JP2014135878A - 三相コンバータのコントローラ、それを用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】短時間で系を目標状態に収束させる。
【解決手段】交流電圧を直流電圧に変換する三相コンバータのコントローラ１００が提供される。コントローラ１００は、直流電圧の検出値Ｖａが所定の目標値に近づくようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値を調節する閉ループ制御６２と、直流電圧の検出値Ｖａとは無関係に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値を決定する開ループ制御（６４）と、が切りかえ可能に構成される。コントローラ１００は、直流電圧の検出値Ｖａがその目標値よりも低い状態において開ループ制御で動作し、その後、閉ループ制御で動作する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流交流変換、あるいは交流直流変換を行うコンバータのコントローラに関する。

パワーエレクトロニクス分野において、電力変換装置（コンバータ）が広く利用される。コンバータとしては、直流電圧を三相交流電圧に変換し、三相負荷（たとえば電動機）を駆動するインバータや、商用交流電圧を直流電圧に変換し、負荷に供給するコンバータ（整流器）が例示される。

特開平８−２８９５９９号公報 特開平１１−１４６６５２号公報

コンバータが三相交流電圧を受け、それを整流、平滑して直流電圧に変換する際に、コンバータのスイッチングトランジスタが停止した状態では、直流電圧は、ダイオード整流によって生成され、その目標値よりも低い状態となっている。

この状態から、直流電圧が目標値に近づくように閉ループ制御を開始すると、制御開始直後は、直流電圧と目標値の偏差が非常に大きくなる。その結果、制御指令値が大きくなり、過電圧や過電流などが発生しやすいという問題がある。
また、偏差が大きな状態では、コンバータは十分な電圧を出力できず、制御系が不安定になることもある。
また、偏差が大きな状態で要求される制御特性を満たすためには、制御ゲイン（制御パラメータ）の調節が困難である。さらに、この要求を満たすよう定められた制御ゲインは、安定性を重視したものとなり、応答性が悪くなるという問題がある。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、短時間で系を目標状態に収束可能なコンバータのコントローラの提供にある。

本発明のある態様は、交流電圧を直流電圧に変換する三相コンバータのコントローラに関する。コントローラは、直流電圧の検出値が所定の目標値に近づくようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値を調節する閉ループ制御と、直流電圧の検出値とは無関係に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値を決定する開ループ制御と、が切りかえ可能に構成され、直流電圧の検出値がその目標値よりも低い状態において開ループ制御で動作し、その後、閉ループ制御で動作する。

この態様によると、三相コンバータのスイッチングの開始後、間もない、直流電圧の検出値と目標値の偏差が大きな状態では、開ループ制御で三相コンバータを制御し、直流電圧を増大させ、ある程度偏差が小さくなった後に、閉ループ制御に切りかえることにより、過電圧や過電流を抑制し、短時間で系を安定化させることができる。

コントローラは、直流電圧がその目標値の近傍に設定されたしきい値に達すると、閉ループ制御に遷移してもよい。

交流電圧の振幅がＶ、周波数がωであるとき、閉ループ制御におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値は、Ｖ・ｃｏｓωｔ、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−２／３π）、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−４／３π）に設定されてもよい。

コントローラは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｕｖｗ座標系からｄｑ座標系に変換し、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを生成するｕｖｗ／ｄｑ座標変換器と、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ、ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒおよびｑ軸電流値Ｉｑの目標値Ｉｑｒにもとづき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する第１演算部と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄに、所定数を重畳するフィードフォワード部と、直流電圧の検出値Ｖａとその目標値Ｖｒにもとづき、ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒを生成する第２演算部と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、ｄｑ座標系からｕｖｗ座標系に変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成するｕｖｗ／ｄｑ座標変換器と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス変調するパルス変調器と、を備えてもよい。開ループ制御において、第１演算部の係数がゼロに設定されてもよい。
この構成によれば、第１演算部の係数をゼロとすることにより、開ループ制御を実現できる。また、フィードフォワードの所定数Ｅを最適化することで、開ループ制御において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値をＥｃｏｓωｔ、Ｅｃｏｓ（ωｔ−２／３π）、Ｅｃｏｓ（ωｔ−４／３π）にしたがって変化させることができる。

