JPWO2018061184A1 - 無停電電源装置 - Google Patents
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Abstract
生成回路(21)は、三相基準値Vr、零相基準値、電流センサ(8)の検出値、および電圧センサ(9)の検出値に基づいて、インバータ(7)の出力電圧指令値Vor*を生成するように構成される。補償回路(38a)は、インバータ(7)から交流負荷(2)に三相交流電力が供給されるときの三相交流ライン(13)における電圧降下を補償するように構成される。補正部(34)は、補償指令値Volに基づいて、出力電圧指令値Vor*を補正するように構成される。制御回路(36)は、補正部(34)により補正された出力電圧指令値Vo*に基づいて、インバータ(7)を制御するように構成される。
Description
この発明は、三相4線式の給電方式を用いた無停電電源装置に関する。
三相4線式の給電方式を用いた無停電電源装置では、三相の電力線を使用して三相負荷に電力を供給する構成と、三相の電力線のうちの一相の電力線と中性線とを使用して単相負荷に電力を供給する構成とを採ることができる。
その一方で、一相の電力線と中性線とを使用して単相負荷に電力を供給する構成では、各相の単相負荷の状態が異なるために不均衡が発生する場合がある。不均衡が発生すると、インバータから出力される三相交流電圧に零相電圧が重畳されるため、安定した正弦波電圧を負荷に供給することができなくなる。
このような不均衡を解消するため、三相4線式の給電方式を用いた無停電電源装置では、インバータの出力電圧の調整が行なわれている。たとえば特開2012−120407号公報(特許文献1)には、零相電圧が零となるように零相電圧指令を生成する零相電圧制御回路を備えた無停電電源装置が開示されている。
特許文献1では、零相電圧制御回路は、零相電圧指令に対する零相電圧の偏差に基づいて零相電流指令を生成する。出力電流制御回路は、生成された零相電流指令を三相電流指令に加算することで、インバータの出力電流指令を生成するとともに、出力電流指令に対する出力電流検出値の偏差に基づいて、インバータの出力電圧指令を生成する。そして、この生成された出力電圧指令に従って、インバータにおける電力変換が制御される。
ここで、無停電電源装置は、通常、ケーブルによって負荷と接続されている。ケーブルはその長さに比例するインピーダンスを有している。そのため、ケーブルの長さによっては、インピーダンスによる電圧降下の影響が無視できなくなるほど大きくなる場合がある。この場合、ケーブルの負荷端において電圧が低下するため、負荷へ安定した電圧を供給することが不可能となる可能性がある。
上記のように、三相4線式の給電方式では、各相の電力線と中性線との間に単相負荷が接続されるため、各相の電力線を構成するケーブルの長さが異なる場合がある。この場合、各相において異なる大きさの電圧降下が起きる。その結果、各相の電力線の負荷端の電圧が互いに異なるため、単相負荷に供給される電圧が不均等になってしまう。これにより、無停電電源装置は、各相の単相負荷へ安定した電圧を供給することができず、結果的に信頼性が低下するという問題が生じる。
この発明は上記のような問題を解決するためになされたものであり、各相の負荷に均等かつ安定した電圧を供給することが可能な三相4線式の給電方式を用いた無停電電源装置を提供することである。
この発明のある局面に従う無停電電源装置は、平滑回路と、インバータと、三相交流ラインと、中性相ラインと、電流センサと、電圧センサと、制御装置とを備える。平滑回路は、直流正母線および直流負母線の間に直列接続された2つのコンデンサからなる。インバータは、平滑回路の直流端子および中性点に接続され、平滑回路からの直流電力を三相交流電力に変換する。三相交流ラインは、インバータと交流負荷とを結ぶ。中性相ラインは、平滑回路の中性点と交流負荷の中性点とを結ぶ。電流センサは、インバータの各相の出力電流を検出する。電圧センサは、インバータの各相の出力電圧を検出する。制御装置は、インバータの電力変換動作を制御するように構成される。上記制御装置は、生成回路と、補償回路と、補正部と、制御回路とを含む。生成回路は、インバータの各相の出力電圧の目標値である三相基準値、インバータの零相電圧の目標値である零相基準値、電流センサの検出値、および電圧センサの検出値に基づいて、インバータの出力電圧指令値を生成するように構成される。補償回路は、インバータから交流負荷に三相交流電力が供給されるときの三相交流ラインにおける電圧降下を補償するための補償指令値を生成するように構成される。補正部は、補償指令値に基づいて、出力電圧指令値を補正するように構成される。制御回路は、補正部により補正された出力電圧指令値に基づいて、インバータを制御するように構成される。
この発明によれば、三相4線式の給電方式を用いた無停電電源装置において、各相の負荷に均等かつ安定した電圧を供給することができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
[実施の形態1]
図1は、この発明の実施の形態1に係る無停電電源装置100の主回路構成を示す概略ブロック図である。本発明の実施の形態1に係る無停電電源装置は、三相4線式非絶縁型無停電電源装置であって、交流負荷2へ交流電力を供給する。
図1は、この発明の実施の形態1に係る無停電電源装置100の主回路構成を示す概略ブロック図である。本発明の実施の形態1に係る無停電電源装置は、三相4線式非絶縁型無停電電源装置であって、交流負荷2へ交流電力を供給する。
図1に示す構成において、無停電電源装置100は、コンデンサC1〜C4と、リアクトルL1,L2と、コンバータ5と、蓄電池4と、DC/DCコンバータ6と、インバータ7と、三相交流ライン13と、中性相ライン14と、電流センサ8と、電圧センサ9と、制御装置20aとを備える。
