JP7267287B2 - 電力変換装置及び電力変換制御装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置及び電力変換制御装置に関する。

電源側交流系統から供給される第１の多相交流電力を、第２の多相交流電力に間接変換方式で変換する電力変換装置（間接交流変換装置：indirect AC converter）がある。比較的大きな電力を変換する電力変換装置には、単相コンバータセルを直列に接続してマルチレベル変換器を構成するものがある。
また、電力変換装置の負荷側に生じた事象等により、上記の第２の多相交流電力の各相に供給される有効電力が不平衡になり、上記の第１の多相交流電力を供給する電源側交流系統にその影響が波及することがあった。

日本国特許特開２００８－３０１６４０号公報

本発明が解決しようとする課題は、電力変換装置の負荷側に供給される有効電力の各相間の不平衡が、電源側交流系統に影響することを軽減させる電力変換装置及び電力変換制御装置を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、第１電力変換器と、複数のＤＣＤＣ変換装置と、第２電力変換器と、を備える。第１電力変換器は、複数の第１正側のアームと、複数の第１負側のアームと、前記複数の第１正側のアームをスター型に接続する第１正側スター結線と、前記複数の第１負側のアームをスター型に接続する第１負側スター結線と、前記第１正側スター結線と前記第１負側スター結線とを電源側交流系統の各相にそれぞれ接続する第１端子とを含み、前記複数の第１正側のアームの各相と前記複数の第１負側のアームの各相とが前記電源側交流系統の各相にそれぞれ対応付けられている交直電力変換器である。第２電力変換器は、複数の第２正側のアームと、複数の第２負側のアームと、前記複数の第２正側のアームをスター型に接続する第２正側スター結線と、前記複数の第２負側のアームをスター型に接続する第２負側スター結線と、前記第２正側スター結線と前記第２負側スター結線とを負荷側交流系統の各相にそれぞれ接続する第２端子とを含み、前記複数の第２正側のアームの各相と前記複数の第２負側のアームの各相とが前記負荷側交流系統の各相にそれぞれ対応付けられている交直電力変換器である。複数のＤＣＤＣ変換装置は、直流電力を双方向に変換する絶縁型のＤＣＤＣ変換装置群を形成し、前記第１電力変換器と前記第２電力変換器との間で電力を相互に変換する。制御部は、前記第２電力変換器が接続される前記負荷側交流系統の各相に生じた有効電力の不平衡が、前記第１電力変換器が接続される前記電源側交流系統の各相の有効電力の不平衡に影響しないように前記第１電力変換器と前記第２電力変換器とを制御する。前記第１電力変換器は、前記複数の第１正側のアームの各アームと前記複数の第１負側のアームの各アームとに分けて配置される複数の単相コンバータセルと、コンバータ側キャパシタ群とを含む。前記コンバータ側キャパシタ群の各キャパシタは、前記複数の単相コンバータセルの各単相コンバータセルの直流側に夫々対応付けて配置されている。前記第１電力変換器は、力行時に前記コンバータ側キャパシタ群を充電して、回生時に前記コンバータ側キャパシタ群の直流電力を前記電源側交流系統の交流電力である第１交流電力に変換する。前記第２電力変換器は、前記複数の第２正側のアームの各アームと前記複数の第２負側のアームの各アームとに分けて配置される複数の単相インバータセルと、インバータ側キャパシタ群とを含む。前記インバータ側キャパシタ群の各キャパシタは、前記複数の単相インバータセルの各単相インバータセルの直流側に夫々対応付けて配置されている。前記第２電力変換器は、回生時に前記インバータ側キャパシタ群を充電して、力行時に前記インバータ側キャパシタ群の直流電力を前記負荷側交流系統の交流電力である第２交流電力に変換する。前記複数のＤＣＤＣ変換装置の各ＤＣＤＣ変換装置は、前記各単相コンバータセルの直流側と、前記各単相インバータセルの直流側との間に夫々設けられていて、前記コンバータ側キャパシタ群の各キャパシタの直流電力と、前記インバータ側キャパシタ群の各キャパシタの直流電力とを双方向に変換する。

実施形態の電力変換装置の構成図。 実施形態の単相コンバータセルの構成図。 実施形態の単相コンバータセルの構成図。 実施形態のコンバータの信号名の定義について説明するための図。 実施形態のインバータの信号名の定義について説明するための図。 実施形態の制御部の構成図。 実施形態の偏差量演算ユニット１２０１１の構成図。 実施形態の系統電流ＡＣＲ１２１２の構成図。 実施形態のアームバランス制御部１２０４の構成図。 実施形態の第１低周波脈動電力低減制御部１２１７の構成図。 実施形態の第１循環電流ＡＣＲ１２１３の構成図。 実施形態のインバータ制御部１３の構成図。 実施形態のＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２の構成図。

以下、実施形態の電力変換装置及び電力変換制御装置を、図面を参照して説明する。以下に説明の電力変換装置は、負荷の一例である交流電動機（モータ）に所望の交流電力を供給する。実施形態の電力変換装置は、間接交流変換装置（indirect AC converter）を含む。実施形態における接続するという記載は、電気的に接続することを含む。

電力変換装置の構成例を図１に示す。図１は、実施形態における電力変換装置の構成図である。
図１に示す電力変換装置１は、例えば、コンバータ２と、インバータ３と、ＤＣＤＣ変換装置群４と、コンバータ側キャパシタ群５と、インバータ側キャパシタ群６と、制御部１０とを備える。コンバータ２と、インバータ３と、ＤＣＤＣ変換装置群４と、コンバータ側キャパシタ群５と、インバータ側キャパシタ群６は、電力変換装置１の主回路を形成する。電源側交流系統７は、例えば電力変換装置１に多相交流電力（第１交流電力）を供給する。例えば、電源側交流系統７は、ｒ相ｓ相ｔ相の三相交流電力を供給する。負荷側交流系統８は、例えば電力変換装置１から負荷装置に多相交流電力（第２交流電力）を供給する。例えば、負荷側交流系統８は、ｕ相ｖ相ｗ相の三相交流電力を供給する。

まず、コンバータ２について説明する。
コンバータ２（第１電力変換器）は、電源側交流系統７の第１交流電力と第１直流電力とを相互に変換する。換言すれば、コンバータ２は、力行時に第１交流電力を第１直流電力に変換し、回生時に第１直流電力を第１交流電力に変換する。例えば、コンバータ２は、電源側交流系統７のｒ相ｓ相ｔ相にそれぞれ接続される第１交流接続端子２０１、２０２、２０３を備える。コンバータ２は、電源側交流系統７との間で、第１交流接続端子２０１、２０２、２０３を介して第１交流電力を授受する。

コンバータ２は、中性点２１０Ｐを中心にする第１正側スター結線２１０と、中性点２２０Ｎにする第１負側スター結線２２０とを含む。第１正側スター結線２１０と第１負側スター結線２２０のｒ相ｓ相ｔ相のそれぞれは、スター型に第１交流接続端子２０１、２０２、２０３にそれぞれ接続される。第１正側スター結線２１０と第１負側スター結線２２０を区別しない場合には、それらを纏めて単に「コンバータスター結線」と呼ぶ。なお、上記のスター結線は、Ｙ型結線であってもよい。

コンバータ２は、ｒ相第１アーム２１１０と、ｓ相第１アーム２１２０と、ｔ相第１アーム２１３０と、ｒ相第２アーム２２１０と、ｓ相第２アーム２２２０と、ｔ相第２アーム２２３０と、リアクトル２１１９、２１２９、２１３９、２２１９、２２２９、２２３９とを備える_。

第１正側スター結線２１０のｒ相にｒ相第１アーム２１１０が設けられ、ｓ相にｓ相第１アーム２１２０が設けられ、ｔ相にｔ相第１アーム２１３０が設けられている。ｒ相第１アーム２１１０と、ｓ相第１アーム２１２０と、ｔ相第１アーム２１３０とを纏めて、単に「コンバータ第１アーム」（複数の第１正側のアーム）と呼ぶ。

第１負側スター結線２２０のｒ相にｒ相第２アーム２２１０が設けられ、ｓ相にｓ相第２アーム２２２０が設けられ、ｔ相にｔ相第２アーム２２３０が設けられている。ｒ相第２アーム２２１０と、ｓ相第２アーム２２２０と、ｔ相第２アーム２２３０とを纏めて、単に「コンバータ第２アーム」（複数の第１負側のアーム）と呼ぶ。

換言すれば、コンバータスター結線の各相には、コンバータ第１アームとコンバータ第２アームとがそれぞれ設けられている。コンバータ第１アームとコンバータ第２アームは、少なくとも１個の単相コンバータセル（例えば、図２参照。）を含み、電源側交流系統７の第１交流電力と第１直流電力とを相互に変換する。以下に示す事例のコンバータ第１アームとコンバータ第２アームは、それぞれ４個の単相コンバータセルを備える。この個数は一例であり、３個以下でもよく、５個以上でもよい。

例えば、ｒ相第１アーム２１１０には、単相コンバータセル２１１１から２１１４が設けられる。ｒ相第２アーム２２１０には、単相コンバータセル２２１５から２２１８が設けられる。なお、図１における単相コンバータセル２１１２、２１１３、２２１６、２２１７の表記を省略する。ｓ相とｔ相についても同様であるが、単相コンバータセルの符号の表記を省略する。

上記の各単相コンバータセルは、電源側交流系統７の第１交流電力の一部と上記の第１直流電力の一部を相互に変換する。

上記の通り、コンバータ２のコンバータ第１アームとコンバータ第２アームにおいて、アーム毎に単相コンバータセルを直列に接続した直列回路がスター結線で接続されている。コンバータ第１アームとコンバータ第２アームの各相には、単相コンバータセルを含む直列回路が設けられている。

なお、コンバータ第１アームとコンバータ第２アームを直接接続すると、コンバータ２内で短絡電流が流れる。これを防ぐためには、例えば、コンバータ第１アームとコンバータ第２アームとをリアクトルを介して接続するとよい。ｒ相の場合には、リアクトル２１１９とリアクトル２２１９とを介してｒ相第１アーム２１１０とｒ相第２アーム２２１０とを接続する。ｓ相とｔ相についても同様である。なお、上記のリアクトルは、コンバータ第１アームとコンバータ第２アームに各々に設けられた単相リアクトルであってもよいし、結合リアクトルであってもよい。

コンバータ２の単相コンバータセルには、後述するＤＣＤＣ変換装置群４の中の１つのＤＣＤＣ変換装置と、後述するコンバータ側キャパシタ群５の中の１つの第１キャパシタとが対応付けられている。単相コンバータセルの直流側は、ＤＣＤＣ変換装置群４の中の１つのＤＣＤＣ変換装置の第１直流端子と、コンバータ側キャパシタ群５の中の１つの第１キャパシタとに並列に接続されている。

例えば、単相コンバータセル２１１１には、キャパシタ５１１１が接続されている。単相コンバータセル２１１４には、キャパシタ５１１４が接続されている。図示を省略するがキャパシタ５１１２、５１１３についても同様である。すなわち、単相コンバータセル２１１１から２１１４には、キャパシタ５１１１から５１１４が接続されている。同様に単相コンバータセル２２１５から２２１８には、キャパシタ５２１５から５２１８が接続されている。ｓ相とｔ相についても同様である。その詳細は、図３を参照する。上記のキャパシタ５１１１から５１１４と、キャパシタ５２１５から５２１８などは、第１キャパシタの一例である。

次に、インバータ３について説明する。
インバータ３（第２電力変換器）は、第２直流電力と第２交流電力とを相互に変換する。インバータ３は、力行時に第２直流電力を第２交流電力に変換し、回生時に第２交流電力を第２直流電力に変換する。例えば、インバータ３は、負荷側交流系統８のｕ相ｖ相ｗ相にそれぞれ接続される第２交流接続端子３０１、３０２、３０３を備える。インバータ３は、負荷側交流系統８に接続される負荷装置Ｍとの間で、第２交流接続端子３０１、３０２、３０３を介して第２交流電力を授受する。

インバータ３は、中性点３１０Ｐを中心にする第２正側スター結線３１０と、中性点３２０Ｎを中心にする第２負側スター結線３２０とを含む。第２正側スター結線３１０と第２負側スター結線３２０のｕ相ｖ相ｗ相のそれぞれは、スター型に第２交流接続端子３０１、３０２、３０３にそれぞれ接続される。第２正側スター結線３１０と第２負側スター結線３２０を区別しない場合には、それらを纏めて単に「インバータスター結線」と呼ぶ。

インバータ３は、ｕ相第１アーム３１１０と、ｖ相第１アーム３１２０と、ｗ相第１アーム３１３０と、ｕ相第２アーム３２１０と、ｖ相第２アーム３２２０と、ｗ相第２アーム３２３０と、リアクトル３１１９、３１２９、３１３９、３２１９、３２２９、３２３９とを備える。