第１演算部は、ｄ軸電流値Ｉｄとその目標値Ｉｄｒの差分であるｄ軸偏差を生成する第１減算器と、ｑ軸電流値Ｉｑとその目標値Ｉｑｒの差分であるｑ軸偏差を生成する第２減算器と、ｄ軸偏差を比例・積分演算する第１比例積分回路と、ｑ軸偏差を比例・積分演算する第２比例積分回路と、ｑ軸電流値ＩｑにωＬを乗算する第１乗算器と、第１比例積分回路の出力と第１乗算器の出力を加算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄを生成する第１加算器と、ｄ軸電流値Ｉｄに−ωＬを乗算する第２乗算器と、第２比例積分回路の出力と第２乗算器の出力を加算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する第２加算器と、を含んでもよい。開ループ制御において、第１、第２比例積分回路の比例項の係数、積分項の係数をゼロとしてもよい。

本発明の別の態様は、電力変換装置に関する。電力変換装置は、その三相交流端子が三相交流電源に接続され、そのＰ極、Ｎ極電源ラインの間に平滑コンデンサが接続されたコンバータと、コンバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成する電流検出部と、Ｐ極、Ｎ極電源ラインの間に生ずる直流電圧の検出値Ｖａを生成する電圧検出部と、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび直流電圧の検出値Ｖａにもとづき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス変調された制御信号を生成するコントローラと、コントローラからの制御信号にもとづき、コンバータを駆動するゲート駆動回路と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、短時間で系を目標状態に収束させることができる。

三相コンバータを含む電力変換装置の構成を示すブロック図である。 コントローラの構成を示すブロック図である。 コントローラの具体的な構成例を示すブロック図である。 図４（ａ）は、図２のコントローラの動作波形図であり、図４（ｂ）は従来のコントローラの動作波形図である。 電力変換装置を利用した充放電検査システムを示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、三相コンバータを含む電力変換装置２の構成を示すブロック図である。電力変換装置２は、三相コンバータ１０、電流検出回路２０、Ａ／Ｄコンバータ２２、ゲート駆動回路２４、平滑コンデンサ２６、電圧検出回路２８、Ａ／Ｄコンバータ３０、コントローラ１００を備える。

電力変換装置２は、三相交流電圧を直流電圧に変換する平滑整流回路として、および／または、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータとして利用される。

三相コンバータ１０は、電源ライン１２ｐ、１２ｎ、交流端子１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに設けられた上アームスイッチ１６および下アームスイッチ１８のペアを有する。

交流端子１４ｕ、１４ｖ、１４ｗには、三相電源もしくは入力リアクトル（三相トランス）が接続され、三相交流電圧が入力される。Ｕ相に着目すると、Ｐ極電源ライン１２ｐと交流端子１４ｕの間に上アームスイッチ１６ｕが設けられ、交流端子１４ｕとＮ極電源ライン１２ｎの間に下アームスイッチ１８ｕが設けられる。Ｖ相、Ｗ相も同様である。平滑コンデンサ２６は、Ｐ極電源ライン１２ｐとＮ極電源ライン１２ｎの間に設けられる。

電流検出回路２０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流端子１４ｕ、１４ｖ、１４ｗそれぞれに流れる電流を検出する。電流検出回路２０としては、電流検出トランス（カレントトランスＣＴ）が利用される。あるいは、検出対称の電流経路にインピーダンス素子（たとえば抵抗）を配置し、インピーダンス素子の電圧降下にもとづいて電流を検出してもよく、電流検出の方法は特に限定されない。

Ａ／Ｄコンバータ２２は、電流検出回路２０から電流の検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを示すアナログ電圧を受け、それらをデジタル値に変換し、コントローラ１００へと出力する。

電圧検出回路２８は、Ｐ極電源ライン１２ｐとＮ極電源ライン１２ｎの間の直流電圧Ｖａを検出する。Ａ／Ｄコンバータ３０は、直流電圧に応じた検出値Ｖａを受け、それをデジタル値に変換し、コントローラ１００へと出力する。

コントローラ１００は、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび電圧検出値Ｖａにもとづき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス変調された制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。ゲート駆動回路２４は、コントローラ１００からの制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにもとづき、コンバータ１０の上アームスイッチ１６および下アームスイッチ１８を駆動する。

以上が電力変換装置２の全体の構成である。続いてコントローラ１００の構成を説明する。図２は、コントローラ１００の構成を示すブロック図である。コントローラ１００は、デジタル処理回路であり、たとえば専用に設計されたＤＳＰ（Digital Signal Processor）であってもよいし、汎用ＣＰＵとプログラムの組み合わせで構成してもよいし、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などを用いて構成してもよい。