交流電源1aは、外部から無停電電源装置100に交流電力を供給するための交流電源である。交流電源1aは、たとえば商用交流電源もしくは自家発電機等によって構成される。図1および以後説明する図では、交流電源として三相3線式の電源を示す。図面および説明の簡略化のため、図1では、三相のうちの一相分の回路のみが代表的に示されている。
交流電源1aから供給された三相交流電力は、スイッチSW1および、リアクトルL1およびコンデンサC1により構成された入力フィルタを介して、コンバータ5に供給される。
スイッチSW1は、たとえば電磁接触器(コンタクタ)であり、制御装置20aからの信号により導通/非導通(オン/オフ)を切換える。具体的には、スイッチSW1は、交流電源1aから三相交流電力が正常に供給されている通常時はオンされ、たとえば無停電電源装置100のメンテナンス時にオフされる。
入力フィルタは、交流電源1aからの交流電力を通過させ、コンバータ5で発生するスイッチング周波数の信号が交流電源1aに伝搬するのを防止するために設けられている。
コンバータ5は、制御装置20aによって制御され、通常時は、交流電源1aから供給される三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ5で生成された直流電力は、直流正母線10および直流負母線11の間に供給される。一方、交流電源1aからの三相交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ5の運転は停止される。
コンデンサC2,C3は、直流正母線10および直流負母線11の間に直列に接続されて、直流正母線10および直流負母線11の間の電圧を平滑化する。すなわち、コンデンサC2,C3は「平滑回路」を構成する。コンデンサC2,C3の接続点である中性点Nには、直流中性点母線12が接続される。中性点Nはさらに、中性相ライン14を介して交流負荷2の中性点と接続される。
DC/DCコンバータ6は、直流正母線10および直流負母線11の間に接続される。DC/DCコンバータ6は、制御装置20aによって制御され、通常時は、コンバータ5によって生成された直流電力を蓄電池4に供給し、停電時は蓄電池4の直流電力をインバータ7に供給する。換言すると、DC/DCコンバータ6は、通常時は、コンバータ5によって生成された直流電圧を降圧して蓄電池4に供給し、停電時は、蓄電池4の端子間電圧を昇圧してインバータ7に供給する。
蓄電池4は、停電時にインバータ7に直流電力を供給するための電力貯蔵装置である。蓄電池4は、通常時はコンバータ5によって生成された直流電力を蓄える。なお、電力貯蔵装置としては、蓄電池4以外に、電気二重層コンデンサなどを用いることができる。
インバータ7は、制御装置20aによって制御され、平滑回路から直流正母線10、直流中性点母線12および直流負母線11を介して供給される直流電力を、三相交流電力に変換する。具体的には、インバータ7は、通常時は、コンバータ5によって生成された直流電力を三相交流電力に変換し、停電時は、蓄電池4からDC/DCコンバータ6を介して供給される直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ7からの三相交流電力は、リアクトルL2およびコンデンサC4により構成された出力フィルタ、および、三相交流ライン13(U相ラインUL、V相ラインVL、W相ラインWL)を介して、交流負荷2に供給される。
電流センサ8は、三相交流ライン13に設けられ、インバータ7から出力される三相電流ia(U相ラインの電流iau,V相ラインの電流iav,W相ラインの電流iaw)を検出し、三相電流iaを示す三相電流信号を制御装置20aへ出力する。電圧センサ9は、三相交流ライン13の電圧Vo(U相ラインの電圧Vou,V相ラインの電圧Vov,W相ラインの電圧Vow)を検出し、三相電圧Voを示す三相電圧信号を制御装置20aへ出力する。
三相交流ライン13には、スイッチSW2が設けられる。スイッチSW2は、インバータ7から交流負荷2に対する電力供給経路の導通/非導通を切換える。スイッチSW2は、たとえばコンタクタであり、制御装置20aからの信号によりオン/オフされる。具体的には、スイッチSW2は、インバータ7から交流負荷2へ電力を供給する場合にオンされ、インバータ7から交流負荷2への電力供給を停止する場合にオフされる。このスイッチSW2の導通/非導通の状態を示す信号は、制御装置20aに出力される。
バイパス交流電源1bは、コンバータ5およびインバータ7のメンテナンス時や故障発生時に、交流電力を交流負荷2に供給するものであり、無停電電源装置100と並列に接続される。バイパス交流電源1bは、交流電源1aと同じものであってもよいし、異なるものであってもよいが、ここでは交流電源1aと同じものとする。バイパス交流電源1bは三相交流ライン15に接続され、三相交流ライン15は三相交流ライン13に接続されている。また、バイパス交流電源1bの中性点は接地され、接地ライン16を介して中性相ライン14に接続されている。
三相交流ライン15には、スイッチSW3が設けられる。交流負荷2の中性点は、中性相ライン14に接続される。
スイッチSW3は、バイパス交流電源1bから交流負荷2にへの電力供給経路の導通/非導通を切換える。スイッチSW3は、制御装置20aからの信号によりオン/オフされる。具体的には、たとえば、スイッチSW3は、サイリスタスイッチおよびコンタクタの並列回路によって構成される。スイッチSW3は、インバータ7から交流負荷2に電力が供給される場合にオフされ、バイパス交流電源1bから交流負荷2に電力が供給される場合にオンされる。このスイッチSW3の導通/非導通の状態を示す信号は、制御装置20aに出力される。
制御装置20aは、コンバータ5およびインバータ7の電力変換動作を制御する。後に詳細に説明するが、インバータ7は、半導体スイッチング素子により構成される。本実施の形態では、半導体スイッチング素子として、たとえばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)が適用される。また、本実施の形態では、半導体スイッチング素子の制御方式として、PWM(Pulse Width Modulation)制御を適用することができる。制御装置20aは、電流センサ8からの三相電流信号、電圧センサ9からの三相電圧信号およびスイッチSW2,SW3からの導通/非導通を示す信号を受けてPWM制御を実行する。