第２正側スター結線３１０のｕ相にｕ相第１アーム３１１０が設けられ、ｖ相にｖ相第１アーム３１２０が設けられ、ｗ相にｗ相第１アーム３１３０が設けられている。ｕ相第１アーム３１１０と、ｖ相第１アーム３１２０と、ｗ相第１アーム３１３０とを纏めて、単に「インバータ第１アーム」（複数の第２正側のアーム）と呼ぶ。

第２負側スター結線３２０のｕ相にｕ相第２アーム３２１０が設けられ、ｖ相にｖ相第２アーム３２２０が設けられ、ｗ相にｗ相第２アーム３２３０が設けられている。ｕ相第２アーム３２１０と、ｖ相第２アーム３２２０と、ｗ相第２アーム３２３０とを纏めて、単に「インバータ第２アーム」（複数の第２負側のアーム）と呼ぶ。

換言すれば、インバータスター結線の各相には、インバータ第１アームとインバータ第２アームとがそれぞれ設けられている。インバータ第１アームとインバータ第２アームは、少なくとも１個の単相インバータセルを含み、負荷側交流系統８の第２交流電力と第２直流電力とを相互に変換する。以下に示す事例のインバータ第１アームとインバータ第２アームは、それぞれ４個の単相インバータセルを備える。この個数は一例であり、コンバータ２における単相コンバータセルの個数に等しければ、３個以下でもよく、５個以上でもよい。

例えば、ｕ相第１アーム３１１０には、カスケード接続された単相インバータセル３１１１から３１１４が設けられる。ｕ相第２アーム３２１０には、カスケード接続された単相インバータセル３２１５から３２１８が設けられる。なお、単相インバータセル３１１２、３１１３、３２１６、３２１７の表記を省略する。ｖ相とｗ相についても同様であるが、符号の表記を省略する。

上記の各単相インバータセルは、負荷側交流系統８の第２交流電力の一部と上記の第２直流電力の一部を相互に変換する。

上記の通り、インバータ３のインバータ第１アームとインバータ第２アームにおいて、アーム毎に単相インバータセルを直列に接続した直列回路がスター結線で接続されている。インバータ第１アームとインバータ第２アームの各相には、単相インバータセルを含む直列回路が設けられている。

なお、インバータ第１アームとインバータ第２アームを直接接続すると、インバータ３内で短絡電流が流れる。これを防ぐために、例えば、インバータ第１アームとインバータ第２アームとをリアクトルを介して接続するとよい。ｕ相の場合には、リアクトル３１１９とリアクトル３２１９とを介してｕ相第１アーム３１１０とｕ相第２アーム３２１０とを接続する。ｖ相とｗ相についても同様である。上記の各リアクトルは、同じ大きさの誘導性リアクタンスを有する。なお、上記のリアクトルは、インバータ第１アームとインバータ第２アームに各々に設けられた単相リアクトルであってもよいし、結合リアクトルであってもよい。

インバータ３の単相インバータセルには、後述するＤＣＤＣ変換装置群４の中の１つのＤＣＤＣ変換装置と、後述するインバータ側キャパシタ群６の中の１つの第２キャパシタとが対応付けられている。インバータ３の直流側は、後述するＤＣＤＣ変換装置群４の各ＤＣＤＣ変換装置の第２直流端子に接続されている。

例えば、インバータ３においても前述のコンバータ２と同様に、単相インバータセル３１１１から３１１４には、キャパシタ６１１１から６１１４が接続されている。単相インバータセル３２１５から３２１８には、キャパシタ６２１５から６２１８が接続されている。なお、キャパシタ６１１２、６１１３、６２１６、６２１７の表記を省略する。ｖ相とｗ相についても同様である。その詳細は、図４を参照する。上記のキャパシタ６１１１から６１１４と、キャパシタ６２１５から６２１８などは、第２キャパシタの一例である。

次に、ＤＣＤＣ変換装置群４について説明する。
ＤＣＤＣ変換装置群４は、双方向に電力伝送可能な複数個のＤＣＤＣ変換装置を備える。例えば、ｒ相とｕ相を繋ぐＤＣＤＣ変換装置４１１１から４１１４、４２１５から４２１８は、複数個のＤＣＤＣ変換装置の一例である。なお、図１の中でＤＣＤＣ変換装置４１１２、４１１３、４２１６、４２１７の表記を省略する。ｓ相とｖ相を繋ぐ複数個のＤＣＤＣ変換装置とｔ相とｗ相を繋ぐ複数個のＤＣＤＣ変換装置も、符号の表記を省略する。ｓ相とｖ相を繋ぐ場合も、ｔ相とｗ相を繋ぐ場合も、上記のｒ相とｕ相を繋ぐ場合と同様である。複数個のＤＣＤＣ変換装置を纏めて、ＤＣＤＣ変換装置４０００と呼ぶ。

例えば、ＤＣＤＣ変換装置４０００は、第１直流端子と第２直流端子とを備える。ＤＣＤＣ変換装置４０００の第１直流端子は、コンバータ２の単相コンバータセルの直流側に接続され、ＤＣＤＣ変換装置４０００の第２直流端子は、インバータ３の単相コンバータセルの直流側に接続される。ＤＣＤＣ変換装置４０００は、コンバータ２の単相コンバータセルの直流側と、インバータ３の単相コンバータセルの直流側を電気的に接続する。上記の通り、ＤＣＤＣ変換装置４０００は、コンバータ２とインバータ３とに接続され、双方向に電力を変換する絶縁型の直流電力変換器である。

第１番目の組み合わせの一例として、ＤＣＤＣ変換装置４１１１は、単相コンバータセル２１１１の直流側と、単相インバータセル３１１１の直流側を電気的に接続する。第２番目の組み合わせの一例として、ＤＣＤＣ変換装置４１１４は、単相コンバータセル２１１４の直流側と、単相インバータセル３１１４の直流側を電気的に接続する。

上記のＤＣＤＣ変換装置４１１１は、第１番目のＤＣＤＣ変換装置の一例である。単相コンバータセル２１１１は、第１番目の単相コンバータセルの一例である。単相インバータセル３１１１は、第１番目の単相インバータセルの一例である。また、ＤＣＤＣ変換装置４１１４は、第２番目のＤＣＤＣ変換装置の一例である。単相コンバータセル２１１４は、第２番目の単相コンバータセルの一例である。単相インバータセル３１１４は、第２番目の単相インバータセルの一例である。

なお、ＤＣＤＣ変換装置４１１１とＤＣＤＣ変換装置４１１４は、互いに絶縁されていて、かつ独立して制御される。例えば、ＤＣＤＣ変換装置４１１１とＤＣＤＣ変換装置４１１４は、少なくとも単相コンバータセル２１１１を経て接続される。別の観点では、ＤＣＤＣ変換装置４１１１とＤＣＤＣ変換装置４１１４は、少なくとも単相コンバータセル２１１１と単相コンバータセル２１１４を経て接続される。また、ＤＣＤＣ変換装置４１１１とＤＣＤＣ変換装置４１１４は、少なくとも単相インバータセル３１１１を経て接続される。別の観点では、ＤＣＤＣ変換装置４１１１とＤＣＤＣ変換装置４１１４は、少なくとも単相インバータセル３１１１と単相インバータセル３１１４を経て接続される。

例えば、ＤＣＤＣ変換装置４０００は、２つの単相フルブリッジ回路と、単相変圧器とを備える。

ＤＣＤＣ変換装置４０００は、第１単相フルブリッジ回路に接続される単相コンバータセルの直流電圧と、第２単相フルブリッジ回路に接続される単相インバータセルの直流電圧が整合するように、電力変換量を調整する。これにより、ＤＣＤＣ変換装置４０００は、第１単相フルブリッジ回路の直流側の電力（第１直流電力）と第２単相フルブリッジ回路の直流側の電力（第２直流電力）を相互に変換することにより、コンバータ２とインバータ３との間で電力を相互に変換する。

なお、ＤＣＤＣ変換装置４０００は、上記の回路方式に制限されることなく、他の回路方式で、相互に直流電力を伝送可能な絶縁型のＤＣＤＣ変換器を形成してもよい。例えば、２つの三相ブリッジ回路と三相変圧器との組み合わせは、ＤＣＤＣ変換装置４０００の変形例の一例である。

図２Ａと図２Ｂは、実施形態の単相コンバータセルの構成図である。
図２Ａと図２Ｂに、単相コンバータセル２１１１を示す。単相コンバータセル２１１１は、例えば図２Ｂに示すように複数の半導体素子を組み合わせた単相フルブリッジ型である。図２Ｂに例示する半導体素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。半導体素子は、ＩＧＢＴに限らず、ＦＥＴなど他の種類のものでもよい。図２Ａに示す記載は、図２Ｂに示す単相コンバータセル２１１１を省略して記載したものである。

実施形態の単相コンバータセル２１１１の交流側は、共通するアーム（ｒ相第１アーム２１１０）内の他の単相コンバータセル２１１２、２１１３、２１１４とカスケード接続される。

実施形態の単相コンバータセル２１１１の直流側には、それに対応するキャパシタ５１１１が設けられている。さらに、単相コンバータセル２１１１には、キャパシタ５１１１の端子電圧（コンバータ側キャパシタ電圧）を検出する電圧検出器ＶＤＥＴが設けられている。電圧検出器ＶＤＥＴで検出された電圧は、制御部１０における制御に利用される。単相コンバータセル２１１１以外の単相コンバータセルも同様に構成される。

単相コンバータセルの回路構成と、単相インバータセルの回路構成は、同一でもよく、異なっていてもよい。なお、単相コンバータセルと単相インバータセルは、図示する回路に制限されなることなく、直流電圧から交流電圧に変換できる構成を有するものであれば、単相フルブリッジに限らず、他の構成でもよい。中性点クランプ型、ハーフブリッジ型は、単相コンバータセルの他の構成の一例である。

次に、コンバータ２のｒ相を例示して電力変換に係る動作の概要について説明する。コンバータ２は、ｒ相第１アーム２１１０によってVr/2の電圧を出力し、ｒ相第２アーム２２１０によって-Vr/2の電圧を出力する。これにより、第１交流のｒ相には上記の各電圧が加算されたVr の電圧が出力される。ｓ相とｔ相についてもｒ相と同様である。インバータ側についても同様である。

図１と図２Ａと図２Ｂを参照して、ＤＣＤＣ変換装置４１１１を基準に、キャパシタ５１１１とキャパシタ６１１１との関係を整理する。図１に示すようにＤＣＤＣ変換装置４１１１は、単相コンバータセル２１１１に対応付けて設けられたキャパシタ５１１１（第１キャパシタ）と、単相インバータセル３１１１に対応付けて設けられたキャパシタ６１１１（第２キャパシタ）とに接続されている。なお、ＤＣＤＣ変換装置４１１１は、複数のＤＣＤＣ変換装置の中の１つのＤＣＤＣ変換装置の一例である。単相コンバータセル２１１１は、複数の単相コンバータセルの中の１つの単相コンバータセルの一例である。単相インバータセル３１１１は、複数の単相インバータセルの中の１つの単相インバータセルの一例である。例えば、ＤＣＤＣ変換装置４１１１は、キャパシタ６１１１の電圧の瞬時値を一定にするように直流電力の変換を制御する。ＤＣＤＣ変換装置４０００の他のものも同様である。

次に、図３と図４とを参照して、実施形態の信号名の定義について説明する。
図３は、実施形態のコンバータの信号名の定義について説明するための図である。
電源側交流系統７の３相の相電圧（瞬時値）を、系統電圧検出値vS^r、vS^s、vS^tで示し、これらを纏める場合には、系統電圧検出値vS^rstと記す。本文の説明の中で上記の「＾（ハット）」は、それに続く文字が上付き文字であることを示す。

これに対し、後述する演算式の中では、例えば、系統電圧検出値vS^rstを、式（１）に示すように表記する。式（１）の左辺は、ベクトルで表記したもの。右辺は、行列の成分に分けて表記したものである。右辺の変数の上付き文字により、行列の各成分を識別する。なお、行列の上付き文字の「T」は、転地行列を示す。

同じく３相の相電流（瞬時値）を系統電流検出値iS^r、iS^s、iS^tで示し、これらを纏めて系統電流検出値iS^rst（不図示）で示す。各相の相電流が、電源側交流系統７からコンバータ２に向かう方向を正にする。電源側交流系統７の交流電力の基本周波数をfSで示す。

