｖ₂・ｓｉｎ（ｗｔ−φ） ・・・（８）

ここで、Ｖ₁は電源電圧Ｖｓの振幅（実効値）、Ｖ₂は入力端電圧Ｖｃの振幅（実効値）、φはＶｓとＶｃの位相差である。

Ｖ₁＝Ｖ₂と仮定すると、上記式（６）〜（８）より、リアクタ１２に流れる電源電流Ｉは、次式（９）となる。

Ｉ＝（２√２・Ｖ₁／ｊｗＬ）・ｓｉｎ（φ／２）・ｃｏｓ（ｗｔ−φ／２） ・・・（９）

ＶｓとＶｃの位相差が変動しなければ、式（９）のｓｉｎ（φ／２）は定数となるので、定数をひとくくりにＫとおくと、式（９）の電源電流Ｉは、次式（１０）となる。

Ｉ＝−ｊ・Ｋ・ｃｏｓ（ｗｔ−φ／２） ・・・（１０）

このように、仮想交流電源２より出力される電圧Ｖｃが、正弦波状に出力されれば、リアクタ１２に流れる電源電流Ｉは正弦波化された電流が流れる。
すなわち、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃを正弦波状にすることで、交流電源１からの入力電流の高調波成分を抑制することができる。

また、電源電流Ｉと交流電源１との位相差がゼロとなると、電源力率は１００％となる。
このことから、仮想交流電源２における電圧Ｖｃの振幅Ｖ₂と、交流電源１との位相差φとを制御して、リアクタ１２に流れる電源電流Ｉと交流電源１との位相差を制御することにより、電源力率を向上することができる。

つまり、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂの短絡動作の制御により、入力端電圧Ｖｃを正弦波状に出力し、振幅Ｖ₂と位相差φを適切に設定すれば、入力電流の高調波を抑制でき、電源力率の向上を図ることができる。

次に、このような高調波を抑制し、電源力率を向上することが可能となる入力端電圧Ｖｃの振幅Ｖ₂と、交流電源１との位相差φとを求める動作について説明する。

図１５は実施の形態２に係る電力変換装置において、電源電圧Ｖｓ・電源電流Ｉのベクトル図である。
図１５（ａ）は、図１４における原理回路構成から導いたベクトル関係を表すベクトル図である。
交流電源１の電源電圧Ｖｓに対し、リアクタ１２で電源電流Ｉが遅れ位相となる。この電源電流Ｉに直交するようにリアクタ１２での電圧降下ｊｗＬＩが発生し、整流回路１３の入力端子間の入力端電圧Ｖｃとのベクトル加算で、交流電源１の電源電圧Ｖｓと一致する。

ここで、図１５（ｂ）に示すように、各ベクトルで形成される三角形において、ＶｓとｊｗＬＩとが直交する直角三角形になれば、電源電圧Ｖｓと電源電流Ｉとの位相差がゼロとなり力率が１（１００％）となる。
そこで、力率が１となるように入力端電圧Ｖｃを出力するには、入力端電圧Ｖｃは、交流電源１に対して遅れ位相φが、次式（１１）となるように位相角を制御すればよく、振幅Ｖ₂が、次式（１２）となるように制御すれば良い。

φ＝ｔａｎ^-1（ｗＬＩ／Ｖ₁） ・・・（１１）
Ｖ₂＝√（Ｖ₁ ²＋ｗＬＩ²） ・・・（１２）

そして、出力する電圧の位相角および振幅が一意に決まるように制御系を構築すれば、ノコギリ波変調や三角波変調、空間ベクトル変調、ダイポーラ変調などの変調方式（いずれも公知技術）を適用することで、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂを動作させるべき動作信号を生成できる。

本実施の形態における直流電圧制御手段８４は、例えば図１６に示す制御ブロックにより、入力端電圧Ｖｃの振幅Ｖ₂の振幅指令Ｖ２＊と、交流電源１との位相差φの位相差指令φ＊とを求める。

図１６は実施の形態２に係る直流電圧制御手段８４のフィードバック制御ブロック図である。
直流電圧制御手段８４は、出力側の直流電圧Ｖｄｃを制御するため、直流電圧フィードバック制御により、振幅指令Ｖ２＊と位相差指令φとを導出する。
図１６に示すように、まず、直流電圧制御手段８４は、直流電圧検出手段６３により検出された直流電圧Ｖｄｃと、直流電圧指令演算手段９５からの直流電圧指令Ｖｄｃ＊とを比較し、その差分をＰＩ制御器に入力し、入力電流の指令値Ｉ＊を求める。
なお、直流電圧指令演算手段９５による直流電圧指令Ｖｄｃ＊の算出動作は、上記実施の形態１の動作と同様である。

