JP2013236420A - コンバータのコントローラ、それを用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】短時間で系を目標状態に収束可能なコンバータのコントローラを提供する。
【解決手段】コントローラ１００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづき、コンバータを制御するための制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。位相遅れ要素であるフィルタ３０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して位相遅れφを与える。ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３２は、フィルタ３０を経た電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｕｖｗ座標系からｄｑ座標系に変換し、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを生成する。演算部４０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する。位相補償部は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに位相補償量Ｖｃを重畳し、補償ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、直流交流変換、あるいは交流直流変換を行うコンバータのコントローラに関する。

パワーエレクトロニクス分野において、電力変換装置（コンバータ）が広く利用される。コンバータとしては、直流電圧を３相交流電圧に変換し、３相負荷（たとえば電動機）を駆動するインバータや、商用交流電圧を直流電圧に変換し、負荷に供給するコンバータ（整流器）が例示される。

３相コンバータの制御方式として、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、回転座標系であるｄｑ座標系に３相／２相変換し、コンバータのアーム（トランジスタ）をフィードバック制御するベクトル制御が知られている。

特開平８−２８９５９９号公報

ベクトル制御では、以下の処理が行われる。
１． Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値が、ｄｑ座標系の電圧値に変換される。
２． ｄｑ座標系の電圧値と、それぞれの目標値の誤差を比例積分演算することにより、ｄｑ座標系の電圧指令値を生成する。
３． ｄｑ座標系の電圧指令値をＵＶＷ座標系に変換し、パルス変調する。

多くの用途において、系の状態を短時間で目標座標に収束させることが望まれ、具体的には、ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値が短時間でそれぞれの収束値に安定化することが望まれる。ここで、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが位相遅れをともなう場合、ｑ軸電圧値の収束値は、位相遅れの分、大きくなる。

フィードバックループ内では、ＰＩ（比例積分）制御が行われる。ここで系の動作開始直後において、ｑ軸電圧指令値はゼロであり、その後の積分によって、ｑ軸電圧指令値が収束値へと向かって増大していく。したがって、位相遅れが大きくなるほど、積分に要する時間が長くなり、系が安定化するまでの時間が長くなるとという問題がある。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、短時間で系を目標状態に収束可能なコンバータのコントローラの提供にある。

本発明のある態様は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづき、コンバータを制御するための制御信号を生成するコントローラに関する。コントローラは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して位相遅れを与える位相遅れ要素と、位相遅れ要素を経た電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｕｖｗ座標系からｄｑ座標系に変換し、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを生成するｕｖｗ／ｄｑ座標変換器と、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ、ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒおよびｑ軸電流値Ｉｑの目標値Ｉｑｒにもとづき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する演算部と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに位相補償量Ｖｃを重畳し、補償ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する位相補償部と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよび補償ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、ｄｑ座標系からｕｖｗ座標系に変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成するｕｖｗ／ｄｑ座標変換器と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス変調するパルス変調器と、を備える。

この態様によると、ｑ軸電圧指令値に、位相遅れに応じた位相補償量を重畳することにより、演算部における演算処理の遅れを補償することができ、短時間で系を目標とする状態に収束させることができる。

位相補償部は、位相遅れ要素に起因する位相遅れをφとするとき、式（１）、（２）にもとづいて位相補償量Ｖｃを演算してもよい。
θ＝ｔａｎ^−１（Ｖｄ／Ｖｑ） …（１）
Ｖｃ＝Ｖｄ／ｔａｎ（θ＋φ）−Ｖｑ …（２）

位相遅れ要素は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをフィルタリングするフィルタであってもよい。

演算部は、ｄ軸電流値Ｉｄとその目標値Ｉｄｒの差分であるｄ軸偏差を生成する第１減算器と、ｑ軸電流値Ｉｑとその目標値Ｉｑｒの差分であるｑ軸偏差を生成する第２減算器と、ｄ軸偏差を比例・積分演算する第１比例積分回路と、ｑ軸偏差を比例・積分演算する第２比例積分回路と、ｑ軸電流値ＩｑにωＬを乗算する第１乗算器と、第１比例積分回路の出力と第１乗算器の出力を加算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄを生成する第１加算器と、ｄ軸電流値Ｉｄに−ωＬを乗算する第２乗算器と、第２比例積分回路の出力と第２乗算器の出力を加算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する第２加算器と、を含んでもよい。

