JP2017192196A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ母線電流が有する振幅スペクトルの特定周波数がコンバータのＬＣ共振周波数と一致し共振することによる電圧変動を抑制する交流電動機の制御装置を提供する。【解決手段】インバータ制御部の電圧波形特定部は、電圧指令演算部（電流／トルクフィードバック制御部）が演算した電圧ベクトルに基づき、インバータを操作する電圧波形を特定する。振幅スペクトル抽出部７１は、インバータの母線電流Ｉｍを取得し、コンバータのＬＣ共振周波数に相当する特定周波数の振幅スペクトルを抽出する。コンバータ制御部４０の昇圧／非昇圧状態判定部４２は、次回の制御でコンバータに要求される状態が昇圧状態又は非昇圧状態のいずれであるかを判定する。電圧指令値変更部４３は、電圧波形に相関する特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上であり、且つ、非昇圧状態であるとき、コンバータを昇圧状態とするように電圧指令基準値Ｖｓｙｓ*を変更する。【選択図】図６

Description

本発明は、電源電圧を昇圧可能なコンバータを備えた交流電動機の制御装置に関する。

従来、リアクトルのエネルギーにより電源電圧を昇圧しコンデンサに充電するコンバータを備えた交流電動機の制御装置において、交流電動機の目標動作点がコンバータのＬＣ共振領域に含まれるとき、インバータの制御を切り替える技術が知られている。
例えば、特許文献１に開示された駆動装置では、交流電動機の目標動作点がコンバータのＬＣ共振領域に含まれるとき、矩形波制御方式を禁止し、インバータを正弦波制御方式で制御する。これにより、矩形波電圧に含まれる電気６次成分がＬＣ共振周波数と一致し電圧変動が発生することを防止する。

特許第５７６０９３４号公報

従来技術で問題としている電圧変動は、インバータ母線電流が有する振幅スペクトルの特定周波数がコンバータのＬＣ共振周波数と一致し共振することにより発生する。特許文献１の技術では、コンバータのＬＣ共振領域において常に正弦波制御方式を用いるため、システム損失が増加するおそれがある。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、システム損失を低減しつつ、インバータ母線電流が有する振幅スペクトルの特定周波数がコンバータのＬＣ共振周波数と一致し共振することによる電圧変動を抑制する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明による電力変換器制御装置は、コンバータ（２０）と、インバータ（３０）と、コンバータ制御部（４０）と、インバータ制御部（５０）と、振幅スペクトル抽出部（７１）とを備える。
コンバータは、直流電源（１１）から供給される電源電圧（Ｖｂ）を、高電位側及び低電位側のスイッチング素子（２３、２４）の動作により、所望のシステム電圧（Ｖｓｙｓ）に昇圧可能である。
インバータは、コンバータから出力されたシステム電圧の直流電力を複数のスイッチング素子（３１−３６）の動作により交流電力に変換し交流電動機（８０）に供給する。

コンバータ制御部は、システム電圧についての電圧指令値を演算し、コンバータの動作を制御する。
インバータ制御部は、インバータに指令する電圧ベクトルを演算する電圧指令演算部（５４０、５８０）、及び、電圧ベクトルに基づきインバータを操作する電圧波形を特定する電圧波形特定部（６３）を有する。
振幅スペクトル抽出部は、インバータの母線電流（Ｉｍ）を取得し、当該母線電流が流れるコンバータのＬＣ共振周波数に相当する特定周波数の振幅スペクトルを抽出する。

コンバータ制御部は、電圧指令基準値算出部（４１）と、昇圧／非昇圧状態判定部（４２）と、電圧指令値変更部（４３）とを備える。
電圧指令基準値算出部は、交流電動機のトルク及び回転数に基づいて電圧指令値の基準値である電圧指令基準値（Ｖｓｙｓ^*）を算出する。

昇圧／非昇圧状態判定部は、次回の制御で前記コンバータに要求される状態が、「電源電圧を昇圧して出力する昇圧状態」、又は、「電源電圧を昇圧せず出力する非昇圧状態」のいずれであるかを判定する。「昇圧状態」とは、例えば、「高電位側スイッチング素子のオン状態とオフ状態とが継続的に交替している状態」であるというように定義される。