ここで、リアクタ１２に入力される入力電流Ｉが指令値Ｉ＊となり、入力端電圧Ｖｃが上記式（１１）、（１２）を充たせば、出力側の直流電圧Ｖｄｃを所望の値とし、入力側の高調波の抑制、電源力率の向上を図ることができる。

したがって、直流電圧制御手段８４は、図１６に示すように、ＰＩ制御器の出力である指令値Ｉ＊を、上記式（１１）の電源電流Ｉに代入し、位相差指令φを導出する。
また、指令値Ｉ＊を、上記式（１２）の電源電流Ｉに代入し、振幅指令Ｖ２＊を導出する。
なお、電源電圧ｖｓの振幅Ｖ₁は、予め設定された値（例えば１００Ｖ）を用いても良いし、電源電圧検出手段１６により検出された電圧値を用いても良い。

これにより、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃの電圧指令Ｖｃ＊は、次式（１３）により生成できる。

Ｖｃ＊＝√２・Ｖ₂・ｓｉｎ（ｗｔ−φ） ・・・（１３）

次に、パルス信号発生手段８１は、振幅指令Ｖ２、および位相差指令φに基づき、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂの動作信号を求める。
例えば、上記式（１３）の電圧指令Ｖｃ＊を用いて、一般的なユニポーラ変調を行う場合の波形例を図１７に示す。

図１７は実施の形態２に係るパルス信号発生手段８１の変調波形を示す図である。
図１７（ａ）は、第１のスイッチ手段２０ａのための変調信号を生成する電圧指令Ｖｃ＊と搬送波を示す図である。
図１７（ｂ）は、第２のスイッチ手段２０ｂのための変調信号を生成する電圧指令Ｖｃ＊と搬送波を示す図である。
図１７（ｃ）は、第１のスイッチ手段２０ａのスイッチング動作を示す図である。
図１７（ｄ）は、第２のスイッチ手段２０ｂのスイッチング動作を示す図である。
図１７（ｅ）は、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃの波形を示す図である。

図１７（ａ）に示すように、正極性と負極性にて反転した三角波（搬送波）にて比較する。負極側の絶対値をとれば、正極側と一致するのでユニポーラ変調である。
電圧指令Ｖｃ＊が搬送波である三角波より大きい場合にオフすることで、第１のスイッチ手段２０ａの動作信号として、図１７（ｃ）の波形（Ｈｉ側がオン）が得られる。

図１７（ｂ）に示すように、第２のスイッチ手段２０ｂは、入力端電圧Ｖｃに対し負側となるので、変調波形は図１７の（ａ）に対し１８０度位相を反転した正弦波の−Ｖｃ＊となる。また、搬送波である三角波も図１７の（ａ）に対し１８０度位相を反転させている。
電圧指令（−Ｖｃ＊）が搬送波である三角波より大きい場合にオフすることで、第２のスイッチ手段２０ｂの動作信号として、図１７（ｄ）の波形（Ｈｉ側がオン）が得られる。

そして、パルス信号発生手段８１から出力された動作信号により、第１のスイッチ手段２０ａのスイッチ素子２１ａと、第２のスイッチ手段２０ｂのスイッチ素子２１ｂとが駆動する。
これにより、図１７（ｅ）に示すように、電圧指令Ｖｃ＊と近似した入力端電圧Ｖｃが得られる。

＜効果＞
以上のように本実施の形態においては、第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂの接続点と、整流回路１３の交流側の一端との間を短絡または開放する第１のスイッチ手段２０ａと、第１のコンデンサ３０ａおよび第２のコンデンサ３０ｂの接続点と、整流回路１３の交流側の他端との間を短絡または開放する第２のスイッチ手段２０ｂとを備え、直流電圧指令Ｖｄｃ＊に応じて第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂの短絡動作を制御する。
このため、上記実施の形態１の効果に加え、直流電圧Ｖｄｃを全波整流で得られる直流電圧値以上の値に制御できる。
また、第１のスイッチ手段２０ａ、および第２のスイッチ手段２０ｂのスイッチング動作を相互的に動作させることにより、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃを任意の波形にすることが可能となる。