コントローラ１００は、電圧指令値生成手段６０およびパルス幅変調器３８を備える。電圧指令値生成手段６０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流端子１４ｕ、１４ｖ、１４ｗの目標電圧レベルを指示する電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。

パルス幅変調器３８は、電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗそれぞれをパルス幅変調し、制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに変換する。

電圧指令値生成手段６０は、直流電圧の検出値Ｖａが所定の目標値に近づくようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをフィードバックにより調節する閉ループ制御と、直流電圧の検出値Ｖａとは無関係に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定する開ループ制御と、が切りかえ可能に構成される。

電圧指令値生成手段６０は、閉ループ制御手段６２、開ループ制御手段６４、切りかえ手段６６を含む。閉ループ制御手段６２は、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび電圧検出値Ｖａにもとづき、直流電圧の検出値Ｖａが所定の目標値に近づくようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをフィードバックにより生成する。

開ループ制御手段６４は、直流電圧の検出値Ｖａとは無関係に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを決定する開ループ制御と、が切りかえ可能に構成される。

閉ループ制御手段６２および開ループ制御手段６４は、図２に示すように別々の回路ブロックとして構成されても良いし、共通の回路ブロックの機能が、切りかえ可能であってもよい。

切りかえ手段６６は、閉ループ制御と、開ループ制御と、を切りかえる。閉ループ制御手段６２と開ループ制御手段６４が別々の回路ブロックとして構成される場合、切りかえ手段６６は、閉ループ制御手段６２により生成された電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗのセットと、開ループ制御手段６４により生成された電圧指令値Ｖｕ〜Ｖｗのセットの一方を選択し、パルス幅変調器３８に出力する。
閉ループ制御手段６２と開ループ制御手段６４が共通の回路ブロックで構成され、その機能が切りかえ可能である場合、切りかえ手段６６は、共通の回路ブロックの機能を切りかえる。

具体的には、切りかえ手段６６は、直流電圧Ｖａがその目標値よりも低い状態においてある期間、閉ループ制御手段６２を有効とし、その後、より好ましくは、直流電圧Ｖａが目標値の近傍のしきい値Ｖｔｈに達すると、開ループ制御手段６４を有効とする。

交流端子１４に接続される回路から供給される交流電圧の振幅がＶ、周波数がｆであり、各相の交流端子１４の電圧が、Ｖ・ｃｏｓωｔ、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−２／３π）、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−４／３π）にしたがって変化するものとする。このとき開ループ制御手段６４は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、Ｖ・ｃｏｓωｔ、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−２／３π）、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−４／３π）にしたがって変化させる。

図３は、コントローラ１００の具体的な構成例を示すブロック図である。コントローラ１００は、ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２、第１演算部４０、ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３６、パルス幅変調器３８、フィードフォワード部７０、第２演算部８０、係数制御部９０を備える。

ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２、第１演算部４０、ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３６が、図２の閉ループ制御手段６２および開ループ制御手段６４に相当する。図３の回路では、共通の回路ブロック（３２、４０、３６）の機能が切りかえ可能となっている。

ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２は、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｕｖｗ座標系からｄｑ座標系に変換し、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを生成する。ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２における信号処理および構成は、特に限定されず、公知の技術を用いればよいため、ここでは説明を省略する。たとえばｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２は、ｕｖｗ座標系を、固定座標系であるαβ座標系に変換し、αβ座標系を、角速度ωで回転する回転座標系のｄｑ座標系に変換してもよい。

ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２の前段には、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをフィルタリングし、そのノイズ成分を除去するフィルタを挿入してもよい。

第１演算部４０は、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ、ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒおよびｑ軸電流値Ｉｑの目標値Ｉｑｒにもとづき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する。

具体的には第１演算部４０は、第１減算器４２、第２減算器４４、第１比例積分回路４６、第２比例積分回路４８、第１乗算器５０、第１加算器５２、第２乗算器５４、第２加算器５６を備える。

第１減算器４２は、ｄ軸電流値Ｉｄとその目標値Ｉｄｒの差分であるｄ軸偏差δｄを生成する。第２減算器４４は、ｑ軸電流値Ｉｑとその目標値Ｉｑｒの差分であるｑ軸偏差δｑを生成する。ｑ軸電流の目標値Ｉｑｒは典型的にはゼロであるが、意図的に非ゼロの値が与えられる場合もある。