位相補償部は、第２加算器の出力に位相補償量Ｖｃを重畳してもよい。

位相補償部は、第２比例積分回路の出力に位相補償量Ｖｃを重畳してもよい。

本発明の別の態様は、電力変換装置に関する。電力変換装置は、その３相交流端子が３相負荷に接続され、そのＰ極、Ｎ極電源ラインに直流電圧が印加されるコンバータと、コンバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成する電流検出部と、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス変調された制御信号を生成する上述のいずれかのコントローラと、コントローラからの制御信号にもとづき、コンバータを駆動するゲート駆動回路と、を備える。

本発明の別の態様も、電力変換装置に関する。電力変換装置は、その３相交流端子が３相交流電源に接続されたコンバータと、コンバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成する電流検出部と、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス変調された制御信号を生成する上述のいずれかのコントローラと、コントローラからの制御信号にもとづき、コンバータを駆動するゲート駆動回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、短時間で系を目標状態に収束させることができる。

コンバータを含む電力変換装置の構成を示すブロック図である。 コントローラの構成を示すブロック図である。 図３（ａ）、（ｂ）は、電圧指令値をｄｑ座標系で示す図である。 電力変換装置を利用した負荷駆動システムを示す回路図である。 電力変換装置を利用した充放電検査システムを示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、コンバータを含む電力変換装置２の構成を示すブロック図である。電力変換装置２は、コンバータ１０、電流検出回路２０、Ａ／Ｄコンバータ２２、ゲート駆動回路２４、コントローラ１００を備える。

電力変換装置２は、３相交流電圧を直流電圧に変換する平滑整流回路として、あるいは直流電圧を３相交流電圧に変換するインバータとして利用される。

３相コンバータ１０は、電源ライン１２ｐ、１２ｎ、交流端子１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに設けられた上アームスイッチ１６および下アームスイッチ１８のペアを有する。

Ｕ相に着目すると、Ｐ極電源ライン１２ｐと交流端子１４Ｕの間に上アームスイッチ１６ｕが設けられ、交流端子１４ＵとＮ極電源ライン１２ｎの間に下アームスイッチ１８ｕが設けられる。Ｖ相、Ｗ相も同様である。

電流検出回路２０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流端子１４ｕ、１４ｖ、１４ｗそれぞれに流れる電流を検出する。電流検出回路２０としては、電流検出トランス（カレントトランスＣＴ）が利用される。あるいは、検出対称の電流経路にインピーダンス素子（たとえば抵抗）を配置し、インピーダンス素子の電圧降下にもとづいて電流を検出してもよく、電流検出の方法は特に限定されない。

Ａ／Ｄコンバータ２２は、電流検出回路２０から電流の検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを示すアナログ電圧を受け、それらをデジタル値に変換し、コントローラ１００へと出力する。

コントローラ１００は、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス変調された制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。ゲート駆動回路２４は、コントローラ１００からの制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗにもとづき、コンバータ１０の上アームスイッチ１６および下アームスイッチ１８を駆動する。

以上が電力変換装置２の全体の構成である。続いてコントローラ１００の構成を説明する。図２は、コントローラ１００の構成を示すブロック図である。コントローラ１００は、デジタル処理回路であり、たとえば専用に設計されたＤＳＰ（Digital Signal Processor）であってもよいし、汎用ＣＰＵとプログラムの組み合わせで構成してもよいし、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などを用いて構成してもよい。

コントローラ１００は、フィルタ３０、ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２、演算部４０、位相補償部３４、ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３６、パルス幅変調器３８を備える。
フィルタ３０は、電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをフィルタリングし、そのノイズ成分を除去する。フィルタ３０は、１次遅れフィルタで構成され、フィルタ３０を通過することにより、電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗには、位相遅れφが与えられる。

ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２は、位相遅れ要素であるフィルタ３０を経た電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｕｖｗ座標系からｄｑ座標系に変換し、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを生成する。ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２における信号処理および構成は、特に限定されず、公知の技術を用いればよいため、ここでは説明を省略する。たとえばｄｑ／ｕｖｗ座標変換器３２は、ｕｖｗ座標系を、固定座標系であるαβ座標系に変換し、αβ座標系を、角速度ωで回転する回転座標系のｄｑ座標系に変換してもよい。

演算部４０は、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑ、ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒおよびｑ軸電流値Ｉｑの目標値Ｉｑｒにもとづき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する。

具体的には演算部４０は、第１減算器４２、第２減算器４４、第１比例積分回路４６、第２比例積分回路４８、第１乗算器５０、第１加算器５２、第２乗算器５４、第２加算器５６を備える。