次に、本実施の形態に係る無停電電源装置100の動作について説明する。
交流電源1aから正常に三相交流電力が供給される通常時には、スイッチSW1およびスイッチSW2がオンされるとともに、スイッチSW3がオフされる。これにより、交流電源1aからの三相交流電力は、コンバータ5およびインバータ7を介して交流負荷2に供給されるとともに、コンバータ5およびDC/DCコンバータ6を介して直流電力として蓄電池4に蓄えられる。
交流電源1aから正常に三相交流電力が供給される通常時には、スイッチSW1およびスイッチSW2がオンされるとともに、スイッチSW3がオフされる。これにより、交流電源1aからの三相交流電力は、コンバータ5およびインバータ7を介して交流負荷2に供給されるとともに、コンバータ5およびDC/DCコンバータ6を介して直流電力として蓄電池4に蓄えられる。
これに対して、交流電源1aからの三相交流電力の供給が停止された停電時には、蓄電池4からの直流電力を三相交流電力に変換するようにDC/DCコンバータ6およびインバータ7を動作させることにより、交流負荷2に対する電力供給を継続させる。
また、コンバータ5およびインバータ7のメンテナンス時や故障発生時には、スイッチSW2がオフされ、スイッチSW3がオンされることにより、インバータ等を交流負荷2から切離すとともに、バイパス交流電源1bからの交流電力が交流負荷2に供給される。
ここで、インバータ7からの給電からバイパス交流電源1bからの給電に切換えるときには、スイッチSW2をオン状態としたままでスイッチSW3をオンさせ、その後スイッチSW2をオフさせるように制御する。同様に、バイパス交流電源1bからの給電からインバータ7からの給電に切換えるときには、スイッチSW3をオン状態としたままでスイッチSW2をオンさせ、その後スイッチSW3をオフさせるように制御する。このように、スイッチSW2,SW3のオン/オフを切換える際に、スイッチSW2,SW3がともにオンされている期間であるラップ期間を設けることによって、バイパス交流電源1bとインバータ7とを無瞬断で切換えることができる。
(制御装置の構成)
制御装置20aは、生成回路21と、補償回路38aと、加算部34と、ゲート制御回路36とを含む。
制御装置20aは、生成回路21と、補償回路38aと、加算部34と、ゲート制御回路36とを含む。
生成回路21は、論理和回路22と、基準発生回路24と、出力電圧制御回路26と、零相電圧制御回路28と、加算部30と、出力電流制御回路32を含む。
論理和回路22は、スイッチSW2,SW3からオン/オフの状態を示す信号を受け、スイッチSW2,SW3が共にオンされている期間(ラップ期間)であるか否かを、ラップ期間検出信号DETとして検出する。このラップ期間検出信号DETは後述するように、零相電圧制御回路28に出力される。
基準発生回路24は、三相電圧Vo(U相電圧Vou,V相電圧Vov,W相電圧Vow)の振幅基準値である三相基準値Vr(U相基準値Vru,V相基準値Vrv,W相基準値Vrw)を生成する。U相基準値Vru,V相基準値Vrv,W相基準値Vrwは、たとえば、振幅が一定の正弦波電圧である。基準発生回路24は、たとえばオシレータである。
出力電圧制御回路26は、三相基準値Vrと電圧センサ9により検出された三相電圧Voとの偏差に応じて、三相電流の基準値である三相電流指令値ir*を算出する。
零相電圧制御回路28は、零相電圧の基準値である零相基準値Vrzを生成するとともに、電圧センサ9により検出された三相電圧Voから零相電圧Vozを抽出する。そして、零相電圧制御回路28は、零相基準値Vrzと零相電圧Vozとの偏差に応じて零相電流指令値irz*を生成する。零相電圧制御回路28の詳細については後述する。
加算部30には、出力電圧制御回路26からの三相電流指令値ir*、および、零相電圧制御回路28からの零相電流指令値irz*が入力される。加算部30は、三相電流指令値ir*と零相電流指令値irz*とを加算し、その加算結果を出力電流指令値ia*(U相電流指令値iau*,V相電流指令値iav*,W相電流指令値iaw*)として出力電流制御回路32へ出力する。
出力電流制御回路32は、加算部30からの出力電流指令値ia*と、電圧センサ9により検出された三相電圧Voと、電流センサ8により検出された三相電流iaとを受ける。出力電流制御回路32は、これらの入力に基づいて出力電圧指令値Vor*(U相電圧指令値Voru*,V相電圧指令値Vorv*,W相電圧指令値Vorw*)を生成する。
ここで、この出力電圧指令値Vor*は、インバータ7から三相交流ライン13に出力されるU相電圧Vou、V相電圧Vov、W相電圧Vowの零相電圧が零になるように調整されている。すなわち、この出力電圧指令値Vor*に従ってインバータ7を制御すれば、インバータ7から三相交流ライン13に出力されるU相電圧Vou、V相電圧Vov、W相電圧Vowは、その振幅がU相基準値Vru、V相基準値Vrv、W相基準値Vrwにそれぞれ等しくなる。すなわち、U相電圧Vou、V相電圧Vov、W相電圧Vowは均衡する。
(インバータの構成)
図2は、図1に示すインバータ7および交流負荷2の構成を詳細に説明する図である。
図2は、図1に示すインバータ7および交流負荷2の構成を詳細に説明する図である。
図2を参照して、インバータ7はアーム7U,7V,7Wを含み、その各々は、3レベル回路として構成され、4つのIGBT素子と、6つのダイオードとを含む。詳細には、U相アーム7Uは、IGBT素子Q1U〜Q4Uと、ダイオードD1U〜D6Uとを含む。V相アーム7Vは、IGBT素子Q1V〜Q4Vと、ダイオードD1V〜D6Vとを含む。W相アーム7Wは、IGBT素子Q1W〜Q4Wと、ダイオードD1W〜D6Wとを含む。