コンバータ２の各アームのキャパシタの電圧の検出値を、下記のように規定する。例えば、キャパシタ電圧vCNV_DC1^r、vCNV_DC4^rは、ｒ相第１アームに係るキャパシタ５１１１、５１１４の電圧である。ｒ相第１アームに係るキャパシタ５１１１から５１１４の電圧を纏めてキャパシタ電圧vCNV_DC1-4^rと表記する。キャパシタ電圧vCNV_DC5^r、vCNV_DC8^rは、ｒ相第２アームに係るキャパシタ５２１５、５２１８の電圧である。ｒ相第２アームに係るキャパシタ５２１５から５２１８の電圧を纏めてキャパシタ電圧vCNV_DC5-8^rと表記する。同様に、キャパシタ電圧vCNV_DC1-4^sとキャパシタ電圧vCNV_DC5-8^sは、ｓ相第１アームに係るキャパシタ５１２１から５１２４と、ｓ相第２アームに係るキャパシタ５１２５から５１２８の電圧である。キャパシタ電圧vCNV_DC1-4^tとキャパシタ電圧vCNV_DC5-8^tは、ｔ相第１アームに係るキャパシタ５１３１から５１３４と、ｔ相第２アームに係るキャパシタ５１３５から５１３８の電圧である。上記のコンバータ２の各アームのキャパシタの電圧のことを、コンバータ側キャパシタ電圧と呼ぶ。

コンバータ２のｒ相第１アーム２１１０の電圧を、vCNV_P^rで示し、ｒ相第２アーム２２１０の電圧を、vCNV_N^rで示す。図示を省略するが、ｓ相第１アーム２１２０の電圧を、vCNV_P^sで示し、ｓ相第２アーム２２２０の電圧を、vCNV_N^sで示し、ｔ相第１アーム２１３０の電圧を、vCNV_P^tで示し、ｔ相第２アーム２２３０の電圧を、vCNV_N^tで示す。

ｒ相第１アーム２１１０における単相コンバータセルが発生させる電圧を、下記のように規定する。単相コンバータセル２１１１が発生させる電圧をvCNV_1^rで示す。ｒ相第２アーム２２１０における単相コンバータセル２１１４が発生させる電圧をvCNV_4^rで示し、単相コンバータセル２１１５が発生させる電圧をvCNV_5^rで示し、単相コンバータセル２１１８が発生させる電圧をvCNV_8^rで示す。ｒ相の他の単相コンバータセルが発生させる電圧についても同様である。記載を省略するが、ｓ相とｔ相についても同様である。

ｒ相第１アーム２１１０に流れる電流を、iCNV_P^rで示し、ｒ相第２アーム２２１０に流れる電流を、iCNV_N^rで示す。ｓ相第１アーム２１２０に流れる電流を、iCNV_P^sで示し、ｓ相第２アーム２２２０に流れる電流を、iCNV_N^sで示す。ｔ相第１アーム２１３０に流れる電流を、iCNV_P^tで示し、ｔ相第２アーム２２３０に流れる電流を、iCNV_N^tで示す。

なお、電流検出器２１０ｉは、第１正側スター結線２１０に設けられ、第１正側スター結線２１０の各アームに流れる電流を検出して、その検出値（iCNV_P^rst）を出力する。電流検出器２２０ｉは、第１負側スター結線２２０の各アームに流れる電流を検出し、その検出値（iCNV_N^rst）を出力する。なお、上記は各相の電流を検出する場合の事例であるが、例えば電流検出器２１０ｉと電流検出器２２０ｉは、ｒ相ｓ相の電流を検出して、検出された電流値から残りのｔ相の電流値を、次の式（２）と式（３）とを用いて算出してもよい。

図４は、実施形態のインバータの信号名の定義について説明するための図である。インバータの信号名の定義は、前述のコンバータの信号名の定義と同様に規定する。ｒｓｔ相をｕｖｗ相に置き換えるとともに、「CNV」の表記を「INV」に置き換えている。以下、その一部について説明する。

負荷側交流系統８の相電圧（瞬時値）を負荷電圧検出値vM^uvwで示し、相電流（瞬時値）を系統電流検出値iM^uvwで示す。図４の中では、これを各相に分けて記載する。各相の相電流が、負荷側交流系統８からインバータ３に向かう方向を正にする。負荷側交流系統８の交流電力の基本周波数をfMで示す。

インバータ３の各アームのキャパシタの電圧の検出値を、下記のように規定する。キャパシタ電圧vINV_DC1-4^uは、ｕ相第１アームに係るキャパシタ６１１１から６１１４の電圧である。キャパシタ電圧vINV_DC5-8^uは、ｕ相第２アームに係るキャパシタ６２１５から６２１８の電圧である。上記のインバータ３の各アームのキャパシタの電圧のことを、インバータ側キャパシタ電圧と呼ぶ。

インバータ３のｕ相第１アーム３１１０の電圧を、vINV_P^uで示し、ｕ相第２アーム３２１０の電圧を、vINV_N^uで示す。

ｕ相第１アーム３１１０における単相コンバータセルが発生させる電圧を、下記のように規定する。単相インバータセル３１１１が発生させる電圧をvINV_1^uで示す。vINV_4^u、vINV_5^u、vINV_8^uについても、上記と同様である。

上記に関し、ｖ相とｗ相についてはｕ相と同様である。

なお、電流検出器３１０ｉは、第２正側スター結線３１０に設けられ、第２正側スター結線３１０の各アームに流れる電流を検出して、その検出値（iINV_P^uvw）を出力する。電流検出器３２０ｉは、第２負側スター結線３２０に設けられ、第２負側スター結線３２０の各アームに流れる電流を検出し、その検出値（iINV_N^uvw）を出力する。なお、上記は各相の電流を検出する場合の事例であるが、電流検出器３１０ｉと電流検出器３２０ｉは、何れか２相分の電流を検出して、検出された電流値から残りの相の電流値を算出してもよい。

以下、実施形態の電力変換装置１における制御について、より具体的な例を挙げて説明する。

まず、電力変換装置１における制御の概要について説明する。実施形態の電力変換装置１は、例えば、以下の制御を実施する。

・コンバータ側キャパシタ電圧の安定化
例えば、コンバータ２は、コンバータ側キャパシタ電圧の直流量を揃えるように制御する。その際に、コンバータ２の各単相コンバータセルは、コンバータ側キャパシタ電圧を所定の電圧に安定化させるように制御する。

・インバータ側キャパシタ電圧の安定化
ＤＣＤＣ変換装置４０００は、インバータ側キャパシタ電圧が一定になるように、その瞬時値を安定化させるように制御する。例えば、ＤＣＤＣ変換装置４０００は、その制御に既知の位相シフト制御を適用してもよい。

・負荷装置Ｍの稼働状況を制御
インバータ３は、上位装置からの制御を受けて、ベクトル制御などの制御方法によって負荷装置Ｍを制御する。負荷装置Ｍの稼働に伴い、負荷側交流系統８の各相のバランスが崩れたり、インバータ側キャパシタ電圧に低周波脈動が生じたりする場合がある。上記のインバータ側キャパシタ電圧の低周波脈動には、負荷側交流系統８の交流電力の基本周波数（fM）が、基本周波数fSよりも低い場合（fM < fS）に、単相の電力脈動として発生する2fMの成分が含まれる。例えば、交流電力の基本周波数（fM）を１（Hz）、基本周波数fSを５０（Hz）とすると、２（Hz）の電力脈動が発生する。この周波数領域の脈動成分であれば、コンバータ２に５０（Hz: 基本周波数fS）の逆相電流を流すことで、上記の低周波脈動を低減できる。

・「インバータ側低周波脈動電力低減制御」
インバータ側キャパシタ電圧に低周波脈動が生じた場合、インバータ３は、これを低減させるように制御する。例えば、インバータ３は、高周波の零相電圧を交流電圧に重畳させて、上記の高周波の周波数の循環電流をインバータ３内に流す。上記の「高周波の零相電圧」とは、負荷側交流系統８の交流の基本周波数（fM）よりも高い周波数成分の零相電圧を交流電圧に重畳させたものである。例えば、交流電力の基本周波数（fM）の高調波成分（正弦波）は、上記の「高い周波数成分」の一例である。これにより、インバータ３は、インバータ側キャパシタ電圧の低周波脈動を低減させる。これを、「インバータ側低周波脈動電力低減制御」と呼ぶ。

・「コンバータ側低周波脈動電力低減制御」
インバータ側キャパシタ電圧に生じた低周波脈動成分は、コンバータ２側に伝搬して、コンバータ側キャパシタ電圧に低周波脈動成分が生じる。コンバータ２は、インバータ側低周波脈動電力低減制御の演算結果（例えば、インバータ側の低周波脈動電力推定値）に応じて、コンバータ２内に、交流の基本波（基本周波数fS）の逆相循環電流を流し、コンバータ側キャパシタ電圧に生じた低周波脈動成分を低減させる。これを、「コンバータ側低周波脈動電力低減制御」と呼ぶ。

電力変換装置１は、コンバータ側低周波脈動電力低減制御及びインバータ側低周波脈動電力低減制御を組み合わせて、インバータ側キャパシタ電圧等の直流電圧の低周波脈動成分を低減させる。例えば、コンバータ側低周波脈動電力低減制御とインバータ側低周波脈動電力低減制御の配分は、予め決定されていてもよい。

次に、図５を参照して、実施形態の制御部１０の構成例について説明する。図５は、実施形態の制御部１０の構成図である。
制御部１０は、コンバータ制御部１２（第１制御部）と、インバータ制御部１３（第２制御部）とを備える。

まず、コンバータ制御部１２について説明する。
コンバータ制御部１２は、平均電圧演算ユニット１２０１と、第１αβ０変換器１２０２と、第１ＰＮ－ＹＺ変換器１２０３と、アームバランス制御部１２０４と、加算器１２０６と、ＰＬＬ回路１２０７（図中の記載は「ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）」。）と、第１ｄｑ０変換器１２０９と、第２ｄｑ０変換器１２１０と、第２ＰＮ－ＹＺ変換器１２１１と、系統電流ＡＣＲ（Automatic Current Regulator）１２１２と、第１循環電流制御部１２１３と、第１ＹＺ－ＰＮ変換器１２１４と、第１ｄｑ０逆変換器１２１５と、ＣＮＶ制御器１２１６と、第１低周波脈動電力低減制御部１２１７（図中の記載は「第１ＬＦ＿ＲＰＰ制御部」。）とを備える。平均電圧演算ユニット１２０１と、第１αβ０変換器１２０２と、第１ＰＮ－ＹＺ変換器１２０３は、コンバータ充電状態検出ユニット１２０５を形成する。

コンバータ充電状態検出ユニット１２０５は、例えば、コンバータ２の各アームのキャパシタに共通して、各キャパシタに掛ける直流電圧の指令値（キャパシタ電圧指令値vDC^*）と、コンバータ側キャパシタ電圧の検出値とに基づいて、コンバータ側キャパシタ電圧のバランスを検出する。以下、コンバータ充電状態検出ユニット１２０５の一例について説明する。

平均電圧演算ユニット１２０１は、６個の偏差量演算ユニット１２０１１を備える。偏差量演算ユニット１２０１１は、コンバータ２の各アームのキャパシタ電圧指令値vDC^*と、コンバータ２の各アームのキャパシタの電圧の検出値とに基づいて、各アームにおけるキャパシタの電圧の偏差量を、アーム毎に算出する。

図６を参照して、上記の各アームにおけるキャパシタの電圧の偏差量の算出について説明する。図６は、実施形態の偏差量演算ユニット１２０１１の構成図である。偏差量演算ユニット１２０１１は、ＬＰＦ演算ユニット１２０１１ａ、１２０１１ｂと、減算器１２０１１ｃ、１２０１１ｄと、平均演算ユニット１２０１１ｅとを備える。

以下、検出対象のコンバータ側キャパシタ電圧としてキャパシタ電圧vCNV_DC1-4^rを例示して説明する。その他の場合も同様である。

例えば、ＬＰＦ演算ユニット１２０１１ａは、低周波通過フィルタ（「ＬＰＦ」という。）であり、キャパシタ電圧vCNV_DC1^rの低周波成分を抽出する。ＬＰＦ演算ユニット１２０１１ｂは、ＬＰＦであり、同様にキャパシタ電圧vCNV_DC4^rの低周波成分を抽出する。例えば、ＬＰＦ演算ユニット１２０１１ａとＬＰＦ演算ユニット１２０１１ｂのＬＰＦ特性は、交流の基本波成分（fS）が遮断されるように、ＬＰＦの遮断周波数が決定される。図示されないＬＰＦ演算ユニットによって、同様にキャパシタ電圧vCNV_DC2-3^rの低周波成分が同様に抽出される。