また、交流電源１からの入力電流Ｉと交流電源１の電源電圧Ｖｓとの位相差φが低減するように、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂの短絡動作を制御する。このため、電源力率を向上することができる。

また、交流電源１からの入力電流の高調波成分を低減させるように第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂの短絡動作を制御する。このため、交流電源１からの入力電流Ｉの高調波成分を低減することができる。

また、直流電圧Ｖｄｃおよび直流電圧指令Ｖｄｃ＊に基づき、入力電流の指令値Ｉ＊を求め、この入力電流の指令値Ｉ＊および電源電圧Ｖｓに基づき、コンバータ回路１０の入力端電圧Ｖｃの振幅指令Ｖ２と、電源電圧Ｖｓに対する位相差指令φとを求める。
このため、直流電圧Ｖｄｃを所望の値とし、入力電流Ｉの高調波の抑制、および電源力率の向上を図ることができる。

また、振幅指令Ｖ２および位相差指令φに基づき、第１のスイッチ手段２０ａおよび第２のスイッチ手段２０ｂの動作信号を求める。
このため、入力端電圧Ｖｃを正弦波状に出力でき、リアクタ１２に流れる電源電流Ｉを正弦波状にすることができる。したがって、交流電源１からの入力電流Ｉの高調波成分を抑制することができる。
また、リアクタ１２に流れる電源電流Ｉと交流電源１との位相差を低減することができ、電源力率を向上させることができる。

また、インバータ変調率指令Ｖｋ＊に関しては、上記実施の形態１で説明した通り、インバータ変調率指令Ｖｋ＊を１．００よりも若干大きめの１．０２〜１．０８の範囲に設定することで、コンバータ回路１０への入力から電動機５０の出力までのトータル効率を低減することができる。電力変換装置のエネルギー効率を向上することができる。

なお、上記実施の形態１および２では、直流電圧指令演算手段９５において、インバータ変調率指令Ｖｋ＊と、出力電圧ベクトルまたはインバータ変調率Ｖｋとにより、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を算出したが、本発明はこれに限るものではない。
直流電圧指令演算手段９５において、交流電源１から供給される電源電流の大きさに応じて、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を求めるようにしても良い。
例えば、電源電流検出手段６２で得られる電源電流等を参考にして、ユーザー側でデータマップ化する等して動作点に応じて、目標値となる直流電圧指令Ｖｄｃ＊を設定しても良い。

なお、上記実施の形態１および２では、インバータ回路４０の直流母線に流れる直流電流Ｉｄｃを検出することで、電動機５０の各相電流を求める場合を説明したが、本発明はこれに限るものではない。
例えば、インバータ回路４０から出力される電動機５０の巻線の径路（少なくとも１相分以上）に、電流検出素子としてカレント・トランス（ＣＴ）等を挿入して駆動電流を検出しても、同様な効果が得られる。
この場合、電流検出手段６４に相当するフローにおいて、電流検出素子で得られる信号を、増幅器およびＡ／Ｄ変換器等を介して演算装置７０に電流値として取り込み、電流再現手段９１において３相平衡インバータの特徴等により各相電流値を算出する。

実施の形態３．
図１８は実施の形態３に係る空気調和機の構成を示す図である。
図１８において、本実施の形態における空気調和機は、室外機１０１、室内機１０４を備え、室外機１０１には図示しない冷媒回路に接続され冷凍サイクルを構成する冷媒圧縮機１０２、図示しない熱交換器に送風する室外機用の送風機１０３を備えている。
そして、この冷媒圧縮機１０２、送風機１０３は、上述した実施の形態１または２の何れかの電力変換装置により制御される電動機５０により回転駆動される。このような構成により電動機５０を運転させても、上記実施の形態１および２と同様の効果が得られることはいうまでもない。