以下では、インバータ7の各相アームを総括的に説明するために、符号U,V,Wをまとめて符号「x」と示す。IGBT素子Q1x〜Q4xは、直流正母線10と直流負母線11との間に直列に接続される。ダイオードD1x〜D4xは、IGBT素子Q1x〜Q4xにそれぞれ逆並列に接続される。ダイオードD5xのカソードはIGBT素子Q1x,Q2xの接続点に接続され、ダイオードD5xのアノードは中性点Nに接続される。ダイオードD6xのアノードはIGBT素子Q3x,Q4xの接続点に接続され、ダイオードD6xのカソードは中性点Nに接続される。ダイオードD1x〜D4xは還流ダイオードとして機能し、ダイオードD5x,D6xはクランプダイオードとして機能する。
インバータ7の各相アーム7x(7U,7V,7W)においては、ダイオードD5x,D6xの接続点は直流入力端子に対応し、IGBT素子Q2x,Q3xの接続点は交流出力端子に対応する。インバータ7の各相アーム7xの直流入力端子は、中性点Nに接続される。また、インバータ7の各相アーム7xの交流出力端子は、三相交流ライン13の対応する各相ラインxL(U相ラインUL,V相ラインVL,W相ラインWL)に接続される。
各IGBT素子Q1x〜Q4xは、ゲート制御回路36から与えられるゲート信号sgによってオン/オフされる。インバータ7内の図示しないゲート駆動回路は、ゲート制御回路36から出力されるゲート信号sgを受けると、このゲート信号sgに基づいて各IGBT素子Q1x〜Q4xをオン/オフするための信号を生成し、その生成した信号を対応するIGBT素子へ出力する。
各相ラインxLと中性相ライン14との間には単相負荷2xが接続される。
電流センサ8xは、各相ラインxLに設けられ、インバータ7から出力される各相電流iaxを検出し、各相電流iaxを示す各相電流信号を、制御装置20a内部の出力電流制御回路32、零相電圧制御回路28および補償回路38aへ出力する。
電流センサ8xは、各相ラインxLに設けられ、インバータ7から出力される各相電流iaxを検出し、各相電流iaxを示す各相電流信号を、制御装置20a内部の出力電流制御回路32、零相電圧制御回路28および補償回路38aへ出力する。
(零相電圧制御回路の構成)
図3は、図1に示した零相電圧制御回路28の機能ブロック図である。
図3は、図1に示した零相電圧制御回路28の機能ブロック図である。
図3を参照して、零相電圧制御回路28は、零電圧発生部280により生成された零電圧、電圧センサ9により検出された三相電圧Vo、および電流センサ8により検出された三相電流iaに基づいて、零相電流指令値irz*を生成する。
零相電圧制御回路28は、零電圧発生部280と、加算部288,292と、乗算部290,294,296と、リミッタ298と、切替回路282と、減算部284とを含む。
零電圧発生部280と、加算部292と、乗算部294,296と、リミッタ298と、切替回路282は、零電圧と三相電流iaに基づいて、零相基準値Vrzを生成する基準発生回路を構成する。加算部288と、乗算部290は、三相電圧Voに基づいて、零相電圧Vozを生成する零相電圧生成回路を構成する。
まず、零相基準値Vrzを生成する基準発生回路の構成を説明する。
零電圧発生部280は、零電圧を生成し、切替回路282へ出力する。
零電圧発生部280は、零電圧を生成し、切替回路282へ出力する。
加算部292は、電流センサ8により検出された三相電流ia(U相電流iau,V相電流iav,W相電流iaw)を加算し、その加算結果を乗算部294へ出力する。乗算部294は、加算部292からの加算結果を1/3倍することにより、零相電流iazを算出する(iaz=1/3(iau+iav+iaw))。
乗算部296は、乗算部294からの零相電流iazをk倍(kは0以上1以下の定数)し、リミッタ298に出力する。リミッタ298は、乗算部296の出力値を予め定められた所定範囲を超えないように制限して切替回路282へ出力する。
なお、このように零相基準値Vrsを制限する構成としたのは、たとえば電流センサ8におけるセンサ誤差が大きくなる場合には、電流センサ8により検出された三相電流iaに従って零相基準値を生成することによって、却って正常な制御ができなくなるためである。
切替回路282は、論理和回路22(図1)からのラップ期間検出信号DETに応じて、入力側の端子を、零電圧発生部280(I側)およびリミッタ298(II側)の間で切替可能に構成される。切替回路282の出力側の端子は、減算部284に接続される。すなわち、切替回路282がI側に接続されると、零電圧発生部280と減算部284とが接続される。これに対して、切替回路282がII側に接続されると、リミッタ298と減算部284とが接続される。
この切替回路282をI側およびII側のいずれに接続するかの制御は、論理和回路22から出力されるラップ期間検出信号DETに応じて行なわれる。ここでラップ期間検出信号DETは、論理和回路22により生成される、論理和回路22と接続するスイッチSW2,SW3が共にオンされている期間であるか否かを示す信号である。ここで、スイッチSW2,SW3が共にオンである状態とは、交流負荷2に対して、インバータ7からの給電を担う経路と、バイパス交流電源1bからの給電を担う経路の両方が導通している状態である。すなわち、ラップ期間検出信号DETは、インバータ7からの給電とバイパス交流電源1bからの給電とを切換える際のラップ期間にあるか否かを示す信号である。
具体的には、無停電電源装置100がラップ期間にないとき、論理和回路22はLレベルのラップ期間検出信号DETを出力する。切替回路282は、Lレベルのラップ期間検出信号DETを受けると、I側に接続される。これにより、ラップ期間以外の期間においては、零電圧発生部280からの零電圧が零相基準値Vrzとして減算部284へ出力される。
一方、無停電電源装置100がラップ期間にあるとき、論理和回路22はHレベルのラップ期間検出信号DETを出力する。切替回路282は、Hレベルのラップ期間検出信号DETを受けると、II側に接続される。これにより、ラップ期間においては、リミッタ298からの零相基準値Vrsが零相基準値Vrzとして減算部284へ出力される。