減算器１２０１１ｃは、キャパシタ電圧vCNV_DC1^rの低周波成分からキャパシタ電圧指令値vDC^*を減算して、その結果の電圧偏差ΔvCNV_DC1^rを出力する。減算器１２０１１ｄは、キャパシタ電圧vCNV_DC4^rの低周波成分からキャパシタ電圧指令値vDC^*を減算して、その結果の電圧偏差ΔvCNV_DC4^rを出力する。図示されない減算器によって、電圧偏差ΔvCNV_DC2-3^rが同様に算出される。

平均演算ユニット１２０１１ｅ（図中の記載は「AVE」。）は、電圧偏差ΔvCNV_DC1-4^rの平均値（キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCP^r）を算出する。

図５に戻りコンバータ２の各アームにおけるキャパシタの電圧の偏差量について整理する。

キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCP^rは、ｒ相第１アームのキャパシタ５１１１から５１１４のキャパシタ電圧vCNV_DC1-4^rの上記キャパシタ電圧指令値vDC^*に対する偏差量の平均値である。キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCN^rは、ｒ相第２アームのキャパシタ５１１５から５１１８のキャパシタ電圧vCNV_DC5-8^rの上記キャパシタ電圧指令値vDC^*に対する偏差量の平均値である。キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCP^sは、ｓ相第１アームのキャパシタ５１２１から５１２４の電圧の上記キャパシタ電圧指令値vDC^*に対する偏差量の平均値である。キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCN^sは、ｓ相第２アームのキャパシタ５１２５から５１２８の電圧の上記キャパシタ電圧指令値vDC^*に対する偏差量の平均値である。キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCP^tは、ｔ相第１アームのキャパシタ５１３１から５１３４の電圧の上記キャパシタ電圧指令値vDC^*に対する偏差量の平均値である。キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCN^tは、ｔ相第２アームのキャパシタ５１３５から５１３８の電圧の上記キャパシタ電圧指令値vDC^*に対する偏差量の平均値である。上記の通り平均電圧演算ユニット１２０１が出力する値は、各偏差量の平均値であるが、以下の説明では、それぞれ出力する値を単に「キャパシタ電圧偏差量」と呼ぶ。

上記の通り、平均電圧演算ユニット１２０１は、各相のキャパシタ電圧偏差量を、固定座標系の３相信号（ΔvCNV_DCP^rstとΔvCNV_DCN^rst）として出力する。

第１αβ０変換器１２０２は、固定座標系の３相信号を固定座標系の２相信号に変換する。これを「αβ０変換」と呼ぶ。第１αβ０変換器１２０２は、コンバータ２の第１アームと第２アームとに分けて、「αβ０変換」を実施する。例えば、第１αβ０変換器１２０２は、コンバータ２の第１アームのキャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCP^αβ0を、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCP^rstに基づいて、式（４）を用いて算出する。第１αβ０変換器１２０２は、コンバータ２の第２アームのキャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCN^αβ0を、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCN^rstに基づいて、式（５）を用いて算出する。上記の式中の「αβ０変換」に用いられる行列式［Ｃ＾αβ０］を式（６）に示す。

第１ＰＮ－ＹＺ変換器１２０３は、第１αβ０変換器１２０２によって座標変換された固定座標系の２相信号に基づいて、その変数を変換する。この変換処理を「ＰＮ－ＹＺ変換」と呼ぶ。例えば、第１ＰＮ－ＹＺ変換器１２０３は、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCP^αβ0とキャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCN^αβ0に基づいて、次の式（７）を用いてその変数を変換して、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCY^αβ0とキャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^αβ0とを算出して、アーム間の直流電圧アンバランス量を分離する。

次に、アームバランス制御部１２０４について説明する。
アームバランス制御部１２０４は、第１ＰＮ－ＹＺ変換器１２０３による演算結果に基づいて、各アームの電圧が互いに等しくなるような電流指令値を生成する。

例えば、アームバランス制御部１２０４は、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCY^αβ0とキャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^αβとに基づいて、循環電流を調整するための電流指令値iCNV_ZB^d*と電流指令値iCNV_ZB^q*とを生成する。アームバランス制御部１２０４は、生成した電流指令値iCNV_ZB^d*を後述のｄ軸加算器１２０６ｄに供給し、電流指令値iCNV_ZB^q*を後述のｑ軸加算器１２０６ｑに供給する。アームバランス制御部１２０４の詳細については、後述する。

次に、第１低周波脈動電力低減制御部１２１７について説明する。
第１低周波脈動電力低減制御部１２１７は、インバータ制御部１３から供給されるαβ０座標系の低周波脈動成分~pM^α*と~pM^β*とに基づいて、電流指令値iCNV_ZLF^d*と電流指令値iCNV_ZLF^q*とを算出する。インバータ制御部１３は、少なくともＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２と、第２αβ０変換器１３２３とを含む。第１低周波脈動電力低減制御部１２１７と、インバータ制御部１３の詳細については、後述する。

加算器１２０６は、アームバランス制御部１２０４の演算結果と、後述する第１低周波脈動電力低減制御部１２１７の演算結果とを加算する。例えば、加算器１２０６は、ｄ軸加算器１２０６ｄとｑ軸加算器１２０６ｑを備える。ｄ軸加算器１２０６ｄは、第１入力信号の電流指令値iCNV_ZB^d*と、後述する第２入力信号の電流指令値iCNV_ZLF^d*とを加算して、電流指令値iCNV_Z^d*を出力する。ｑ軸加算器１２０６ｑは、第１入力信号の電流指令値iCNV_ZB^q*と、後述する第２入力信号の電流指令値iCNV_ZLF^q*とを加算して、電流指令値iCNV_Z^q*を出力する。

次に、ＰＬＬ回路１２０７について説明する。
ＰＬＬ回路１２０７は、例えば、図示されないｒ相ＰＬＬ回路と、ｓ相ＰＬＬ回路と、ｔ相ＰＬＬ回路と備える。ＰＬＬ回路１２０７のｒ相ＰＬＬ回路は、例えば、Ａ－Ｂ線間電圧に基づいて電源側交流系統７の電圧の基本波成分などを抽出し、位相θCNV^rを生成する。位相θCNV^rは、電源側交流系統７のｒ相の電圧の基本波の位相に同期している。同様に、ＰＬＬ回路１２０７のｓ相ＰＬＬ回路は、Ｂ－Ｃ線間電圧に基づいて位相θCNV^sを生成する。ＰＬＬ回路１２０７のｓ相ＰＬＬ回路は、Ｃ－Ａ線間電圧に基づいて位相θCNV^tを生成する。位相θCNV^rと、位相θCNV^sと、位相θCNV^tは、互いに（2π/3）ラジアンの位相差がある。位相θCNV^rstは、電源角周波数（電気角速度）ωの積分値と等価であり、説明の中で電源角周波数ωと時刻情報（ｔ）の積で示すことがある。

なお、ＰＬＬ回路１２０７は、三相ＰＬＬであってもよい。この場合、ＰＬＬ回路１２０７は、電源側交流系統７の系統電圧検出値vs^rstに基づいて系統電圧の基本波成分を抽出し、基本波成分に同期した位相θCNV^rstを生成する。

ＰＬＬ回路１２０７は、位相θCNV^rstの代表値を、後述する第１ｄｑ０変換器１２０９と、第２ｄｑ０変換器１２１０と、系統電流ＡＣＲ１２１２と、第１ｄｑ０逆変換器１２１５とに供給する。

第１ｄｑ０変換器１２０９は、固定座標系の３相信号に対するαβ０変換を実施し、さらに、式（９）に示す行列式を用いた「αβ０－ｄｑ０変換」を実施することにより固定座標系の２相信号からｄｑ０軸を基準にした回転座標系の２相信号に変換する。基準角度信号θCNV^rstを利用した上記の２段階の変換を纏めて「三相－ｄｑ０変換」と呼ぶ。電圧検出器（不図示）によって検出された、電源側交流系統７の系統電圧検出値vS^rstは、固定座標系の３相信号の一例である。系統電圧検出値vS^dqは、回転座標系の２相信号の一例である。第１ｄｑ０変換器１２０９は、次の式（８）に従い、系統電圧検出値vS^rstの三相－ｄｑ０変換を実施して、その結果の系統電圧検出値vS^dq0を算出する。なお、系統電圧検出値vS^0の値が０であるため、系統電圧検出値vS^0に関わる後段の処理を省略してもよい。

第２ｄｑ０変換器１２１０は、同じく、式（１０）と式（１１）とに示すようにコンバータ２の各アーム電流の検出値の第１アームのｒｓｔ相電流値iCNV_P^rstと、第２アームのｒｓｔ相電流値iCNV_N^rstとに対する三相－ｄｑ０変換によって、夫々を第１アームのｒｓｔ相電流値iCNV_P^dq0と、第２アームのｒｓｔ相電流値iCNV_N^dq0とに変換する。なお、第１アームのｒｓｔ相電流値iCNV_P^0と、第２アームのｒｓｔ相電流値iCNV_N^0の成分を後段の処理では利用しないため、その算出を省略してもよい。

第２ＰＮ－ＹＺ変換器１２１１は、前述した「ＰＮ－ＹＺ変換」によって、式（１２）を用いて第１アームのｒｓｔ相電流値iCNV_P^dqと、第２アームのｒｓｔ相電流値iCNV_N^dqとに基づいて、ｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Y^dqと、ｒｓｔ相循環電流値iCNV_Z^dqとに変換する。

上記の式（１２）において、ｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Yが系統側電流を表し、ｒｓｔ相循環電流値iCNV_Zがコンバータ２内を循環する循環電流を表す。

系統電流ＡＣＲ１２１２は、例えば、ｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Y^dqと、インバータ側有効電力指令値pM^*と、コンバータ側無効電力指令値qS^*と、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^0と、系統電圧検出値vS^dqと、位相θCNV^rstとに基づいて、ｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Y^dq*を算出する。例えば、インバータ側有効電力指令値pM^*と、コンバータ側無効電力指令値qS^*は、上位装置からの指令値である。系統電流ＡＣＲ１２１２の詳細については、後述する。

第１循環電流制御部１２１３（以下、「第１循環電流ＡＣＲ１２１３」という。）は、電流指令値iCNV_Z^d*と、電流指令値iCNV_Z^q*と、ｒｓｔ相循環電流値iCNV_Z^dqとに基づいて、ｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Z^dq*を生成する。第１循環電流ＡＣＲ１２１３の詳細については、後述する。

第１ＹＺ－ＰＮ変換器１２１４は、前述の「ＰＮ－ＹＺ変換」（式（７）参照。）の逆変換を実施する。これを「ＹＺ―ＰＮ変換」と呼ぶ。第１ＹＺ－ＰＮ変換器１２１４は、ＹＺ―ＰＮ変換によって、ｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Y^dq*と、ｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Z^dq*とを、第１アームのｒｓｔ相電圧指令値vCNV_P^dq*と、第２アームのｒｓｔ相電圧指令値vCNV_N^dq*とに変換する。

第１ｄｑ０逆変換器１２１５は、前述のｄｑ０変換（式（９）参照。）の逆変換を実施する。これを「ｄｑ０逆変換」と呼ぶ。第１ｄｑ０逆変換器１２１５は、ｄｑ０逆変換によって、第１アームのｒｓｔ相電圧指令値vCNV_P^dq*と、その零相成分のｒｓｔ相電圧指令値vCNV_P^0とに基づいて、第１アームのｒｓｔ相電圧指令値vCNV_P^rst*を生成する。第１ｄｑ０逆変換器１２１５は、ｄｑ０逆変換によって、第２アームのｒｓｔ相電圧指令値vCNV_N^dq*と、その零相成分のｒｓｔ相電圧指令値vCNV_N^0とに基づいて、第２アームのｒｓｔ相電圧指令値vCNV_N^rst*を生成する。なお、上記のｒｓｔ相電圧指令値vCNV_P^0とｒｓｔ相電圧指令値vCNV_N^0の値は、簡単のために０にしてもよく、過変調領域を利用するために基本波の３ｎ次の零相成分にしてもよい。上記の「３ｎ次」は、３の自然数倍の次数を示す。

ＣＮＶ制御器１２１６は、第１アームのｒｓｔ相電圧指令値vCNV_P^rst*と、第２アームのｒｓｔ相電圧指令値vCNV_N^rst*とに基づいて、コンバータ２内の各単相コンバータセルを制御するためのゲートパルスGPCNVを生成する。例えば、コンバータ２内の単相コンバータセルの個数は、３相交流の夫々の相に２個づつアームが設けられ、各アームに４個の単相コンバータセルが設けられているから、全２４個になる。単相コンバータセルがフルブリッジ型であれば各単相コンバータセルが４個のスイッチング素子を備えているので、ゲートパルスの信号数は、全９６個になる。