第１減算器４２は、ｄ軸電流値Ｉｄとその目標値Ｉｄｒの差分であるｄ軸偏差δｄを生成する。第２減算器４４は、ｑ軸電流値Ｉｑとその目標値Ｉｑｒの差分であるｑ軸偏差δｑを生成する。ｑ軸電流の目標値Ｉｑｒは典型的にはゼロであるが、意図的に非ゼロの値が与えられる場合もある。

第１比例積分回路４６は、ｄ軸偏差δｄを比例・積分演算する。第２比例積分回路４８は、ｑ軸偏差δｑを比例・積分演算する。第１乗算器５０は、ｑ軸電流値ＩｑにωＬを乗算する。ωＬは、交流端子１４に接続されるインピーダンスであり、ωは交流信号の角速度を、Ｌはインダクタンスを表す。第１加算器５２は、第１比例積分回路４６の出力と第１乗算器５０の出力を加算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄを生成する。第２乗算器５４は、ｄ軸電流値Ｉｄに−ωＬを乗算する。第２加算器５６は、第２比例積分回路４８の出力と第２乗算器５４の出力を加算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する。

交流端子１４に接続されるインピーダンスが、Ｒ＋Ｌで表されるとする。インピーダンスに流れる電流のｄ軸成分Ｉｄとｑ軸成分Ｉｑと、交流端子１４の電圧のｄ軸成分Ｖｄ、ｑ軸成分Ｖｑの間には以下の関係式が成り立つ。
Ｖｄ＝（Ｒ＋Ｌ・ｄ／ｄｔ）×Ｉｄ−ωＬ×Ｉｑ
Ｖｄ＝ωＬ×Ｉｄ＋（Ｒ＋Ｌ・ｄ／ｄｔ）×Ｉｑ
演算部４０は、この関係式にもとづいて、電流指令値を電圧指令値に変換している。

位相補償部３４は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに位相補償量Ｖｃを重畳し、補償ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。
位相遅れ要素であるフィルタ３０によって電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに与えられる位相遅れをφとする。このとき位相補償部３４の補償量計算部３４ａは、式（１）、（２）にもとづいて位相補償量Ｖｃを演算する。
θ＝ｔａｎ^−１（Ｖｄ／Ｖｑ） …（１）
Ｖｃ＝Ｖｄ／ｔａｎ（θ＋φ）−Ｖｑ …（２）

フィルタ３０の設計者は、その伝達関数を知っているため、位相遅れφは既知であり、補償量計算部３４ａに与えられている。また補償量計算部３４ａには、演算部４０によって時々刻々と計算される電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが入力される。補償量計算部３４ａは、式（１）にしたがってθを計算し、さらに式（２）にしたがって補償電圧Ｖｃを計算する。加算器３４ｂは、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに、補償電圧Ｖｃを加算する。なお加算器３４ｂは、第２比例積分回路４８と第２加算器５６の間に設けられてもよく、結果として、ｑ軸電圧指令値Ｖｑに補償電圧Ｖｃが重畳されればよく、その位置は限定されない。

ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器３６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよび補償ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、ｄｑ座標系からｕｖｗ座標系に変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成する。パルス幅変調器３８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス変調、より具体的にはパルス幅変調し、制御信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。

以上がコントローラ１００の構成である。続いてその動作を説明する。

図３（ａ）、（ｂ）は、電圧指令値をｄｑ座標系で示す図である。いま、フィルタを除く電流制御系の位相遅れをθとする。フィルタが存在しない場合、電圧指令値ＶｄとＶｑおよび位相遅れθは、図３（ａ）に示す関係を有する。図３（ａ）には、フィルタの位相遅れが存在しない場合を示しており、θはフィルタを除く電流制御系の位相遅れである。ベクトル制御では、Ｖｑを適切な値に設定することにより、電流制御系の位相遅れθが解消される。

図３（ｂ）は、フィルタによる位相遅れφが導入されたときの電圧指令値を示しており、系全体の位相遅れ量は、θ＋φとなる。位相遅れφが導入されることにより、系が安定化された状態におけるｑ軸電圧指令値の収束値はＶｑ’となることが理解される。

図２のコントローラ１００の利点は、位相補償部３４を設けない回路との対比によって明確となる。そこではじめに、位相補償部３４を設けない場合の動作を説明する。
コントローラ１００が動作開始した直後、第２比例積分回路４８における積分値はゼロである。その後、演算処理が進むにつれて、第２比例積分回路４８の出力値が増大していき、電圧指令値Ｖｑも増大していく。

位相補償部３４が設けられない場合、初期状態でゼロであるｑ軸電圧指令値Ｖｑが時間とともに増大し、やがてＶｑ’に達すると系が安定状態となる。したがって、フィルタ３０の位相遅れφが大きくなるほど、系が安定化するのに要する時間は長くなる。