一方、零相電圧生成回路において、加算部288は、電圧センサ9により検出された三相電圧Vo(U相電圧Vou,V相電圧Vov,W相電圧Vow)を加算し、その加算結果を乗算部290へ出力する。乗算部290は、加算部288からの加算結果を1/3倍することにより、零相電圧Vozを算出する(Voz=1/3(Vou+Vov+Vow))。
減算部284は、基準発生回路からの零相基準値Vrzと零相電圧生成回路からの零相電圧Vozとの偏差を算出する。PI制御回路286は、零相基準値Vrzと零相電圧Vozとの偏差を入力として比例積分演算を行うことにより、零相電流指令値irz*を生成する。
この零相電圧制御回路28からの零相電流指令値irz*を基に、出力電流制御回路32は、インバータ7から三相交流ライン13に出力されるU相電圧Vou、V相電圧Vov、W相電圧Vowの零相電圧が零になるように調整する。すなわち、インバータ7から三相交流ライン13に出力されるU相電圧Vou、V相電圧Vov、W相電圧Vowは、その振幅がU相基準値Vru、V相基準値Vrv、W相基準値Vrwにそれぞれ等しくなる。すなわち、U相電圧Vou、V相電圧Vov、W相電圧Vowは均衡する。
往来の無停電電源装置は、特許文献1に示されるように、零相電圧が零となるように零相電圧指令を生成する零相電圧制御回路を備えている。しかしながら、零相電圧を零となるように制御し、インバータ7から各相ラインに出力される電圧を調整・均衡化しても、各相ラインを構成するケーブルのインピーダンスが異なる場合には、各相ラインにおける電圧降下量が異なることから、単相負荷2U,2V,2Wに供給される電圧は不均衡となる。この結果、単相負荷2U,2V,2Wに安定した電圧を供給することが困難となる。
そこで、本実施の形態では、補償回路38aによって、この各相ラインにおける電圧降下を補償する。これにより、単相負荷2U,2V,2Wに供給される電圧を均衡にする。
(ケーブルのインピーダンスによる電圧降下の補償に関する構成)
図4は、図1に示した出力電流制御回路32、補償回路38aおよび加算部34の機能ブロック図である。
図4は、図1に示した出力電流制御回路32、補償回路38aおよび加算部34の機能ブロック図である。
図4を参照して、出力電流制御回路32は、減算部320U,320V,320Wと、P制御回路322U,322V,322Wと、加算部324U,324V,324Wとを含む。加算部34は、加算部34Uと、加算部34Vと、加算部34Wとを含む。
補償回路38aは、乗算部382aUと、乗算部382aVと、乗算部382aWと、メモリ384を含む。以下では、各線における電圧降下補償を総括的に説明するために、符号U,V,Wをまとめて符号「x」と示す。
出力電流制御回路32において、減算部320xは、x相電流指令値iax*と電流センサ8により検出されたx相電流iaxとの偏差を算出する。
P制御回路322xは、比例要素(P:proportional element)を含んで構成され、x相電流指令値iax*とx相電流iaxとの偏差を入力として比例演算を行ない、その演算結果を加算部324xへ出力する。
加算部324xは、P制御回路322xの出力と電圧センサ9により検出された電圧Voxとを加算し、その加算結果を出力電圧指令値Vorx*として加算部34xへ出力する。
補償回路38aにおいて、メモリ384は、三相交流ライン13の各線のインピーダンスZu,Zv,Zwを予め記憶するように構成される。ZuはU相ラインULのインピーダンスであり、ZvはV相ラインVLのインピーダンスであり、ZwはW相ラインWLのインピーダンスである。
乗算部382axは、メモリ384から各線のインピーダンスZxを読み出すと、インピーダンスZxと、電流センサ8xにより検出された各相電流iaxとを乗算することにより、補償指令値Volxを演算する(Volx=iax×Zx)。乗算部382axは、補償指令値Volxを加算部34xへ出力する。
ここで、三相交流ライン13の各線のインピーダンスZxは、その配線距離、すなわち無停電電源装置100の交流出力端子から単相負荷2xまでの距離で決まる。そのため、無停電電源装置100を設置し、無停電電源装置100と交流負荷2との間に三相交流ライン13を配線した後は、各線のインピーダンスZxは固定値となる。したがって、電流iaxにより各線に発生する電圧降下Volxは、電流iaxのみに比例する。よって、補償回路38aは、電流センサ8からの三相電流信号によって、補償指令値Volを容易に生成することができる。
加算部34xは、補償回路38aからの補償指令値Volxに基づいて、加算部324xからの出力電圧指令値Vorx*を補正する補正部を実現する。本実施の形態における加算部34xは、出力電圧指令値Vorx*に、補償回路38aからの補償指令値Volxを加算することにより、出力電圧指令値Vorx*を補正する。補正された出力電圧指令値Vox*は、ゲート制御回路36に出力される。
ゲート制御回路36は、補正された出力電圧指令値Vox*と搬送波信号とを比較することにより、ゲート信号sg(U相ゲート信号sgu,V相ゲート信号sgv,W相ゲート信号sgw)を生成する。インバータ7では、生成されたゲート信号sgに従って各相アームの4つのIGBT素子のオン/オフが制御される。
これにより、インバータ7からは、各線における電圧降下が補償された三相電圧Voが出力される。インバータ7から出力されるU相電圧Vou、V相電圧Vov、W相電圧Vowは電圧降下が考慮されているため不均衡となっている。ただし、三相交流ライン13を経由して単相負荷2U,2V,2Wに供給される交流電圧の各々は、基準発生回路24の三相基準値Vrに等しい大きさとなる。
以上のように、この発明の実施の形態1によれば、三相4線式の給電方式を用いた無停電電源装置において、三相交流ラインの各線における電圧降下が補償されるため、各線に接続される負荷に対して均等かつ安定した電圧を供給することができる。
[実施の形態2]
実施の形態2では、補償回路38aに接続されるインピーダンス設定器39を備えることで、三相交流ラインの各線のインピーダンスZxを任意に設定できる。