１ 交流電源、２ 仮想交流電源、１０ コンバータ回路、１１ 電源電流検出素子、１２ リアクタ、１３ 整流回路、１６ 電源電圧検出手段、２０ スイッチ回路、２０ａ 第１のスイッチ手段、２０ｂ 第２のスイッチ手段、２１ スイッチ素子、２１ａ スイッチ素子、２１ｂ スイッチ素子、２２ 整流器、２２ａ ダイオード整流器、２２ｂ ダイオード整流器、３０ コンデンサ、３０ａ 第１のコンデンサ、３０ｂ 第２のコンデンサ、３１ａ ダイオード、３１ｂ ダイオード、３２ａ 抵抗、３２ｂ 抵抗、４０ インバータ回路、４１ａ〜４１ｆ スイッチング素子、４２ａ〜４２ｆ 還流ダイオード、４３ 直流電流検出素子、５０ 電動機、６１ 電源電圧検出手段、６２ 電源電流検出手段、６３ 直流電圧検出手段、６４ 電流検出手段、７０ 演算装置、８１ パルス信号発生手段、８２ 通電タイミング設定手段、８３ パルス幅演算手段、８４ 直流電圧制御手段、９１ 電流再現手段、９２ 座標変換手段、９３ 周波数補償器、９４ 出力電圧ベクトル演算手段、９５ 直流電圧指令演算手段、９６ 各相電圧指令演算手段、９７ ＰＷＭ信号デューティ演算手段、９８ ＰＷＭ信号発生手段、９９ 加減算手段、１０１ 室外機、１０２ 冷媒圧縮機、１０３ 送風機、１０４ 室内機。

Claims (16)