翻って、位相補償部３４が設けられた図２のコントローラ１００の動作を説明する。コントローラ１００の動作開始直後において、ｑ軸電圧指令値Ｖｑはゼロであるが、フィルタ３０の位相遅れφに対応する位相補償電圧Ｖｃが直ちに計算され、それがｑ軸電圧指令値Ｖｄにフィードフォワードされる。

位相補償電圧Ｖｃをフィードフォワードすることにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の初期値はＶｃとなる。すなわちフィルタ３０による位相遅れφを即座に補償することができ、系が安定化するのに要する時間が、フィルタ３０が存在しない場合に比べて長くなるのを防止できる。

このように、実施の形態に係るコントローラ１００によれば、位相補償電圧Ｖｃを電圧Ｖｑにフィードフォワードすることにより、系を短時間で目標とする状態に収束させることができる。

最後に、電力変換装置２の用途について説明する。
図４は、電力変換装置２を利用した負荷駆動システムを示す回路図である。負荷駆動システム５００は、電力変換装置２および負荷５０２を有する。
電力変換装置２は、３相負荷５０２、たとえば電動機（モータ）を駆動する。コンバータ１０の電源ライン１２ｐ、１２ｎには、直流電圧Ｖ_ＤＣが印加される。電流検出回路２０は、各相の駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。コンバータ１０、Ａ／Ｄコンバータ２２、ゲート駆動回路２４、コントローラ１００については上述した通りである。負荷５０２が電動機である場合、その回転数に応じた角周波数ωは、レゾルバあるいはロータリエンコーダ、ホール素子からの検出信号にもとづいて算出してもよい。あるいはセンサレスモータの場合、公知技術を用いて、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづいて角周波数ωが推定される。

コントローラ１００は、力行運転時、および／または、回生運転時において、上述の信号処理を行い、コンバータ１０を適切にスイッチングする。

図５は、電力変換装置２を利用した充放電検査システム６００を示す回路図である。充放電検査システム６００は、商用交流電源６０１、充放電検査装置６０２、２次電池６０４を備える。
充放電検査装置６０２は、商用交流電源６０１からの３相交流電圧を受け、２次電池６０４を充電する（充電動作）。また充放電検査装置６０２は、２次電池６０４を放電し、エネルギーを商用交流電源６０１に回収する（放電動作）。

充放電検査装置６０２は、電力変換装置２、入力リアクトル６１０、絶縁トランス６１２、平滑コンデンサ６１４、昇降圧コンバータ６１６を備える。入力リアクトル６１０は、絶縁トランス６１２の２次側に設けられてもよい。

電力変換装置２のコンバータ１０の３相交流端子は、入力リアクトル６１０、絶縁トランス６１２を介して、３相商用交流電源６０１に接続される。コンバータ１０の電源ライン１２ｐ、１２ｎは、平滑コンデンサ６１４と接続される。昇降圧コンバータ６１６の１次側（Ｐ）は、平滑コンデンサ６１４と接続され、その２次側（Ｓ）は、２次電池６０４と接続される。

充電動作時に、電力変換装置２は、三相交流電圧を整流する。平滑コンデンサ６１４によって平滑化された直流電圧Ｖ_ＤＣは、昇降圧コンバータ６１６の１次側（Ｐ）に入力される。昇降圧コンバータ６１６は、１次側を入力、２次側を出力とする降圧コンバータとして動作し、直流電圧Ｖ_ＤＣを降圧して２次電池６０４を充電する。

放電動作時に昇降圧コンバータ６１６は、２次側を入力、１次側を出力とする昇圧コンバータとして動作する。具体的には、電池電圧Ｖ_ＢＡＴを昇圧して、平滑コンデンサ６１４を直流電圧Ｖ_ＤＣで充電する。コンバータ１０は、インバータとして動作し、直流電圧Ｖ_ＤＣを交流電圧に変換し、絶縁トランス６１２、入力リアクトル６１０を介して商用交流電源６０１へと出力する。

このような用途においても、実施の形態に係るコントローラ１００によれば、コンバータ１０を好適に制御できる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

実施の形態では、位相遅れφがフィルタ３０によって導入される場合を説明したが、本発明はそれには限定されない。位相遅れφは、フィルタに加えて、あるいはそれに代えて、インダクタ、キャパシタ、抵抗、リアクトルなど、さまざまな回路要素によってもたらされる。本発明はそのような位相遅れも好適に補償することができる。