実施の形態2では、補償回路38aに接続されるインピーダンス設定器39を備えることで、三相交流ラインの各線のインピーダンスZxを任意に設定できる。
図5は、この発明の実施の形態2に係る無停電電源装置100の主回路構成を示す概略ブロック図であり、図1と対比される図である。図5を参照して、実施の形態2に係る無停電電源装置100が図1の無停電電源装置100と異なる点は、インピーダンス設定器39が追加されている点である。インピーダンス設定器39は補償回路38aに接続される。
図6は、図5に示した出力電流制御回路32、加算部34、補償回路38aおよびインピーダンス設定器39の機能ブロック図であって、図4と対比される図である。図6を参照して、インピーダンス設定器39では、三相交流ライン13の各線のインピーダンスZxを任意に設定することが可能に構成されている。インピーダンス設定器39を用いてインピーダンスZxを設定することにより、補償回路38aのメモリ384に予め記憶されているインピーダンスZxを書き換えることができる。
実施の形態2では、インピーダンス設定器39を設けることにより、例えば、無停電電源装置100の設置時に、その場でインピーダンスZxの設定や調整を行うことが可能になる。なお、無停電電源装置はその設置場所により、ケーブル長が変わることから、出荷時に補償指令値を適切に事前設定することが困難である。すなわち、このインピーダンス設定器39により使用者は容易に、適切な補償指令値を設定することができる。
以上のように、この発明の実施の形態2によれば、実施の形態1と同様の作用効果が得られることに加えて、三相交流ラインの補償指令値の調整がより容易になる。
[実施の形態3]
実施の形態3では、交流負荷2の各相にかかる電圧VIを検出する電圧センサ42をさらに備える。そして、補償回路38bは、三相基準値Vrと電圧センサ42により検出されたVlの差により、各相での補償指令値を生成する。
実施の形態3では、交流負荷2の各相にかかる電圧VIを検出する電圧センサ42をさらに備える。そして、補償回路38bは、三相基準値Vrと電圧センサ42により検出されたVlの差により、各相での補償指令値を生成する。
図7はこの発明の実施の形態3に係る無停電電源装置100の主回路構成を示す概略ブロック図であり、図1と対比される図である。図7を参照して、実施の形態3に係る無停電電源装置100が図1の無停電電源装置100と異なる点は、補償回路38aに代えて、電圧センサ42および補償回路38bが追加されている点である。電圧センサ42は、交流負荷2にかかる電圧Vlを検出する。
図8は、図7に示すインバータ7および交流負荷2の構成を詳細に説明する回路図であり、図2と対比される図である。
図8を参照して、電圧センサ42は、電圧センサ42U,42V,42Wを含む。以下では、各相ラインにおける電圧降下補償を総括的に説明するために、符号U,V,Wをまとめて符号「x」と示す。電圧センサ42xは、各相ラインxLの単相負荷2x側の端部の電圧(x相負荷端電圧)Vlxを検出する。電圧センサ42xにより検出された負荷端電圧Vlxは、補償回路38bに入力される。
図9は、図7に示した出力電流制御回路32、補償回路38bおよび加算部34の機能ブロック図であり、図4と対比される図である。
図9を参照して、補償回路38bが図4の補償回路38aと異なる点は、電流センサ8の検出値iaに代えて、基準発生回路24(図7)により生成された三相基準値Vr(U相基準値Vru,V相基準値Vrv,W相基準値Vrw)および、電圧センサ42(図7)により検出された負荷端電圧Vl(U相負荷端電圧Vlu,V相負荷端電圧Vlv,W相負荷端電圧Vlw)が入力される点である。
補償回路38bは、減算部38bU,38bV,38bWを含む。以下では、各相ラインにおける電圧降下補償を総括的に説明するために、符号U,V,Wをまとめて符号「x」と示す。
減算部38bxは、x相基準値Vrxとx相負荷端電圧Vlxとの電圧差Volxを算出する。減算部38bxは、算出された電圧差Volxを加算部34xへ出力する。
加算部34xは、補償回路38bからの補償指令値Volxに基づいて、加算部324xからの出力電圧指令値Vorx*を補正する。本実施の形態3における加算部34xは、加算部324xからの出力電圧指令値Vorx*に、補償回路38bからの補償指令値Volxを加算することにより、出力電圧指令値Vorx*を補正する。補正された出力電圧指令値Vox*は、ゲート制御回路36に出力され、インバータ7の出力電圧に反映される。
これにより、インバータ7からは、三相交流ライン13の各線における電圧降下が補償された三相電圧が出力される。三相交流ライン13を経由して単相負荷2U,2V,2Wに供給される交流電圧は、それぞれ、基準発生回路24の三相基準値Vrに等しい大きさとなる。
以上のように、この発明の実施の形態3によれば、実施の形態1と同様の作用効果が得られる。さらに、実施の形態3においては、三相交流ライン13の各線の負荷端の電圧Vlの検出値を用いて各線における電圧降下量を算出し、この算出された電圧降下量から補償指令値Volを生成する。このようにすると、実施の形態1および2で示した、三相電流iaおよび各線のインピーダンスZxに基づいて電圧降下量を算出する構成に比べて、各線における電圧降下量をより正確に把握することができる。その結果、電圧降下をより高い精度で補償することができる。