次に、実施形態のコンバータ制御部１２の制御の詳細について説明する。
コンバータ制御部１２は、上記の構成を利用して以下の制御を実施する。
・すべてのコンバータ側キャパシタ電圧の直流量を一定にする制御
・コンバータ側低周波脈動電力低減制御

以下、コンバータ制御部１２による上記の２つの制御について順に説明する。
第１番目の「すべてのコンバータ側キャパシタ電圧の直流量を一定にする制御」は、以下に示す複数の制御（サブ制御）に階層化されていて、その複数の制御の組み合わせによって実現されてもよい。

・直流電圧一括制御：
ＣＮＶ制御器１２１６は、電源側交流系統７から流入する有効電力を調整することで、すべてのコンバータ側キャパシタ電圧の算術平均値が所望の値になるように制御する。

・アームバランス制御：
ＣＮＶ制御器１２１６は、コンバータ２（変換器）内を流れる循環電流を制御することで、各アームのコンバータ側直流キャパシタ電圧の平均値が均等になるように制御する。これを、「キャパシタ電圧バランス制御」と呼び、その詳細を後述する。

・個別バランス制御：
ＣＮＶ制御器１２１６は、各アーム内のコンバータ側直流キャパシタ電圧をバランスさせる際に、個別バランス制御を行ってもよい。
なお、この個別バランス制御は、アーム出力電圧の調整と非干渉な制御である。ＣＮＶ制御器１２１６は、上記の「直流電圧一括制御」及び「アームバランス制御」に影響を与えずに独立に制御することが可能である。例えば、ｒ相第１アームが、定格電圧の100%の電圧を出力する場合に、アーム内の４つの単相コンバータセルがそれぞれ出力する電圧（セル出力電圧）の比率を均等（例えば、25% : 25% : 25% : 25%。）に割り当ててもよい。これに制限されず、直流電圧に応じてセル出力電圧の比率を不均等に微調整して割り当ててもよい。このようにアーム内の各単相コンバータセルに割り当てる値を個別に調整するための制御が「個別バランス制御」である。例えば、上記の調整により、セル出力電圧の比率を不均等（例えば、20% :30% : 25% : 25%。）に割り当てることができる。その際に合計値が100%になるように設定される。なお、説明を簡略化するため、以下の説明では、個別バランス制御の説明を省略し、単相コンバータセルがそれぞれ出力する電圧の比率を均等にした場合について説明する。

次に、上記の「キャパシタ電圧バランス制御」について説明する。
キャパシタ電圧バランス制御は、例えば、キャパシタ電圧の直流成分を安定化するために、キャパシタ電圧のアンバランス成分を分離して、それが０になるように調整するものであってよい。

例えば、コンバータ充電状態検出ユニット１２０５における平均電圧演算ユニット１２０１は、コンバータ側キャパシタ電圧の検出値にまずＬＰＦ演算を施して交流の基本周波数(fs)に依存する脈動成分を低減させて、その後、各々キャパシタ電圧指令値vDC^*との偏差を計算する。また、平均電圧演算ユニット１２０１は、上記の偏差量について、アーム内の算術平均を計算する。その一例は、先に説明した通りである。

コンバータ充電状態検出ユニット１２０５は、平均電圧演算ユニット１２０１の演算結果に対して、第１αβ０変換器１２０２がαβ０変換を実施して、第１ＰＮ－ＹＺ変換器１２０３が「ＰＮ－ＹＺ変換」を実施する。これによりコンバータ充電状態検出ユニット１２０５は、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCY^αβ0と、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^αβ0とを算出する。コンバータ充電状態検出ユニット１２０５は、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCY^αβ0とキャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^αβをアームバランス制御１２０４に供給する。これらは、アーム間の直流電圧アンバランス量を示す。コンバータ充電状態検出ユニット１２０５は、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^0を系統電流ＡＣＲ１２１２に供給する。キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^0は、全キャパシタ電圧の平均とキャパシタ電圧指令値vDC^*との差（偏差量）を示す。

アームバランス制御部１２０４は、第１ＰＮ－ＹＺ変換器１２０３の演算結果を用いて循環電流の指令値を算出する。

さらに、コンバータ制御部１２は、アームに流れる電流の検出値に基づいた、帰還制御を実施する。例えば、アームに流れる電流の検出値に対して、第２αβ０変換器１２１０がαβ０変換を実施して、第２ＰＮ－ＹＺ変換器１２１１が「ＰＮ－ＹＺ変換」を実施する。第２ＰＮ－ＹＺ変換器１２１１の演算結果のｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Y^dqは、電源側交流系統７側の電流の大きさを示す。ｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Z^dqは、コンバータ２内を流れる循環電流を示す。

系統電流ＡＣＲ１２１２は、この過不足分の電力を電源から授受するために、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^0に基づいて、系統電流iCNV_Yを調整する（これを、「直流電圧一括制御」と呼ぶ。）。

次に、実施形態の「直流電圧一括制御」に関わる系統電流ＡＣＲ１２１２について説明する。図７は、実施形態の系統電流ＡＣＲ１２１２の構成図である。系統電流ＡＣＲ１２１２は、演算ユニット１２１２ａから１２１２ｌを備える。なお、VSは、電源側交流系統７の線間電圧実効値を示す。vS^dqは、系統電圧検出値vS^rstに対応する系統電圧検出値を示す。後述する事例では、系統電圧検出値vS^dqを、フィードフォワード項に利用する。

演算ユニット１２１２ａは、コンバータ側無効電力指令値qS^*に、電源側交流系統７の線間電圧実効値に基づく所定の係数「1/VS」を乗じて、無効電流出力指令値iCNV_Y^q*を算出する。演算ユニット１２１２ｂは、無効電流出力指令値iCNV_Y^q*からｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Y^qを減算する。演算ユニット１２１２ｃは、無効電流出力指令値iCNV_Y^q*に対するｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Y^qの偏差量に基づいて、その偏差がゼロになるような第１のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Y1^q*を算出する。例えば、演算ユニット１２１２ｃは、演算式「KS+KS/sTS」に従った比例積分演算を実施して、第１のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Y1^q*を算出するとよい。上記の「KS」は、例えば予め定められた比例ゲインである。上記の「KS/TS」は、例えば予め定められた積分ゲインである。上記の「TS」は、所定の演算周期であり、演算式の分母の「ｓ」はラプラス演算子である。なお、比例ゲインと積分ゲインの「KS」は、異なる値であってよい。

演算ユニット１２１２ｄは、インバータ側有効電力指令値pM^*に、上記と同様に所定の係数「1/VS」を乗じて、無効電流出力指令値iCNV_Y^d*を算出する。演算ユニット１２１２ｅは、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^0に、所定の係数「K0A」を乗じる。上記の「K0A」は、例えば予め定められた定数である。演算ユニット１２１２ｆは、演算ユニット１２１２ｄと演算ユニット１２１２ｅの演算結果を加算して、無効電流出力指令値iCNV_Y^d*を算出する。演算ユニット１２１２ｇは、無効電流出力指令値iCNV_Y^d*からｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Y^dを減算する。演算ユニット１２１２ｈは、無効電流出力指令値iCNV_Y^d*に対するｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Y^dの偏差量に基づいて、その偏差がゼロになるような第１のｄ軸系統電圧指令値vCNV_Y1^d*を算出する。

演算ユニット１２１２ｉは、無効電流出力指令値iCNV_Y^d*に、所定の係数「ωLB」を乗じて、第２のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Y2^q*を算出する。上記の「LB」は、例えばリアクトル３１１９のリアンクタンスである。演算ユニット１２１２ｊは、無効電流出力指令値iCNV_Y^q*に、所定の係数「ωLB」を乗じて、第２のｄ軸系統電圧指令値vCNV_Y2^d*を算出する。上記の「LB」は、例えばリアクトル３２１９のリアンクタンスであり、その値はリアクトル３１１９のリアンクタンスと同じ値であってよい。

演算ユニット１２１２ｋは、第２のｄ軸系統電圧指令値vCNV_Y2^d*と、系統電圧検出値vS^dとを加算し、さらにその和から第１のｄ軸系統電圧指令値vCNV_Y1^d*を減算して、その結果のｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Y^d*を算出する。演算ユニット１２１２ｌは、第１のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Y1^q*と第２のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Y2^q*とを、系統電圧検出値vS^qから減算して、その結果のｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Y^q*を算出する。

系統電流ＡＣＲ１２１２は、上記の「系統電圧一括制御」によって、全キャパシタ電圧の過不足分の電力を、電源側交流系統７と授受することによって、キャパシタ電圧の直流成分を安定化させる。

次に、実施形態の「アームバランス制御」に関わるアームバランス制御部１２０４について説明する。

図８は、実施形態のアームバランス制御部１２０４の構成図である。アームバランス制御部１２０４は、演算ユニット１２０４ａから１２０４ｈを備える。

演算ユニット１２０４ａは、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCY^0に、所定の係数「KCNV_DCY^0」を乗じて、第１の電流指令値ICNV_ZB^f*を算出する。

演算ユニット１２０４ｂは、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCY^αβの大きさ（絶対値｜ΔvCNV_DCY^αβ｜）を算出する。演算ユニット１２０４ｃは、絶対値｜ΔvCNV_DCY^αβ｜に、所定の係数「KCNV_DCY^αβ」を乗じて、第２の電流指令値ICNV_ZB^b*を算出する。演算ユニット１２０４ｄは、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCY^αβに基づく偏角φCNV_ZB^b*を、次の式（１３）を用いて算出する。

演算ユニット１２０４ｅは、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^αβの大きさ（絶対値｜ΔvCNV_DCZ^αβ｜）を算出する。演算ユニット１２０４ｆは、絶対値｜ΔvCNV_DCZ^αβ｜に、所定の係数「KCNV_DCZ^αβ」を乗じて、第２の電流指令値ICNV_Zdc^b*を算出する。演算ユニット１２０４ｇは、キャパシタ電圧偏差量ΔvCNV_DCZ^αβに基づく偏角φCNV_Zdc^b*を、次の式（１４）を用いて算出する。

演算ユニット１２０４ｈは、上記の第１の電流指令値ICNV_ZB^f*と、第２の電流指令値ICNV_ZB^b*と、偏角φCNV_ZB^b*と、第２の電流指令値ICNV_Zdc^f*と、偏角φCNV_Zdc^f*とに基づいて、次の式（１５）を用いて、電流指令値iCNV_ZB^d*と電流指令値iCNV_ZB^q*とを算出する。

上記の式（１５）の第１項から第３項は、系統周波数の正相・逆相、及び直流の循環電流の大きさに対応する。これらの値を調整することにより、所望の循環電流を流すように制御することができる。

次に、実施形態の循環電流制御に関わる第１低周波脈動電力低減制御部１２１７と、第１循環電流ＡＣＲ１２１３とについて、順に説明する。

図９は、実施形態の第１低周波脈動電力低減制御部１２１７の構成図である。第１低周波脈動電力低減制御部１２１７は、演算ユニット１２１７ａから１２１７ｄを備える。

演算ユニット１２１７ａは、低周波脈動成分~pM^αβ*の大きさ（絶対値｜~pM^αβ*｜）を算出する。演算ユニット１２１７ｂは、絶対値｜~pM^αβ*｜に、換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」を乗じて、電流指令値ICNV_ZLF^b*を算出する。換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」は、電力を電流に変換するための変換係数（変換率）の一例である。演算ユニット１２１７ｃは、低周波脈動成分~pM^αβ*に基づく偏角φCNV_ZLF^b*を、次の式（１６）を用いて算出する。

演算ユニット１２１７ｄは、上記の電流指令値ICNV_ZLF^b*と、偏角φCNV_ZLF^b*とに基づいて、次の式（１７）を用いて、電流指令値iCNV_ZLF^d*と電流指令値iCNV_ZLF^q*とを算出する。

上記の式（１７）は、前述の式（１５）から、アームバランス制御の逆相電流成分を抜き出したものに相当する。ただし、絶対値｜~pM^αβ*｜に乗じる換算ゲイン「GCNV_LF」は、アームバランス制御部１２０４の演算ユニット１２０４ａが利用する定数（所定の係数「KCNV_DCY^0」）とは異なる。アームバランス制御における上記の定数は、制御ゲインとして規定される。これに対して、換算ゲイン「GCNV_LF」は、入力の脈動電力から、どれだけの電流が必要かを算出するためのゲインとして規定される。

例えば、通常は、換算ゲイン「GCNV_LF」は、脈動電力をすべて打ち消せるだけの値に設定するとよい。コンバータ２の電流容量に余裕がなく、脈動電力をすべて打ち消せるだけの循環電力を供給できない場合や、後述する「ＩＮＶ側低周波脈動制御」を併用する場合などは、換算ゲイン「GCNV_LF」を適宜低減させてもよく、コンバータ２の動作状態によって低減させてもよい。