第１比例積分回路４６は、ｄ軸偏差δｄを比例・積分演算する。第２比例積分回路４８は、ｑ軸偏差δｑを比例・積分演算する。第１乗算器５０は、ｑ軸電流値ＩｑにωＬを乗算する。ωＬは、交流端子１４に接続されるインピーダンスであり、ωは交流信号の角速度を、Ｌはインダクタンスを表す。第１加算器５２は、第１比例積分回路４６の出力と第１乗算器５０の出力を加算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄを生成する。第２乗算器５４は、ｄ軸電流値Ｉｄに−ωＬを乗算する。第２加算器５６は、第２比例積分回路４８の出力と第２乗算器５４の出力を加算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する。

交流端子１４に接続されるインピーダンスが、Ｒ＋Ｌで表されるとする。インピーダンスに流れる電流のｄ軸成分Ｉｄとｑ軸成分Ｉｑと、交流端子１４の電圧のｄ軸成分Ｖｄ、ｑ軸成分Ｖｑの間には以下の関係式が成り立つ。
Ｖｄ＝（Ｒ＋Ｌ・ｄ／ｄｔ）×Ｉｄ−ωＬ×Ｉｑ
Ｖｄ＝ωＬ×Ｉｄ＋（Ｒ＋Ｌ・ｄ／ｄｔ）×Ｉｑ
第１演算部４０は、この関係式にもとづいて、電流指令値を電圧指令値に変換している。

フィードフォワード部７０は、第１演算部４０が生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄに、所定数Ｅを重畳する。フィードフォワード部７０は、第１比例積分回路４６の出力に所定数Ｅを加算する第３加算器７２を含む。第３加算器７２を第１加算器５２とｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３６の間に設け、第１加算器５２の出力に所定数Ｅを加算してもよい。

所定数Ｅは、交流端子１４に与えられる交流電圧の振幅Ｖと実質的に等しく設定される。これにより、開ループ制御における電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、Ｖ・ｃｏｓωｔ、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−２／３π）、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−４／３π）にしたがって変化させることができる。

第２演算部８０は、直流電圧の検出値Ｖａとその目標値Ｖｒにもとづき、ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒを生成する。第２演算部８０は、第３減算器８２および第３比例積分回路８４を含む。第３減算器８２は、直流電圧の検出値Ｖａとその目標値Ｖｒの差分である電圧偏差δＶを生成する。第３比例積分回路８４は、電圧偏差δＶを比例・積分演算し、ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒを生成する。

ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを、ｄｑ座標系からｕｖｗ座標系に変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。パルス幅変調器３８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス変調、より具体的にはパルス幅変調し、制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。

係数制御部９０は、第１比例積分回路４６および第２比例積分回路４８それぞれの比例項の係数Ｋ_Ｐ、積分項の係数Ｋ_Ｉを切りかえる。具体的には、閉ループ制御を行う期間では、係数Ｋ_Ｐ、Ｋ_Ｉに非ゼロの設計値を与え、開ループ制御を行う期間では、係数Ｋ_Ｐ、Ｋ_Ｉをゼロとする。つまり係数制御部９０は、図２の切りかえ手段６６に対応する。

以上がコントローラ１００の構成である。続いてその動作を説明する。

図４（ａ）は、図２のコントローラ１００の動作波形図であり、図４（ｂ）は従来のコントローラの動作波形図である。はじめに図４（ｂ）を参照し、従来のコントローラの動作を説明する。

時刻ｔ１より前は、コンバータ１０のスイッチング動作は停止しており、スイッチングトランジスタ１６、１８はすべてオフしている。したがって各トランジスタと並列に設けられたダイオードによってダイオード整流が行われ、直流電圧の検出値（以下、単に直流電圧ともいう）Ｖａは、三相交流電圧をダイオードブリッジ回路により整流、平滑化した電圧レベルＶ_ＲＥＣＴに安定化される。

時刻ｔ１に、コンバータ１０のスイッチング動作が開始する。従来のコントローラは、直流電圧Ｖａが目標値Ｖｒと一致するように、それらの偏差がゼロとなるように、電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。

スイッチング動作の開始直後、直流電圧Ｖａと目標値Ｖｒの偏差は非常に大きいため、直流電圧Ｖａは目標値Ｖｒを大きく超える（オーバーシュート）。また、その後も直流電圧Ｖａは直ちに目標値Ｖｒに収束せず、なだらかに目標値Ｖｒに近づいていく。
このように従来のコントローラでは、オーバーシュートなどが発生する。また、起動直後の偏差が大きな状態で安定動作するように設計すると、系の状態が安定化するまでのセトリング時間が長くなる。