今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1a 交流電源、1b バイパス交流電源、2 交流負荷、2U,2V,2W 単相負荷、4 蓄電池、5 コンバータ、6 DC/DCコンバータ、7 インバータ、8 電流センサ、9 電圧センサ、10 直流正母線、11 直流負母線、12 直流中性点母線、13,15 三相交流ライン、14 中性相ライン、16 接地ライン、20a 制御装置、21 生成回路、22 論理和回路、24 基準発生回路、26 出力電圧制御回路、28 零相電圧制御回路、30,34,34U,34V,34W,288,292,324U,324V,324W 加算部、32 出力電流制御回路、36 ゲート制御回路、38a,38b 補償回路、39 インピーダンス設定器、100 無停電電源装置、280 零電圧発生部、282 切替回路、284,320U,320V,320W 減算部、286 PI制御回路、290,294,296,382aU,382aV,382aW,382bU,382bV,382bW 乗算部、322U,322V,322W P制御回路、298 リミッタ、384 メモリ、SW1〜SW3 スイッチ、L1,L2 リアクトル、C1〜C4 コンデンサ、UL U相ライン、VL V相ライン、WL W相ライン、Q1U〜Q4U,Q1V〜Q4V,Q1W〜Q4W IGBT素子、D1U〜D6U,D1V〜D6V,D1W〜D6W ダイオード。
Claims (6)
- 直流正母線および直流負母線の間に直列接続された2つのコンデンサからなる平滑回路と、
前記平滑回路の直流端子および中性点に接続され、前記平滑回路からの直流電力を三相交流電力に変換するインバータと、
前記インバータと交流負荷とを結ぶ三相交流ラインと、
前記中性点と前記交流負荷の中性点とを結ぶ中性相ラインと、
前記インバータの各相の出力電流を検出する電流センサと、
前記インバータの各相の出力電圧を検出する第1の電圧センサと、
前記インバータの電力変換動作を制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
前記インバータの各相の出力電圧の目標値である三相基準値、前記インバータの零相電圧の目標値である零相基準値、前記電流センサの検出値、および前記第1の電圧センサの検出値に基づいて、前記インバータの出力電圧指令値を生成する生成回路と、
前記インバータから前記交流負荷に前記三相交流電力が供給されるときの前記三相交流ラインにおける電圧降下を補償するための補償指令値を生成する補償回路と、
前記補償指令値に基づいて、前記出力電圧指令値を補正する補正部と、
前記補正部により補正された前記出力電圧指令値に基づいて、前記インバータを制御する制御回路とを含む、無停電電源装置。 - 前記補償回路は、前記三相交流ラインのインピーダンスを記憶するためのメモリを含み、前記メモリに記憶された前記三相交流ラインのインピーダンスおよび前記電流センサの検出値に基づいて、前記補償指令値を生成する、請求項1に記載の無停電電源装置。
- 外部入力に基づいて、前記メモリに記憶される前記三相交流ラインのインピーダンスを設定するための設定器をさらに備える、請求項2に記載の無停電電源装置。
- 前記交流負荷の各相にかかる電圧を検出する第2の電圧センサをさらに備え、
前記補償回路は、前記三相基準値と前記第2の電圧センサの検出値の差に基づいて、前記補償指令値を生成する、請求項1に記載の無停電電源装置。 - 外部の三相交流電源に接続され、前記三相交流電源からの三相交流電力を直流電力に変換して、前記直流正母線および前記直流負母線へと出力するコンバータと、
前記コンバータ、または、前記直流正母線および前記直流負母線からの直流電力を受けて充電される蓄電装置とをさらに備える、請求項1から4のいずれか1項に記載の無停電電源装置。 - 前記生成回路は、
前記三相基準値と前記第1の電圧センサの検出値との偏差に基づいて三相電流指令値を生成する出力電圧制御回路と、
前記零相基準値と前記第1の電圧センサの検出値から抽出される零相電圧との偏差に基づいて零相電流指令値を生成する零相電圧制御回路と、
前記三相電流指令値に前記零相電流指令値を加算して前記インバータの出力電流指令値を生成し、前記出力電流指令値と前記電流センサの検出値との偏差に基づいて前記出力電圧指令値を生成する出力電流制御回路とを含み、
前記補正部は、前記出力電圧指令値に前記補償指令値を加算することにより、前記出力電圧指令値を補正する、請求項1から5のいずれか1項に記載の無停電電源装置。
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WO2020017164A1 (ja) * | 2018-07-19 | 2020-01-23 | 富士電機株式会社 | 無停電電源装置 |
EP3605813A1 (de) * | 2018-07-30 | 2020-02-05 | Fronius International GmbH | Wechselrichter mit zwischenkreisschutz |
JP7221795B2 (ja) * | 2019-05-29 | 2023-02-14 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置及び可変速揚水発電システム |
CN112335167A (zh) * | 2019-06-04 | 2021-02-05 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置及电力转换控制装置 |
WO2021044599A1 (ja) * | 2019-09-05 | 2021-03-11 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源システム |
TWI807641B (zh) * | 2022-02-16 | 2023-07-01 | 台達電子工業股份有限公司 | 不斷電裝置及其磁通補償方法 |
US11670945B1 (en) * | 2022-02-28 | 2023-06-06 | Lunar Energy, Inc. | Power optimizers in series with voltage sensors and a common reference signal |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004023922A (ja) * | 2002-06-18 | 2004-01-22 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 並列運転インバータの電圧補正回路 |