1. 交流電源からの電圧を変換して所望の直流電圧（Ｖｄｃ）を出力するコンバータ回路と、
   ＰＷＭ制御により前記直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、
   前記直流電圧（Ｖｄｃ）を検出する直流電圧検出手段と、
   前記負荷に供給される電流を検出する電流検出手段と、
   前記コンバータ回路及び前記インバータ回路を制御する制御手段と
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記負荷に供給された電流に基づき、前記負荷を駆動するための出力電圧ベクトルを求め、前記出力電圧ベクトル及び前記直流電圧（Ｖｄｃ）に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御し、
   前記直流電圧（Ｖｄｃ）に対する前記出力電圧ベクトルの大きさの割合である変調率（Ｖｋ）が、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令（Ｖｋ＊）となるように、前記コンバータ回路の直流電圧（Ｖｄｃ）を制御する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段は、
   前記出力電圧ベクトルの大きさと、前記インバータ変調率指令（Ｖｋ＊）とに基づき、前記コンバータ回路に対する直流電圧指令（Ｖｄｃ＊）を求める直流電圧指令演算手段を備えた
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御手段は、
   前記直流電圧検出手段により検出された前記直流電圧（Ｖｄｃ）、及び前記出力電圧ベクトルの大きさに基づき求めた変調率（Ｖｋ）と、前記インバータ変調率指令（Ｖｋ＊）との差分に応じて、直流電圧指令（Ｖｄｃ＊）を求める直流電圧指令演算手段を備えた
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記交流電源から供給される電源電流を検出する電源電流検出手段を備え、
   前記制御手段は、
   前記電源電流の大きさに応じて、直流電圧指令（Ｖｄｃ＊）を求める
   ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記コンバータ回路は、
   交流電源からの交流を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力を平滑するコンデンサと、
   前記整流回路の交流側又は直流側に接続されたリアクタと、
   前記リアクタを介して前記交流電源を短絡又は開放し、前記コンデンサの端子間電圧を増減するスイッチ回路と
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記直流電圧指令（Ｖｄｃ＊）に応じて前記スイッチ回路の短絡動作を制御する
   ことを特徴とする請求項２〜４の何れかに記載の電力変換装置。
6. 前記制御手段は、
   前記直流電圧検出手段により検出された前記直流電圧（Ｖｄｃ）と、前記直流電圧指令（Ｖｄｃ＊）との差分に応じて、前記スイッチ回路の短絡時間（Ｔｏｎ）を求めるパルス幅演算手段を備えた
   ことを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段を備え、
   前記制御手段は、
   前記電源電圧のゼロクロスタイミングに基づき、前記スイッチ回路の短絡タイミング（Ｔｄｌ）を求める通電タイミング設定手段を備えた
   ことを特徴とする請求項５又は６記載の電力変換装置。
8. 前記コンバータ回路は、
   交流電源からの交流を整流する整流回路と、
   前記整流回路の交流側に接続されたリアクタと、
   前記整流回路の直流側に並列に設けられ、互いに直列に接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、
   前記第１及び第２のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流側の一端との間を短絡又は開放する第１のスイッチ手段と、
   前記第１及び第２のコンデンサの接続点と前記整流回路の交流側の他端との間を短絡又は開放する第２のスイッチ手段と
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記直流電圧指令（Ｖｄｃ＊）に応じて前記第１及び第２のスイッチ手段の短絡動作を制御する
   ことを特徴とする請求項２〜４の何れかに記載の電力変換装置。
9. 前記制御手段は、
   前記交流電源からの入力電流と前記交流電源の電源電圧との位相差が低減するように、前記第１及び第２のスイッチ手段の短絡動作を制御する
   ことを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
10. 前記制御手段は、
    前記交流電源からの入力電流の高調波成分を低減させるように前記第１及び第２のスイッチ手段の短絡動作を制御する
    ことを特徴とする請求項８又は９記載の電力変換装置。
11. 前記交流電源の電源電圧（Ｖｓ）を検出する電源電圧検出手段を備え、
    前記制御手段は、
    前記直流電圧検出手段により検出された前記直流電圧（Ｖｄｃ）、及び前記直流電圧指令（Ｖｄｃ＊）に基づき、入力電流の指令値（Ｉ＊）を求め、
    該入力電流の指令値（Ｉ＊）、及び電源電圧（Ｖｓ）に基づき、前記コンバータ回路の入力端電圧（Ｖｃ）の振幅指令（Ｖ２＊）と、前記電源電圧（Ｖｓ）に対する位相差指令（φ＊）とを求める直流電圧制御手段を備えた
    ことを特徴とする請求項８〜１０の何れかに記載の電力変換装置。
12. 前記制御手段は、
    前記振幅指令（Ｖ２）、及び前記位相差指令（φ＊）に基づき、前記第１及び第２のスイッチ手段の動作信号を求めるパルス信号発生手段を備えた
    ことを特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。
13. 前記制御手段は、
    前記インバータ変調率指令（Ｖｋ＊）が、１．０２〜１．０８の範囲で設定された
    ことを特徴とする請求項１〜１２の何れかに記載の電力変換装置。
14. 前記インバータ回路は、前記負荷として電動機を駆動し、
    前記制御手段は、
    前記電流検出手段により検出された電流から前記電動機に流れる各相電流を求める電流再現手段と、
    前記各相電流を、励磁電流成分であるγ軸電流とトルク電流成分であるδ軸電流のγδ座標電流に変換する座標変換手段と、
    前記γδ座標電流のδ軸電流の値に基づき、与えられる回転角速度指令（ω＊）に対する補償量（ωｄ）を求める周波数補償手段と、
    与えられた回転角速度指令（ω＊）を前記補償量（ωｄ）により補償し、補償された一次角速度（ω１）を出力する速度制御手段と、
    前記一次角速度（ω１）と、与えられた一次磁束指令値（φγ＊）と、前記γδ座標電流とに基づいて、前記電動機を駆動するための前記出力電圧ベクトルを求める出力電圧ベクトル演算手段と、
    を備えたことを特徴とする請求項１〜１３の何れかに記載の電力変換装置。
15. 直流電圧（Ｖｄｃ）を出力するコンバータ回路と、前記直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータ回路とを備えた電力変換装置の制御方法であって、
    交流電圧を変換して所望の直流電圧（Ｖｄｃ）を出力するステップと、
    ＰＷＭ制御により前記直流電圧（Ｖｄｃ）を交流電圧に変換して負荷に供給するステップと、
    前記直流電圧（Ｖｄｃ）を検出するステップと、
    前記負荷に供給される電流を検出するステップと、
    前記負荷に供給された電流に基づき、前記負荷を駆動するための出力電圧ベクトルを求め、前記出力電圧ベクトル及び前記直流電圧（Ｖｄｃ）に基づき、前記インバータ回路をＰＷＭ制御するステップと、
    前記直流電圧（Ｖｄｃ）に対する前記出力電圧ベクトルの大きさの割合である変調率（Ｖｋ）が、予め設定された１以上の値のインバータ変調率指令（Ｖｋ＊）となるように、前記コンバータ回路の直流電圧（Ｖｄｃ）を制御するステップと
    を有することを特徴とする電力変換装置の制御方法。
16. 電動機と、
    前記電動機を駆動する請求項１〜１４の何れかに記載の電力変換装置と
    前記電動機により駆動される送風機及び圧縮機の少なくとも一方を備えた
    ことを特徴とする空気調和機。

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