続いて図４（ａ）を参照し、図２のコントローラ１００の動作を説明する。時刻ｔ１より前については、図４（ｂ）と同様である。コントローラ１００は、時刻ｔ１に、開ループ制御によってスイッチング動作を開始する。開ループ制御によって、直流電圧Ｖａは、速い速度で目標値Ｖｒに向かって増大していく。そして、時刻ｔ２に直流電圧Ｖａがしきい値Ｖｔｈに達すると、開ループ制御から閉ループ制御に切りかえられる。しきい値Ｖｔｈは、目標値Ｖｒの近傍に設定されるため、閉ループ制御の開始時において、偏差δＶは小さくなる。その結果、直流電圧Ｖａは、オーバーシュートすることなく、目標値Ｖｒに収束していく。

以上が実施の形態に係るコントローラ１００の動作である。
実施の形態に係るコントローラ１００によれば、過電圧や過電流を抑制することができる。

また、実施の形態に係るコントローラ１００は、偏差が大きな状態では閉ループ制御を行わないため、制御系が不安定になるのを防止できる。別の観点からみれば、コントローラ１００は、偏差δＶが比較的小さな状態のみを考慮して制御特性を設計できるため、従来では系の安定性を優先させて応答性を犠牲にしていたところ、実施の形態に係るコントローラ１００では応答性を優先して制御特性を設計できるため、短時間で系を目標状態に収束させることができる。

最後に、電力変換装置２の用途について説明する。

図５は、電力変換装置２を利用した充放電検査システム６００を示す回路図である。充放電検査システム６００は、商用交流電源６０１、充放電検査装置６０２、２次電池６０４を備える。
充放電検査装置６０２は、商用交流電源６０１からの三相交流電圧を受け、２次電池６０４を充電する（充電動作）。また充放電検査装置６０２は、２次電池６０４を放電し、エネルギーを商用交流電源６０１に回収する（放電動作）。

充放電検査装置６０２は、電力変換装置２、入力リアクトル６１０、絶縁トランス６１２、平滑コンデンサ６１４、昇降圧コンバータ６１６を備える。入力リアクトル６１０は、絶縁トランス６１２の２次側に設けられてもよい。

電力変換装置２のコンバータ１０の三相交流端子は、入力リアクトル６１０、絶縁トランス６１２を介して、三相商用交流電源６０１に接続される。コンバータ１０の電源ライン１２ｐ、１２ｎは、平滑コンデンサ６１４と接続される。昇降圧コンバータ６１６の１次側（Ｐ）は、平滑コンデンサ６１４と接続され、その２次側（Ｓ）は、２次電池６０４と接続される。

充電動作時に、電力変換装置２は、三相交流電圧を整流する。平滑コンデンサ６１４によって平滑化された直流電圧Ｖ_ＤＣは、昇降圧コンバータ６１６の１次側（Ｐ）に入力される。昇降圧コンバータ６１６は、１次側を入力、２次側を出力とする降圧コンバータとして動作し、直流電圧Ｖ_ＤＣを降圧して２次電池６０４を充電する。

放電動作時に昇降圧コンバータ６１６は、２次側を入力、１次側を出力とする昇圧コンバータとして動作する。具体的には、電池電圧Ｖ_ＢＡＴを昇圧して、平滑コンデンサ６１４を直流電圧Ｖ_ＤＣで充電する。コンバータ１０は、インバータとして動作し、直流電圧Ｖ_ＤＣを交流電圧に変換し、絶縁トランス６１２、入力リアクトル６１０を介して商用交流電源６０１へと出力する。

このような用途においても、実施の形態に係るコントローラ１００によれば、コンバータ１０を好適に制御できる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
実施の形態では第１演算部４０および第２演算部８０が、ＰＩ（比例積分）制御を行う場合を説明したが、Ｐ（比例）制御、ＰＩＤ（比例積分微分）制御を行ってもよい。

（変形例２）
実施の形態では、コントローラ１００の具体例のひとつとして、ベクトル制御のコントローラを説明したが、本発明はそれには限定されず、たとえばＶ／Ｆ制御などその他の制御にも適用することができる。当業者であれば、制御方式に応じて第１演算部４０およびフィードフォワード部７０、第２演算部８０、係数制御部９０を最適に設計しうる。