電圧指令値変更部は、電圧波形に相関する特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上であり、且つ、昇圧／非昇圧状態判定部による判定結果が非昇圧状態であるとき、コンバータを昇圧状態とするように電圧指令基準値を変更する。
好ましくは、電圧指令値変更部は、非昇圧状態から昇圧状態に移行するとき、電圧指令基準値を少なくとも電源電圧値より大きい値に変更する。

例えば、リアクトル電流の検出値に基づいて電圧を制御する電流モード制御方式では、昇圧時には、リアクトル電流の変化に伴い急変したコンバータの出力電圧を指令電圧に速やかに一致させるように制御することができる。すなわち、コンバータを昇圧状態とすることで、電圧変動を抑制することができる。
本発明はこの点に着目し、特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上であり、且つ、非昇圧状態であるとき、コンバータを昇圧状態とするように電圧指令基準値を変更する。これにより、本発明では、ＬＣ共振領域において常に正弦波制御方式を用いる従来技術のようにシステム損失を低下させることなく、電圧変動を適切に抑制することができる。

各実施形態の交流電動機の制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 ＬＣ共振領域における電圧変動を示す図。 各実施形態のインバータ制御部の制御ブロック図。 各実施形態の変調器の制御ブロック図。 （ａ）相電圧の波形例を示す図、（ｂ）相電圧をモータに印加したときのインバータ母線電流のスペクトル図。 各実施形態のコンバータ制御部の制御ブロック図。 電圧指令値変更部による電圧指令基準値の変更例（第１実施形態）を説明する図。 デッドタイムの付加を説明する図。 昇圧／非昇圧状態判定の例（第２、第３実施形態）を説明する図。 振幅スペクトルの算出方法の例を説明する図。 振幅スペクトルの判定閾値の設定例を説明する図。 各実施形態による昇圧状態移行処理のフローチャート。

以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。なお、第２、第３実施形態は、図９に示す昇圧／非昇圧状態の判定に係る構成以外の基本構成について第１実施形態と同一である。以下の各実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。各実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

［システム構成］
まず、各実施形態のＭＧ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。
ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池である「電源」としてのバッテリ１１の電圧をコンバータ２０で所望のシステム電圧Ｖｓｙｓに昇圧し、昇圧された直流電力をインバータ３０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。

ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にコンバータ２０、インバータ３０、コンバータ制御部４０及びインバータ制御部５０を含む。コンバータ制御部４０とインバータ制御部５０とを合わせて、電力変換器制御部４００と記す。なお、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ＭＧ８０の電気角θｅは、例えばレゾルバ等の回転角センサ８５により検出される。

以下の説明では、ＭＧ８０の力行動作時におけるコンバータ２０の昇圧動作について言及する。
コンバータ２０は、フィルタコンデンサ２１、リアクトル２２、高電位側スイッチング素子２３及び低電位側スイッチング素子２４等を備える。
フィルタコンデンサ２１は、コンバータ２０の入力部に設けられ、バッテリ１１からの電源ノイズを除去する。リアクトル２２は、一端がバッテリ１１に接続され、他端が高電位側スイッチング素子２３と低電位側スイッチング素子２４との接続点に接続される。リアクトル２２は、電流の変化に伴って誘起電圧が発生し、電気エネルギーが蓄積される。

高電位側スイッチング素子２３及び低電位側スイッチング素子２４は、インバータ３０の母線とバッテリ１１の低電位電極との間に直列に接続されている。高電位側スイッチング素子２３及び低電位側スイッチング素子２４は、コンバータ制御部４０から指令されるゲート信号ＣＵ、ＣＬにより相補的にオンオフする。

高電位側スイッチング素子２３がオフで低電位側スイッチング素子２４がオンのとき、リアクトル２２にリアクトル電流ＩＬが流れることにより、エネルギーが蓄積される。
高電位側スイッチング素子２３がオンで低電位側スイッチング素子２４がオフのとき、リアクトル２２に蓄積されたエネルギーが放出されることにより、バッテリ電圧Ｖｂが昇圧されたシステム電圧Ｖｓｙｓが平滑コンデンサ２５に充電される。
電圧センサ２７はバッテリ電圧Ｖｂを検出する。電流センサ２８はリアクトル電流ＩＬを検出する。