その後、加算器１２０６は、上記のアームバランス制御の結果の電流指令値iCNV_ZB^dq*と、CNV 側低周波脈動低減制御の結果の電流指令値iCNV_ZLF^dq*とを足し合わせて、最終的な循環電流指令値（電流指令値iCNV_Z^dq*）とする。

図１０は、実施形態の第１循環電流ＡＣＲ１２１３の構成図である。第１循環電流ＡＣＲ１２１３は、演算ユニット１２１３ｂ、１２１３ｃ、１２１３ｇから１２１３ｌを備える。

演算ユニット１２１３ｂは、電流指令値iCNV_Z^q*からｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Z^qを減算する。演算ユニット１２１３ｃは、電流指令値iCNV_Z^q*に対するｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Z^qの偏差量に基づいて、その偏差がゼロになるような第１のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Z1^q*を算出する。例えば、演算ユニット１２１３ｃは、「KCNV_Z^dq」で係数が規定される比例演算を実施して、第１のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Z1^q*を算出するとよい。

演算ユニット１２１３ｇは、電流指令値iCNV_Z^d*からｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Z^dを減算する。演算ユニット１２１３ｈは、電流指令値iCNV_Z^d*に対するｒｓｔ相系統側電流値iCNV_Z^dの偏差量に基づいて、その偏差がゼロになるような第１のｄ軸系統電圧指令値vCNV_Z1^d*を算出する。

演算ユニット１２１３ｉは、電流指令値iCNV_Z^d*に、所定の係数「ωLB」を乗じて、第２のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Z2^q*を算出する。演算ユニット１２１３ｊは、電流指令値iCNV_Z^q*に、所定の係数「ωLB」を乗じて、第２のｄ軸系統電圧指令値vCNV_Z2^d*を算出する。

演算ユニット１２１３ｋは、第２のｄ軸系統電圧指令値vCNV_Z2^d*から、第１のｄ軸系統電圧指令値vCNV_Z1^d*を減算して、その結果のｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Z^d*を算出する。演算ユニット１２１３ｌは、第２のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Z2^q*から、第１のｑ軸系統電圧指令値vCNV_Z1^q*を減算して、その結果のｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Z^q*を算出する。

第１循環電流ＡＣＲ１２１３によって算出されたｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Z^q*は、後段の第１ｄｑ０逆変換器１２１５と、ＣＮＶ制御器１２１６とによって、ゲートパルスGPCNV^rstに変換され、コンバータ２の各アームが、そのゲートパルスGPCNV^rstによって制御される。

上記の制御により、コンバータ制御部１２は、コンバータ２の内部に、所望の循環電流を流すことができる。

例えば、コンバータ制御部１２は、第１正側スター結線２１０と第１負側スター結線２２０に流す第１循環電流として、電源側交流系統７の交流電力に係る基本波正相電流に対する基本波逆相電流が流れるように、コンバータ２を制御してもよい。

コンバータ制御部１２は、コンバータ２を、電源側交流系統７の各相の有効電力が揃うように制御してもよい。

次に、実施形態のインバータ制御部１３について説明する。
図１１は、実施形態のインバータ制御部１３の構成図である。

インバータ制御部１３は、第３ｄｑ０変換器１３１０と、第３ＰＮ－ＹＺ変換器１３１１と、モータ電流ＡＣＲ１３１２と、第２循環電流制御部１３１３と、第２ＹＺ－ＰＮ変換器１３１４と、第２ｄｑ０逆変換器１３１５と、ＩＮＶ制御器１３１６と、ＩＮＶ電流指令値位相演算ユニット１３２１と、ＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２と、第２αβ０変換器１３２３と、第２低周波脈動電力低減制御部１３２４（図中の記載は「第２ＬＦ＿ＲＰＰ制御部」。）と、零相電圧演算ユニット１３２５と、乗算器１３２６とを備える。

第３ｄｑ０変換器１３１０は、インバータ３の各アーム電流の検出値の第１アームのｕｖｗ相電流値iINV_P^uvwと、第２アームのｕｖｗ相電流値iINV_N^uvwとを、座標変換用位相θINVを基準にした三相－ｄｑ０変換によって、第１アームのｕｖｗ相電流値iINV_P^dqと、第２アームのｕｖｗ相電流値iINV_N^dqとに変換する。

第３ＰＮ－ＹＺ変換器１３１１は、ＰＮ－ＹＺ変換を実施する。第３ＰＮ－ＹＺ変換器１３１１は、第１アームのｕｖｗ相電流値iINV_P^dqと、第２アームのｕｖｗ相電流値iINV_N^dqとに基づいて、ｕｖｗ相系統側電流値iINV_Y^dqと、ｕｖｗ相循環電流値iINV_Z^dqとに変換する。ｕｖｗ相系統側電流値iINV_Yが系統側電流を表し、ｕｖｗ相循環電流値iINV_Zがコンバータ２内を循環する循環電流を表す。

モータ電流制御部１３１２（以下、「モータＡＣＲ１３１２」という。）は、ｕｖｗ相系統側電流値iINV_Y^dqと、モータ電流指令値iINV_Y^dq*とに基づいて、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Y^dq*を算出する。

モータ電流ＡＣＲ１３１２は、例えば、演算ユニット１３１２ｂ、１３１２ｃ、１３１２ｇから１３１２ｌを備える。演算ユニット１３１２ｂ、１３１２ｃ、１３１２ｇから１３１２ｌは、前述の系統電流ＡＣＲ１２１３の１２１２ｂ、１２１２ｃ、１２１２ｇから１２１２ｌに対応する。上記の対応付けにより、モータ電流ＡＣＲ１３１３の詳細な説明については、図７とその説明を参照する。

第２循環電流制御部１３１３（以下、「第２循環電流ＡＣＲ１３１３」という。）は、電流指令値iINV_ZLF^dq*と、ｕｖｗ相循環電流値iINV_Z^dqとに基づいて、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Z^dq*を生成する。

第２循環電流ＡＣＲ１３１３は、演算ユニット１３１３ｂ、１３１３ｃ、１３１３ｇから１３１３ｌを備える。演算ユニット１３１３ｂ、１３１３ｃ、１３１３ｇから１３１３ｌは、第１循環電流ＡＣＲ１２１３の演算ユニット１２１３ｂ、１２１３ｃ、１２１３ｇから１２１３ｌに対応する。上記の対応付けにより、第２循環電流ＡＣＲ１３１３の詳細な説明については、図１０とその説明を参照する。

第２ＹＺ－ＰＮ変換器１３１４は、ＹＺ－ＰＮ変換を実施して、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Y^dq*と、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Z^dq*とを、第１アームのｕｖｗ相電圧指令値vINV_P^dq*と、第２アームのｕｖｗ相電圧指令値vINV_N^dq*とに変換する。

零相電圧演算ユニット１３２５は、上記の「インバータ側低周波脈動電力低減制御」のために、「高周波の零相電圧」を交流電圧に重畳させるように、インバータ３が出力する零相電圧を指定するｕｖｗ相電圧指令値vINV_LF^0*を生成する。なお、零相電圧演算ユニット１３２５は、インバータ３の零相電圧の大きさ（振幅）及び位相を調整する際に、それらをインバータ３の出力電圧が飽和しないように設定するとよい。

乗算器１３２６は、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_LF^0*に基づいて、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_LF^0*と絶対値が等しい負の値のｕｖｗ相電圧指令値vINV_LFN^0を算出する。

第２ｄｑ０逆変換器１３１５は、第１アームのｕｖｗ相電圧指令値vINV_P^dq*と、その零相成分のｕｖｗ相電圧指令値vINV_LF^0*とに基づいて、座標変換用位相θINVを基準にしたｄｑ０逆変換を実施して、第１アームのｕｖｗ相電圧指令値vINV_P^uvw*を生成する。第２ｄｑ０逆変換器１３１５は、第２アームのｕｖｗ相電圧指令値vINV_N^dq*と、その零相成分のｕｖｗ相電圧指令値vINV_LFN^0*とに基づいて、同様にｄｑ０逆変換を実施して、第２アームのｕｖｗ相電圧指令値vINV_N^uvw*を生成する。

ＩＮＶ制御器１３１６は、第１アームのｕｖｗ相電圧指令値vINV_P^uvw*と、第２アームのｕｖｗ相電圧指令値vINV_N^uvw*とに基づいて、インバータ３内の各単相インバータセルを制御するためのゲートパルスGPINVを生成する。例えば、インバータ３内の単相インバータセルの個数は、コンバータ２と同様で全２４個になる。単相インバータセルがフルブリッジ型であれば、ゲートパルスの信号数は、コンバータ２と同様に全９６個になる。

ＩＮＶ電流指令値位相演算ユニット１３２１と、ＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２と、第２αβ０変換器１３２３と、第２低周波脈動電力低減制御部１３２４については、制御の説明の中で纏めて説明する。

次に、実施形態のインバータ制御部１３の制御について説明する。

ＩＮＶ電流指令値位相演算ユニット１３２１は、速度ＦＢＫに基づいて、ｄｑ軸のモータ電流指令値iINV_Y^dq*と座標変換用位相（θINV）を算出する。例えば、ＩＮＶ電流指令値位相演算ユニット１３２１は、上位制御器から指定される速度基準と速度検出器ＳＳ（図１）によって検出されたモータＭの角速度（速度ＦＢＫという。）に基づいて、ベクトル制御などの既知の技術により、ｄｑ軸のモータ電流指令値iINV_Y^dq*を算出するとよい。また、ＩＮＶ電流指令値位相演算ユニット１３２１は、例えば、速度ＦＢＫを積分して座標変換用位相θINVを算出する。

なお、図１１に示す構成は、電流マイナループを持つクローズドループ制御を前提としたものであるが、オープンループ制御を適用してもよい。ベクトル制御は、クローズドループ制御の一例であり、Ｖ／ｆ制御（電圧周波数比一定制御）はオープンループ制御の一例である。また、上記の構成では速度検出器を用いた速度制御系を例示しているが、速度検出器を用いないセンサレス制御（センサレスベクトル制御）を適用してもよいし、速度制御ではなく、トルク制御に代えてもよい。

モータＡＣＲ１３１２は、ｕｖｗ相系統側電流値iINV_Y^dqと、モータ電流指令値iINV_Y^dq*とに基づいて、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Y^dq*を算出する。第２循環電流ＡＣＲ１３１３は、電流指令値iINV_ZLF^dq*と、ｕｖｗ相循環電流値iINV_Z^dqとに基づいて、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Z^dq*を生成する。モータＡＣＲ１３１２と第２循環電流ＡＣＲ１３１３は、それぞれの成分で電流制御を実施する。上記のＹ成分がモータの駆動電流をあらわしており、モータＡＣＲ１３１２は、上記で得られたモータ電流指令値に追従するよう電流制御を実施する。

次に、図１２を参照して、ＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２について説明する。
図１２は、実施形態のＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２の構成図である。ＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２は、モータ電流指令値iINV_Y^dq*と、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Y^dq*とに基づいて、モータＭに供給する電力pMに含まれている低周波脈動成分（~pM^uvw*）を算出する。

例えば、ＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２は、第３ｄｑ０逆変換器１３２２ａと、第４ｄｑ０逆変換器１３２２ｂと、演算ユニット１３２２ｃから１３２２ｊとを備える。

第３ｄｑ０逆変換器１３２２ａは、座標変換用位相θINVを基準にしたｄｑ０逆変換を実施して、ｄｑ軸のｕｖｗ相電圧指令値のＹ成分vINV_Y^dq*と、その零相成分のｕｖｗ相電圧指令値のＹ成分vINV_Y^0とに基づいて、ｕｖｗ相電圧指令値のＹ成分vINV_Y^uvw*を生成する。なお、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Y^0値は、０である。

第４ｄｑ０逆変換器１３２２ｂは、座標変換用位相θINVを基準にしたｄｑ０逆変換を実施して、ｄｑ軸のｕｖｗ相電流指令値のＹ成分iINV_Y^dq*と、その零相成分のｕｖｗ相電流指令値のＹ成分iINV_Y^0とに基づいて、ｕｖｗ相電流指令値のＹ成分iINV_Y^uvw*を生成する。なお、ｕｖｗ相電流指令値iINV_Y^0の値は、０である。

演算ユニット１３２２ｃ、１３２２ｄ、１３２２ｅは、乗算器である。演算ユニット１３２２ｃ、１３２２ｄ、１３２２ｅは、ｕｖｗ相電圧指令値のＹ成分vINV_Y^uvw*と、ｕｖｗ相電流指令値のＹ成分iINV_Y^uvw*とを成分毎に乗算して、ｕｖｗ相の瞬時電力指令値pM^uvw*を算出する。