（変形例３）
実施の形態では、電力変換装置２の用途として充放電検査装置を説明したが、その用途は特に限定されない。直流電圧は、任意の負荷に供給されてよい。負荷は、たとえばモータを駆動するインバータなどが例示される。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電力変換装置、１０…コンバータ、１２…電源ライン、１４…交流端子、１６…上アームスイッチ、１８…下アームスイッチ、２０…電流検出回路、２２…Ａ／Ｄコンバータ、２４…ゲート駆動回路、２６…平滑コンデンサ、２８…電圧検出回路、３０…Ａ／Ｄコンバータ、３２…ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器、３４…位相補償部、３６…ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器、３８…パルス幅変調器、４０…第１演算部、４２…第１減算器、４４…第２減算器、４６…第１比例積分回路、４８…第２比例積分回路、５０…第１乗算器、５２…第１加算器、５４…第２乗算器、５６…第２加算器、６０…電圧指令値生成手段、６２…閉ループ制御手段、６４…開ループ制御手段、６６…切りかえ手段、７０…フィードフォワード部、７２…第３加算器、８０…第２演算部、８２…第３減算器、８４…第３比例積分回路、９０…係数制御部、１００…コントローラ。

Claims (6)

1. 交流電圧を直流電圧に変換する三相コンバータのコントローラであって、
   前記直流電圧の検出値が所定の目標値に近づくようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値を調節する閉ループ制御と、前記直流電圧の検出値とは無関係に、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値を決定する開ループ制御と、が切りかえ可能に構成され、
   前記直流電圧の検出値がその目標値よりも低い状態において前記開ループ制御で動作し、その後、前記閉ループ制御で動作することを特徴とするコントローラ。
2. 前記直流電圧がその目標値の近傍に設定されたしきい値に達すると、前記閉ループ制御に遷移することを特徴とする請求項１に記載のコントローラ。
3. 前記交流電圧の振幅がＶ、周波数がωであるとき、前記閉ループ制御における前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値は、Ｖ・ｃｏｓωｔ、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−２／３π）、Ｖ・ｃｏｓ（ωｔ−４／３π）に設定されることを特徴とする請求項１または２に記載のコントローラ。
4. 前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｕｖｗ座標系からｄｑ座標系に変換し、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを生成するｕｖｗ／ｄｑ座標変換器と、
   前記ｄ軸電流値Ｉｄおよび前記ｑ軸電流値Ｉｑ、前記ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒおよび前記ｑ軸電流値Ｉｑの目標値Ｉｑｒにもとづき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する第１演算部と、
   前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄに、所定数を重畳するフィードフォワード部と、
   前記直流電圧の検出値Ｖａとその目標値Ｖｒにもとづき、前記ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒを生成する第２演算部と、
   前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよび前記ｑ軸電圧指令値Ｖｑを、ｄｑ座標系からｕｖｗ座標系に変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成するｕｖｗ／ｄｑ座標変換器と、
   前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス変調するパルス変調器と、
   を備え、
   前記開ループ制御において、前記第１演算部の係数がゼロに設定されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のコントローラ。
5. 前記第１演算部は、
   前記ｄ軸電流値Ｉｄとその目標値Ｉｄｒの差分であるｄ軸偏差を生成する第１減算器と、
   前記ｑ軸電流値Ｉｑとその目標値Ｉｑｒの差分であるｑ軸偏差を生成する第２減算器と、
   前記ｄ軸偏差を比例・積分演算する第１比例積分回路と、
   前記ｑ軸偏差を比例・積分演算する第２比例積分回路と、
   前記ｑ軸電流値ＩｑにωＬを乗算する第１乗算器と、
   前記第１比例積分回路の出力と前記第１乗算器の出力を加算することにより前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄを生成する第１加算器と、
   前記ｄ軸電流値Ｉｄに−ωＬを乗算する第２乗算器と、
   前記第２比例積分回路の出力と前記第２乗算器の出力を加算することにより前記ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する第２加算器と、
   を含み、
   前記開ループ制御において、前記第１、第２比例積分回路の比例項の係数、積分項の係数をゼロとすることを特徴とする請求項４に記載のコントローラ。
6. その三相交流端子が三相交流電源に接続され、そのＰ極、Ｎ極電源ラインの間に平滑コンデンサが接続されたコンバータと、
   前記コンバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成する電流検出部と、
   前記Ｐ極、Ｎ極電源ラインの間に生ずる直流電圧の検出値Ｖａを生成する電圧検出部と、
   前記電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび前記直流電圧の検出値Ｖａにもとづき、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧指令値を生成し、電圧指令値にもとづいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス変調された制御信号を生成する請求項１から５のいずれかに記載のコントローラと、
   前記コントローラからの前記制御信号にもとづき、前記コンバータを駆動するゲート駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。

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