JP2005045856A (ja) * | 2003-07-22 | 2005-02-17 | Toshiba Corp | 無停電電源装置 |
JP2012120407A (ja) * | 2010-12-03 | 2012-06-21 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 無停電電源装置 |
JP2015220833A (ja) * | 2014-05-16 | 2015-12-07 | 田淵電機株式会社 | 分散型電源の制御装置及び分散型電源の制御方法 |
Family Cites Families (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04133633A (ja) * | 1990-09-25 | 1992-05-07 | Isao Takahashi | 無停電電源装置 |
JP3584686B2 (ja) * | 1997-07-31 | 2004-11-04 | 富士電機機器制御株式会社 | 電圧形電力変換回路 |
JP4003409B2 (ja) * | 2001-03-30 | 2007-11-07 | 株式会社豊田自動織機 | 多出力電力変換回路 |
JP4588337B2 (ja) * | 2004-03-08 | 2010-12-01 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
JP4155321B2 (ja) * | 2006-09-25 | 2008-09-24 | トヨタ自動車株式会社 | ハイブリッド車両の表示装置、ハイブリッド車両、およびハイブリッド車両の表示方法 |
JP5026821B2 (ja) * | 2007-03-09 | 2012-09-19 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
JP2009124836A (ja) * | 2007-11-14 | 2009-06-04 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 無停電電源システムの制御装置 |
WO2010058536A1 (ja) * | 2008-11-18 | 2010-05-27 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
JP5516107B2 (ja) * | 2010-06-15 | 2014-06-11 | 富士電機株式会社 | 三相電力変換装置 |
EP2506422B1 (en) * | 2011-03-28 | 2019-02-13 | GE Energy Power Conversion Technology Limited | Circuits for dc energy stores |
JP5755967B2 (ja) * | 2011-08-09 | 2015-07-29 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 無停電電源装置 |
FR2983651B1 (fr) * | 2011-12-06 | 2014-01-03 | Converteam Tech Ltd | Compensateur d'energie reactive et procede de reduction du phenomene de papillotement associe. |
JP5947109B2 (ja) * | 2012-05-24 | 2016-07-06 | 株式会社日立製作所 | 無停電電源装置、無停電電源装置の制御方法 |
DE102013113000A1 (de) * | 2013-11-25 | 2015-05-28 | Sma Solar Technology Ag | Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters und Wechselrichter mit einem Schalter zwischen einem Mittelpunkt eines Gleichspannungszwischenkreises und einem Anschluss für einen Nullleiter eines Wechselstromnetzes |
DE102015114452B4 (de) * | 2015-08-31 | 2017-05-04 | Sma Solar Technology Ag | Verfahren zum Betrieb eines Wechselrichters und Wechselrichter |
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Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004023922A (ja) * | 2002-06-18 | 2004-01-22 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 並列運転インバータの電圧補正回路 |
JP2005045856A (ja) * | 2003-07-22 | 2005-02-17 | Toshiba Corp | 無停電電源装置 |
JP2012120407A (ja) * | 2010-12-03 | 2012-06-21 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 無停電電源装置 |
JP2015220833A (ja) * | 2014-05-16 | 2015-12-07 | 田淵電機株式会社 | 分散型電源の制御装置及び分散型電源の制御方法 |
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