インバータ３０は、上下アームの６つのスイッチング素子３１−３６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子３１、３２、３３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子３４、３５、３６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子３１−３６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ３０は、インバータ制御部５０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１−３６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部５０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ２５は、インバータ３０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。
電圧センサ３７はシステム電圧Ｖｓｙｓを検出する。電流センサ３８はインバータ３０の母線電流Ｉｍを検出する。なお、他の実施形態では、電流センサ３８を備えず、後述する他の方法等により母線電流Ｉｍを算出してもよい。

コンバータ制御部４０及びインバータ制御部５０を含む電力変換器制御部４００は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

コンバータ制御部４０は、電圧センサ２７が検出したバッテリ電圧Ｖｂ、電流センサ２８が検出したリアクトル電流ＩＬ、インバータ３０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓ等の情報を取得する。そして、コンバータ制御部４０は、ＭＧ８０のトルク指令Ｔｒｑ^*及び回転数ωに基づいて、システム電圧Ｖｓｙｓについての電圧指令値を算出する。
コンバータ制御部４０による昇圧制御の詳細については後述する。

インバータ制御部５０は、各センサが検出したシステム電圧Ｖｓｙｓ、母線電流Ｉｍ、二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅを取得する。また、インバータ制御部５０は、微分器８６により電気角θｅが時間微分された電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］を取得する。電気角速度ωは、比例定数を乗じることにより回転数Ｎ［ｒｐｍ］に換算されるため、本明細書では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して「回転数ω」という。なお、インバータ制御部５０の内部に微分器８６を有してもよい。

さらにインバータ制御部５０は、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力される。
インバータ制御部５０は、これらの情報に基づいて、インバータ３０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ３０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子３１−３６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。

このような構成のＭＧ制御装置１０において、コンバータ２０のリアクトル２２と平滑コンデンサ２５とにより構成されるＬＣ共振回路では、式（１．１）で表される共振周波数ｆｒのＬＣ共振が発生する。
ｆｒ＝ｄ／｛２π√（ＬＣ）｝ ・・・（１．１）
ただし、
Ｌ ：ＬＣ共振回路のインダクタンス
Ｃ ：ＬＣ共振回路の容量
ｄ ：昇圧ｄｕｔｙ比

また、インバータ３０が出力する電圧波形が矩形波の場合等には、インバータ３０の母線電流Ｉｍの振幅スペクトルに電気６次成分等の高次成分が重畳する。この電気６次成分の周波数ｆｈは、式（１．２）で表される。
ｆｈ＝ｐＮ／６０ ・・・（１．２）
ただし、
ｐ ：ＭＧの極対数
Ｎ ：ＭＧの回転数［ｒｐｍ］

式（１．１）、（１．２）より、電気６次周波数ｆｈがＬＣ共振周波数ｆｒに一致する回転数Ｎは、式（１．３）で求められる。
Ｎ＝ｄ×６０／｛２πｐ√（ＬＣ）｝ ・・・（１．３）
そのため、図２に示すように、時間に連れてＭＧ８０の回転数Ｎが上昇するとき、回転数ＮがＬＣ共振領域に一致する期間にシステム電圧Ｖｓｙｓの電圧変動が発生する。
本実施形態は、このような電圧変動を抑制するための電力変換器制御部４００の構成を特徴とする。以下、コンバータ制御部４０及びインバータ制御部５０の構成について詳しく説明する。

［インバータ制御部の構成、作用］
先にインバータ制御部５０の構成及び作用について、図３〜図５を参照して説明する。
図３に示すように、インバータ制御部５０は、ｄｑ変換部５１、トルク推定部５２、トルク減算器５３、制御器５４、電流指令演算部５５、電流減算器５６、制御器５７、制御器５８、電圧振幅／位相演算部５９、変調器６０、ゲート信号生成部７９等を含む。このうち、制御器５７と、制御器５８及び電圧振幅／位相演算部５９とは、フィードバック制御部（図中「ＦＢ制御部」）の構成に応じて選択的に設けられてもよい。
ここで、トルクフィードバック制御部５４０及び電流フィードバック制御部５８０は、インバータ３０に指令する電圧ベクトルを演算する「電圧指令演算部」として機能する。以下の説明における「電圧ベクトル」は、基本的に「電圧指令ベクトル」を意味する。