位相補償部３４が重畳する位相補償量Ｖｃは、式（１）、（２）で計算されるそれには限定されない。当業者によれば、別の計算方法によって、位相遅延φに応じたフィードフォワード量を計算することによっても、系の安定時間を短縮できることが理解される。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…電力変換装置、１０…コンバータ、１２…電源ライン、１４…交流端子、１６…上アームスイッチ、１８…下アームスイッチ、３０…フィルタ、３２…ｄｑ／ｕｖｗ座標変換器、３４…位相補償部、３６…ｕｖｗ／ｄｑ座標変換器、３８…パルス幅変調器、４０…演算部、４２…第１減算器、４４…第２減算器、４６…第１比例積分回路、４８…第２比例積分回路、５０…第１乗算器、５２…第１加算器、５４…第２乗算器、５６…第２加算器、２０…電流検出回路、２２…Ａ／Ｄコンバータ、２４…ゲート駆動回路、１００…コントローラ。

Claims (8)

1. Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづき、コンバータを制御するための制御信号を生成するコントローラであって、
   前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して位相遅れを与える位相遅れ要素と、
   前記位相遅れ要素を経た前記電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、ｕｖｗ座標系からｄｑ座標系に変換し、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを生成するｕｖｗ／ｄｑ座標変換器と、
   前記ｄ軸電流値Ｉｄおよび前記ｑ軸電流値Ｉｑ、前記ｄ軸電流値Ｉｄの目標値Ｉｄｒおよび前記ｑ軸電流値Ｉｑの目標値Ｉｑｒにもとづき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する演算部と、
   前記ｑ軸電圧指令値Ｖｑに位相補償量Ｖｃを重畳し、補償ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する位相補償部と、
   前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよび前記補償ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、ｄｑ座標系からｕｖｗ座標系に変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成するｕｖｗ／ｄｑ座標変換器と、
   前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス変調するパルス変調器と、
   を備えることを特徴とするコントローラ。
2. 前記位相補償部は、前記位相遅れ要素に起因する位相遅れをφとするとき、式（１）、（２）にもとづいて前記位相補償量Ｖｃを演算することを特徴とする請求項１に記載のコントローラ。
   θ＝ｔａｎ^−１（Ｖｄ／Ｖｑ） …（１）
   Ｖｃ＝Ｖｄ／ｔａｎ（θ＋φ）−Ｖｑ …（２）
3. 前記位相遅れ要素は、前記Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをフィルタリングするフィルタであることを特徴とする請求項１または２に記載のコントローラ。
4. 前記演算部は、
   前記ｄ軸電流値Ｉｄとその目標値Ｉｄｒの差分であるｄ軸偏差を生成する第１減算器と、
   前記ｑ軸電流値Ｉｑとその目標値Ｉｑｒの差分であるｑ軸偏差を生成する第２減算器と、
   前記ｄ軸偏差を比例・積分演算する第１比例積分回路と、
   前記ｑ軸偏差を比例・積分演算する第２比例積分回路と、
   前記ｑ軸電流値ＩｑにωＬを乗算する第１乗算器と、
   前記第１比例積分回路の出力と前記第１乗算器の出力を加算することにより前記ｄ軸電圧指令値Ｖｄを生成する第１加算器と、
   前記ｄ軸電流値Ｉｄに−ωＬを乗算する第２乗算器と、
   前記第２比例積分回路の出力と前記第２乗算器の出力を加算することにより前記ｑ軸電圧指令値Ｖｑを生成する第２加算器と、
   を含むことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のコントローラ。
5. 前記位相補償部は、前記第２加算器の出力に位相補償量Ｖｃを重畳することを特徴とする請求項４に記載のコントローラ。
6. 前記位相補償部は、前記第２比例積分回路の出力に前記位相補償量Ｖｃを重畳することを特徴とする請求項４に記載のコントローラ。
7. その３相交流端子が３相負荷に接続され、そのＰ極、Ｎ極電源ラインに直流電圧が印加されるコンバータと、
   前記コンバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成する電流検出部と、
   前記電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス変調された制御信号を生成する請求項１から６のいずれかに記載のコントローラと、
   前記コントローラからの前記制御信号にもとづき、前記コンバータを駆動するゲート駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
8. その３相交流端子が３相交流電源に接続されたコンバータと、
   前記コンバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成する電流検出部と、
   前記電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにもとづき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のパルス変調された制御信号を生成する請求項１から６のいずれかに記載のコントローラと、
   前記コントローラからの前記制御信号にもとづき、前記コンバータを駆動するゲート駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。

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