演算ユニット１３２２ｆは、加算器であり、ｕｖｗ相の瞬時電力指令値pM^uvw*の各成分を加算する。ｕｖｗ相の瞬時電力指令値pM^uvw*の合計値が有効電力指令値pM^*になる。演算ユニット１３２２ｇは、有効電力指令値pM^*を３で割って、その商を各相に配分して、後段の基準値にする。

演算ユニット１３２２ｈ、１３２２ｉ、１３２２ｊは、減算器であり、ｕｖｗ相の瞬時電力指令値pM^uvw*の各成分から、各相に配分された基準値（有効電力指令値pM^*／３）を減算する。演算ユニット１３２２ｈ、１３２２ｉ、１３２２ｊの演算結果は、各相に含まれていた低周波脈動成分（~pM^uvw*）になる。これにより、ＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２は、ｕｖｗ相の低周波脈動成分を相毎に分離することができる。

次に、図１０に戻り、ＬＦ＿ＰＰＳ制御器１３２２の後段に設ける第２αβ０変換器１３２３について説明する。
第２αβ０変換器１３２３は、αβ０変換によって、ｕｖｗ相の低周波脈動成分（~pM^uvw*）を、固定座標系の低周波脈動成分（~pM^αβ0*）に変換する。第２αβ０変換器１３２３は、低周波脈動成分（~pM^αβ*）を、後述する第２低周波脈動電力低減制御部１３２４と、前述した第１低周波脈動電力低減制御部１２１７とに出力する。なお、第２αβ０変換器１３２３は、零相成分を出力しなくてもよい。

ところで、インバータ３が出力する第２交流電力の基本周波数fMと位相は、コンバータ２に供給される第１交流電力の基本周波数fSと位相と互いに異なる。上記の通り、第２αβ０変換器１３２３は、αβ０変換によって、低周波脈動成分を固定座標系で表す。これにより、コンバータ２とインバータ３は、上記の低周波脈動成分の値を、固定座標系の情報として共有することができる。コンバータ２とインバータ３は、固定座標系の低周波脈動成分の値に基づいて、それぞれ制御することにより、互いに連携した制御を可能にする。

次に、前述の図１１を参照して、第２低周波脈動電力低減制御部１３２４が低周波脈動成分（~pM^αβ*）を用いてインバータ３内の循環電流を制御することについて説明する。

図１１に示される第２低周波脈動電力低減制御部１３２４は、図７に示された第１低周波脈動電力低減制御部１２１７とは構成が異なる。

第２低周波脈動電力低減制御部１３２４は、低周波脈動成分（~pM^αβ*）に基づいて、電流指令値iINV_ZLF^αβ*を生成する。

例えば、第２低周波脈動電力低減制御部１３２４は、次の式（１８）を用いて、上記の低周波脈動成分~pM^αβ*に、コンバータ２側と同様に換算ゲイン「GINV_LF^αβ」を乗じて、電流指令値IINV_ZLF^αβ*を算出する。換算ゲイン「GINV_LF^αβ」は、電力を電流に変換するための変換係数（変換率）の一例である。

CNV 側でも説明したとおり、制御部１０は、電力変換装置１の運転状態に応じて、換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」と換算ゲイン「GINV_LF^αβ」の比率を、予めまたは適応的に適切な値に設定することで、低周波脈動電力を低減する効果を最適化することができる。上記の比率をこれに従い決定するとよい。

第２低周波脈動電力低減制御部１３２４は、上記で求めた循環電流の電流指令値IINV_ZLF^αβ*に、αβ０逆変換を施して、ｕｖｗ相の電流指令値IINV_ZLF^uvw*を生成する。このとき、零相の値を０にする。

次に、第２低周波脈動電力低減制御部１３２４は、次の式（１９）を用いて、電流指令値IINV_ZLF^uvw*に基づいて、電流指令値iINV_ZLF^uvw*を算出する。

次に、第２低周波脈動電力低減制御部１３２４は、電流指令値iINV_ZLF^uvw*に、ｄｑ変換を施して、電流指令値iINV_ZLF^dq*を算出する。

第２循環電流ＡＣＲ１３１３は、前述の第１循環電流ＡＣＲ１２１３と同様の手法によって、第２低周波脈動電力低減制御部１３２４によって算出された電流指令値iINV_ZLF^dq*に基づいて、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_Z^dq*を生成する。

この後の、第２ｄｑ０逆変換器１３１５と、ＩＮＶ制御器１３１６とによる処理は、先に説明した通りである。

なお、零相電圧演算ユニット１３２５は、次の式（２０）を用いて、ｕｖｗ相電圧指令値vINV_LF^0*を生成するとよい。

ここで、基本波周波数fMよりも高い周波数成分（以下、fX と呼ぶ。）について規定する。上記の式（２０）における「X」は、上記の周波数成分fXの識別に用いる識別子である。「VX^0*」は、周波数成分fXの零相電圧の指令値を、実効値で規定したものである。同様に「ωX」と「φX^0」は、周波数成分fXの角速度と、零相電圧の位相を示す。

上記のように、インバータ３は、低周波脈動成分~pM^αβ*と、コンバータ２側と同様に、電力を電流に変換する換算ゲイン「GINV_LF^αβ」とを用いて、コンバータ２内の循環電流を決定する。

なお、上記の式(２０)に示す換算ゲイン「GINV_LF^αβ」は、前述の第１循環電流ＡＣＲ１２１３の換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」と同様に零相電流の制御に利用されるが、換算ゲイン「GCNV_LF」とは互いに異なる値であって良い。

例えば、制御部１０の記憶部には、換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」と換算ゲイン「GINV_LF^αβ」とを格納する領域が割り当てられていて、これらを規定するデータがその領域に予め格納されている。コンバータ制御部１２は、換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」を用いて、コンバータ２側の零相電圧の成分の大きさ（振幅）を調整する。インバータ制御部１３は、換算ゲイン「GINV_LF^αβ」を用いて、インバータ３側の零相電圧の成分の大きさ（振幅）を調整する。これにより、コンバータ２とインバータ３は、換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」と換算ゲイン「GINV_LF^αβ」とをそれぞれ用いることで、夫々の零相電圧の成分の大きさ（振幅）を独立に決定することができる。

なお、制御部１０は、電力変換装置１の運転状態に応じて、換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」と換算ゲイン「GINV_LF^αβ」の比率を、予めまたは適応的に適切な値に設定することで、低周波脈動電力を低減する効果を最適化することができる。上記の換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」と換算ゲイン「GINV_LF^αβ」は、変換率の一例である。

上記のように、換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」と換算ゲイン「GINV_LF^αβ」を用いる場合に、インバータ３は、換算ゲイン「GINV_LF^αβ」に基づいて、周波数成分fXの零相電圧を重畳し、かつ同周波数の循環電流をインバータ３内に流すことで、基本波周波数fMに由来の脈動電力を低減させる。これに併せて、コンバータ２は、換算ゲイン「GCNV_LF^αβ」に基づいて、周波数成分fXの零相電圧を重畳し、かつ同周波数の循環電流をコンバータ２内に流すことで、基本波周波数fMに由来の脈動電力を低減させる。

この場合、コンバータ２とインバータ３は、それぞれの零相電圧の成分には、周波数成分fXの正弦波を用いてもよく、周波数成分fXの方形波を用いてもよい。

上記の実施形態の電力変換装置１によれば、コンバータ２（第１電力変換器）は、コンバータ第１アームと、コンバータ第２アームと、コンバータ第１アームをスター型に接続する第１正側スター結線２１０と、コンバータ第２アームをスター型に接続する第１負側スター結線２２０と、第１正側スター結線２１０と第１負側スター結線２２０とを電源側交流系統７の各相にそれぞれ接続する第１交流接続端子２０１、２０２、２０３（第１端子）とを含み、コンバータ第１アームとコンバータ第２アームとが電源側交流系統７の第１交流電力と第１直流電力とを相互に変換する。絶縁型の複数のＤＣＤＣ変換装置４０００は、前記第１直流電力と第２直流電力を相互に変換する。インバータ３（第２電力変換器）は、インバータ第１アームと、インバータ第２アームと、インバータ第１アームをスター型に接続する第２正側スター結線３１０と、インバータ第２アームをスター型に接続する第２負側スター結線３２０と、第２正側スター結線３１０と第２負側スター結線３２０とを負荷側交流系統８の各相にそれぞれ接続する第２交流接続端子３０１、３０２、３０３（第２端子）とを含み、インバータ第１アームとインバータ第２アームとが前記第２直流電力と第２交流電力とを相互に変換する。

このような、電力変換装置１では、第１正側スター結線２１０と第１負側スター結線２２０とが電源側交流系統７に接続され、第２正側スター結線３１０と第２負側スター結線３２０とが負荷側交流系統８に接続されることにより、コンバータ２とインバータ３とが、電力変換装置の負荷側に供給される有効電力の各相間の不平衡を軽減させることで、上記の負荷側交流系統８の有効電力の各相間の不平衡が、電源側交流系統７に影響することを軽減させることができる。

上記の構成の場合、コンバータ２のコンバータ第１アームとコンバータ第２アームは、コンバータスター結線によって所謂ダブルスター型に接続されている。インバータ３のインバータ第１アームとインバータ第２アームは、インバータスター結線によって所謂ダブルスター型に接続されている。この場合、コンバータ２がデルタ結線で接続される場合に比べて各相に掛かる電圧が低くなるため、各相の単相コンバータセルの個数が、デルタ結線の場合の個数よりも少なくなる。インバータ３を負荷側交流系統８に接続する場合も同様である。

コンバータ制御部１２は、電源側交流系統７に係る基本波逆相電流を成分に含む第１循環電流が第１正側スター結線２１０と第１負側スター結線２２０とに流れるように、コンバータ２を制御するとよい。この場合、コンバータ２は、第１循環電流ＡＣＲ１２１３によって生成されたｒｓｔ相電圧指令値vCNV_Z^dq*に基づいて電流量が調整された第１循環電流を流すことができる。

上記の場合に、インバータ制御部１３は、第２正側スター結線３１０と第２負側スター結線３２０とに流す第２循環電流を調整して、インバータ３を制御するようにしてもよい。この場合、インバータ３は、第２循環電流ＡＣＲ１３１３によって生成されたｕｖｗ相電圧指令値vINV_Z^dq*に基づいた電流量に調整された第２循環電流を流すことができる。

さらに、コンバータ制御部１２とインバータ制御部１３は、上記の第１循環電流の調整量と第２循環電流の調整量を、インバータ３の状態量に基づいて算出してもよい。例えば、速度ＦＢＫは、インバータ３の状態量の一例である。

なお、制御部１０（電力変換制御装置）におけるコンバータ制御部１２は、第１正側スター結線２１０と第１負側スター結線２２０に流す第１循環電流として、第１交流電力に係る基本波正相電流に対する基本波逆相電流を流すように、コンバータ２を制御する。インバータ制御部１３は、第２正側スター結線３１０と第２負側スター結線３２０に第２循環電流を流すように制御する。その際、コンバータ制御部１２とインバータ制御部１３は、第１循環電流と第２循環電流を所定の係数を用いて独立に制御するとよい。これにより、コンバータ制御部１２とインバータ制御部１３とによる調整量を軽減することができる。

（変形例）
次に、いくつかの変形例について説明する。

第１の変形例では、インバータ制御部１３がインバータ３の状態量としてインバータ３における第２単相フルブリッジ回路の直流側の電力（第２直流電力）の低周波脈動成分を検出して、コンバータ制御部１２は、第２単相フルブリッジ回路の直流側の電力の低周波脈動成分に基づいて、コンバータ２内の第１循環電流を調整してもよい。これにより、第２単相フルブリッジ回路の直流側の電力の低周波脈動成分が生じている場合に、コンバータ２内に第１循環電流を流すことで、第２単相フルブリッジ回路の直流側の電力の低周波脈動成分の影響をコンバータ２側で軽減させることができる。

第２の変形例では、インバータ制御部１３は、上記の第２直流電力の直流電圧の低周波脈動成分に基づいて、第２直流電力の直流電圧の低周波脈動成分が少なくなるように、インバータ３内の第２循環電流を調整してもよい。これにより、第２単相フルブリッジ回路の直流側の電力の低周波脈動成分が生じている場合に、コンバータ２内に第１循環電流を流すことで、第２単相フルブリッジ回路の直流側の電力の低周波脈動成分の影響をコンバータ２側に波及しないように軽減させることができる。

第３の変形例では、コンバータ２における複数の単相コンバータセルには、それぞれ第１キャパシタが設けられている。コンバータ制御部１２は、複数の単相コンバータセルにそれぞれ設けられている第１キャパシタの電圧の直流量と第２直流電力の直流電圧の低周波脈動成分とに基づいて、複数の単相コンバータセルの第１キャパシタの電圧の直流量を一定にするように第１交流電力の基本波の逆相の第１循環電流を調整してもよい。

なお、上記の制御部１０は、例えば、図示されない記憶部と、ＣＰＵ（central processing unit）と、駆動部と、取得部とを備える。記憶部と、ＣＰＵと、駆動部と、取得部は、例えばＢＵＳを介して制御部内で接続されている。記憶部は、半導体メモリを含む。ＣＰＵは、ソフトウェアプログラムに従い、所望の処理を実行するプロセッサを含む。駆動部は、ＣＰＵの制御に従い、電力変換装置１の各部に対する制御信号を生成する。取得部は、各電流センサーと各電圧センサーの検出結果を取得する。例えば、制御部１０のＣＰＵは、取得部によって取得した電流センサーと電圧センサーの検出結果に基づいて、駆動部によって各相の主回路を制御する。制御部１０は、その処理の一部または全部を上記のようにソフトウェアプログラムの処理により実現されてもよく、これに代わりハードウェアによって実現されてもよい。また、制御部１０を適宜分割して構成してよく、これによって回路の絶縁性を確保してよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

なお、以上の実施形態の説明では、各単相コンバータセル、各単相インバータセル、及びＤＣＤＣ変換装置４０００の単相フルブリッジ回路として２レベルの単相自励変換器を含むものを例示したが、各単相コンバータセル、各単相インバータセル、及びＤＣＤＣ変換装置４０００の単相フルブリッジ回路は、これに制限されず、３レベルやそれ以上の任意のレベルの単相自励変換器であってよい。その場合には、レベル数に見合った数のキャパシタを設けるとよい。

１…電力変換装置、２…コンバータ（第１電力変換器）、３…インバータ（第２電力変換器）、４…ＤＣＤＣ変換装置群、５…コンバータ側キャパシタ群、６…インバータ側キャパシタ群、７…電源側交流系統、８…負荷側交流系統、１０…制御部、１２…コンバータ制御部、１３…インバータ制御部、２１０…第１正側スター結線、２２０…第１負側スター結線、２０１、２０２、２０３…第１交流接続端子、２１１０…ｒ相第１アーム、２１２０…ｓ相第１アーム、２１３０…ｔ相第１アーム、２２１０…ｒ相第２アーム、２２２０…ｓ相第２アーム、２２３０…ｔ相第２アーム、３１０…第２正側スター結線、３２０…第２負側スター結線、３０１、３０２、３０３…第２交流接続端子、３１１０…ｕ相第１アーム、３１２０…ｖ相第１アーム、３１３０…ｗ相第１アーム、３２１０…ｕ相第２アーム、３２２０…ｖ相第２アーム、３２３０…ｗ相第２アーム、２１１１から２１１４、２２１５から２２１８…単相コンバータセル、３１１１から３１１４、３２１５から３２１８…単相インバータセル、４１１１から４１１４、４２１５から４２１８、４０００…ＤＣＤＣ変換装置、５１１１から５１１４、５２１５から５２１８…キャパシタ（第１キャパシタ）、６１１１から６１１４、６２１５から６２１８…キャパシタ（第２キャパシタ）

Claims (17)

1. 複数の第１正側のアームと、複数の第１負側のアームと、前記複数の第１正側のアームをスター型に接続する第１正側スター結線と、前記複数の第１負側のアームをスター型に接続する第１負側スター結線と、前記第１正側スター結線と前記第１負側スター結線とを電源側交流系統の各相にそれぞれ接続する第１端子とを含み、前記複数の第１正側のアームの各相と前記複数の第１負側のアームの各相とが前記電源側交流系統の各相にそれぞれ対応付けられている交直電力変換器である第１電力変換器と、
   複数の第２正側のアームと、複数の第２負側のアームと、前記複数の第２正側のアームをスター型に接続する第２正側スター結線と、前記複数の第２負側のアームをスター型に接続する第２負側スター結線と、前記第２正側スター結線と前記第２負側スター結線とを負荷側交流系統の各相にそれぞれ接続する第２端子とを含み、前記複数の第２正側のアームの各相と前記複数の第２負側のアームの各相とが前記負荷側交流系統の各相にそれぞれ対応付けられている交直電力変換器である第２電力変換器と、
   直流電力を双方向に変換する絶縁型のＤＣＤＣ変換装置群を形成し、前記第１電力変換器と前記第２電力変換器との間で電力を相互に変換する複数のＤＣＤＣ変換装置と、
   前記第２電力変換器が接続される前記負荷側交流系統の各相に生じた有効電力の不平衡が、前記第１電力変換器が接続される前記電源側交流系統の各相の有効電力の不平衡に影響しないように前記第１電力変換器と前記第２電力変換器とを制御する制御部と、
   を備え、
   前記第１電力変換器は、
   前記複数の第１正側のアームの各アームと前記複数の第１負側のアームの各アームとに分けて配置される複数の単相コンバータセルと、コンバータ側キャパシタ群とを含み、
   前記コンバータ側キャパシタ群の各キャパシタは、
   前記複数の単相コンバータセルの各単相コンバータセルの直流側に夫々対応付けて配置されていて、
   前記第１電力変換器は、
   力行時に前記コンバータ側キャパシタ群を充電して、回生時に前記コンバータ側キャパシタ群の直流電力を前記電源側交流系統の交流電力である第１交流電力に変換し、
   前記第２電力変換器は、
   前記複数の第２正側のアームの各アームと前記複数の第２負側のアームの各アームとに分けて配置される複数の単相インバータセルと、インバータ側キャパシタ群とを含み、
   前記インバータ側キャパシタ群の各キャパシタは、
   前記複数の単相インバータセルの各単相インバータセルの直流側に夫々対応付けて配置されていて、
   回生時に前記インバータ側キャパシタ群を充電して、力行時に前記インバータ側キャパシタ群の直流電力を前記負荷側交流系統の交流電力である第２交流電力に変換し、
   前記複数のＤＣＤＣ変換装置の各ＤＣＤＣ変換装置は、
   前記各単相コンバータセルの直流側と、前記各単相インバータセルの直流側との間に夫々設けられていて、
   前記コンバータ側キャパシタ群の各キャパシタの直流電力と、前記インバータ側キャパシタ群の各キャパシタの直流電力とを双方向に変換する、
   電力変換装置。
2. 前記複数のＤＣＤＣ変換装置は、
   前記第１電力変換器と前記第２電力変換器とに接続され、前記第１電力変換器と前記第２電力変換器との間を絶縁し、
   前記複数のＤＣＤＣ変換装置の中の１つのＤＣＤＣ変換装置は、
   前記複数の単相コンバータセルの中の１つの単相コンバータセルに対応付けて設けられた第１キャパシタと、
   前記複数の単相インバータセルの中の１つの単相インバータセルに対応付けて設けられた第２キャパシタとに接続される、
   前記第１キャパシタは、前記コンバータ側キャパシタ群の各キャパシタのうちの何れかであり、
   前記第２キャパシタは、前記インバータ側キャパシタ群の各キャパシタのうちの何れかである、
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記１つの単相コンバータセルは、
   前記第１交流電力の一部と前記コンバータ側キャパシタ群の直流電力の一部を相互に変換して、
   前記１つのＤＣＤＣ変換装置は、
   前記コンバータ側キャパシタ群の直流電力の一部と前記インバータ側キャパシタ群の直流電力の一部を相互に変換して、
   前記１つの単相インバータセルは、
   前記インバータ側キャパシタ群の直流電力の一部と前記第２交流電力の一部を相互に変換する、
   請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、
   前記第１正側スター結線と前記第１負側スター結線に流す第１循環電流として、前記第１交流電力に係る基本波正相電流に対する基本波逆相電流が流れるように、前記第１電力変換器を制御する第１制御部
   をさらに備える請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、
   前記第１電力変換器を、前記第１交流電力の各相の有効電力が揃うように制御する第１制御部
   をさらに備える請求項１記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、
   前記第２正側スター結線と前記第２負側スター結線とに流す第２循環電流を調整して、前記第２電力変換器を制御する第２制御部
   をさらに備える請求項１記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、
   前記第１交流電力に係る基本波逆相電流を成分に含む第１循環電流が前記第１正側スター結線と前記第１負側スター結線とに流れるように、前記第１電力変換器を制御する第１制御部と、
   前記第２正側スター結線と前記第２負側スター結線とに流す第２循環電流を調整して、前記第２電力変換器を制御する第２制御部と
   を備える請求項１記載の電力変換装置。
8. 前記第２制御部は、
   前記第２電力変換器の状態量として前記インバータ側キャパシタ群の直流電力の低周波脈動成分を取得して、
   前記取得した低周波脈動成分に基づいた調整に、前記第１制御部による前記第１循環電流の調整量の調整と、前記第２制御部による前記第２循環電流の調整量の調整が含まれる、
   請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記第２制御部は、
   前記負荷側交流系統の零相電圧を指定する相電圧指令値を算出し、前記相電圧指令値に基づいて、前記第２電力変換器を制御する、
   請求項７記載の電力変換装置。
10. 前記複数の単相コンバータセルは、
    前記複数の第１正側のアームのそれぞれにおいて、カスケード接続されていて、
    前記複数の単相インバータセルは、
    前記複数の第２正側のアームのそれぞれにおいて、カスケード接続されている、
    前記第１制御部は、
    前記カスケード接続された前記複数の単相コンバータセルに夫々対応付けて設けられている前記コンバータ側キャパシタ群の各キャパシタの電圧の直流量を一定にするように前記第１循環電流を調整する、
    請求項７記載の電力変換装置。
11. 前記第１制御部と前記第２制御部は、
    前記第２電力変換器の状態量として、前記第２電力変換器の負荷である電動機の速度制御のための速度帰還量を取得して、
    前記速度帰還量に基づいて、前記第１循環電流の調整量と前記第２循環電流の調整量を調整する、
    請求項７記載の電力変換装置。
12. 前記複数のＤＣＤＣ変換装置の中の第１番目のＤＣＤＣ変換装置は、
    前記複数の単相コンバータセルの中の第１番目の単相コンバータセルと、前記複数の単相インバータセルの中の第１番目の単相インバータセルとに接続され、
    前記複数のＤＣＤＣ変換装置の中の第２番目のＤＣＤＣ変換装置は、
    前記複数の単相コンバータセルの中の第２番目の単相コンバータセルと、前記複数の単相インバータセルの中の第２番目の単相インバータセルとに接続される、
    請求項１に記載の電力変換装置。
13. 前記第１番目のＤＣＤＣ変換装置と前記第２番目のＤＣＤＣ変換装置は、
    前記第１番目の単相コンバータセルと、前記第２番目の単相コンバータセルとを経て接続される、
    請求項１２記載の電力変換装置。
14. 前記第１番目のＤＣＤＣ変換装置と前記第２番目のＤＣＤＣ変換装置は、
    前記第１番目の単相インバータセルと、前記第２番目の単相インバータセルとを経て接続される、
    請求項１２記載の電力変換装置。
15. 前記複数の単相インバータセルには、前記複数の単相インバータセルに対応付けられて第２キャパシタがそれぞれ設けられており、
    前記第２キャパシタは、前記インバータ側キャパシタ群の各キャパシタのうちの何れかであって、
    前記複数のＤＣＤＣ変換装置は、
    前記第２キャパシタの電圧の瞬時値を一定にするように直流電力の変換を制御する、
    請求項１２記載の電力変換装置。
16. 前記第１電力変換器は、
    前記複数の単相コンバータセルの交流側が前記電源側交流系統の各相に相毎に接続され、直列に接続される前記第１正側スター結線と前記第１負側スター結線を備え、
    前記第２電力変換器は、
    前記複数の単相インバータセルの交流側が前記負荷側交流系統の各相に相毎に接続され、直列に接続される前記第２正側スター結線と前記第２負側スター結線を備え、
    前記複数の単相コンバータセルの中の１つの単相コンバータセルに対応する単相インバータセルが、前記複数の単相インバータセルの中の１つの単相インバータセルであり、
    前記複数のＤＣＤＣ変換装置は、
    前記複数の単相コンバータセルの直流側と前記複数の単相インバータセルの直流側とを絶縁し、前記１つの単相コンバータセルの直流側と、前記１つの単相インバータセルの直流側をそれぞれ繋ぐ
    請求項１に記載の電力変換装置。
17. 前記複数のＤＣＤＣ変換装置の夫々は、
    前記第２電力変換器側で発生した低周波脈動電力を、前記第１電力変換器側に伝搬する
    請求項１６記載の電力変換装置。

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