ｄｑ変換部５１は、電気角θｅに基づき、電流センサ８７、８８から取得した相電流をｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、電流減算器５６にフィードバックする。
トルク推定部５２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、ＭＧ８０のモータ定数に基づき、式（２）を用いてトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。なお、ＭＧ８０にトルクセンサを備えたシステムでは、トルク推定部５２を設けず、トルク検出値を取得してもよい。
Ｔｒｑ＿ｅｓｔ＝ｐ×｛Ｉｑ×ψ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝ ・・・（２）
ただし、
ｐ ：ＭＧの極対数
ψ ：逆起電圧定数
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス

トルクフィードバック制御部５４０は、トルク減算器５３及び制御器５４を含む。
トルク減算器５３は、トルク指令Ｔｒｑ^*とトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。制御器５４は、トルク偏差ΔＴｒｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧位相φを演算し、変調器６０に出力する。こうして、トルクフィードバック制御部５４０は、ＭＧ８０のトルクをフィードバック制御するための操作量として、電圧ベクトルの位相φを演算する。

電流指令演算部５５は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づき、例えば電流当たり最大トルクが得られるように、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。
インバータ制御部５０がトルクフィードバック制御部５４０を備える構成では、電流フィードバック制御部５８０は、電流減算器５６及び制御器５７を含む。

電流減算器５６は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、ｄｑ変換部５１からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。制御器５７は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧振幅Ｖｒを演算し、変調器６０に出力する。こうして、電流フィードバック制御部５８０は、ＭＧ８０に流れる電流をフィードバック制御するための操作量として、電圧ベクトルの振幅Ｖｒを演算する。

したがって、トルクフィードバック制御部５４０及び電流フィードバック制御部５８０が協働して「電圧指令演算部」を構成する場合、トルクフィードバック制御部５４０の制御器５４が演算した電圧位相φ、及び、電流フィードバック制御部５８０の制御器５７が演算した電圧振幅Ｖｒが変調器６０に出力される。

また、インバータ制御部５０は、トルクフィードバック制御部５４０を備えず、電流フィードバック制御部５８０のみが「電圧指令演算部」を構成してもよい。この構成では、電流フィードバック制御部５８０は、電流減算器５６、制御器５８、及び電圧振幅／位相演算部５９を含む。
制御器５８は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。電圧振幅／位相演算部５９は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φに変換し、変調器６０に出力する。なお、図３では電圧位相φをｄ軸基準で示しているが、ｑ軸基準で電圧位相を定義してもよい。

変調器６０は、電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φに加え、システム電圧Ｖｓｙｓ、電気角θｅ、回転数ω等の情報が入力される。変調器６０は、これらの情報に基づき、インバータ３０を操作するパルス電圧の出力波形としてパルスパターン又はＰＷＭ信号を出力する。
図４に示すように、変調器６０は、変調率算出部６１、方式切替部６２、電圧波形特定部６３を有する。電圧波形特定部６３には、パルスパターン設定部６４、記憶部６５、ＰＷＭ信号生成部６６が含まれる。

変調率算出部６１は、電流フィードバック制御部５８０が出力した電圧振幅Ｖｒ、及びシステム電圧Ｖｓｙｓに基づいて、式（３）により変調率ｍを算出する。
ｍ＝２√（２／３）×（Ｖｒ／Ｖｓｙｓ） ・・・（３）
方式切替部６２は、変調率ｍ等に基づいて、電圧波形特定部６３による電圧波形の特定方式を切り替える。

ここで、電圧波形の例について、図５（ａ）を参照する。
パルスパターンは、記憶部６５に予め記憶された複数の電圧波形から、変調率ｍ、回転数ω等に応じて、パルスパターン設定部６４で選択される電圧波形である。
本明細書では、パルスパターンに、電気１周期に１パルスの矩形波を出力するパターンを含む。矩形波の変調率ｍは１．２７で固定されるため、矩形波制御では電圧振幅Ｖｒは一定であり、電圧位相φのみが操作される。三相交流モータを矩形波制御すると、相電圧及び相電流に含まれる電気周期６次、及び６の倍数の次数成分の割合が大きくなる。

矩形波以外のパルスパターンは、変調率ｍ、回転数ω等に応じて、電気１周期のパルス数、各パルスの位置及び幅により規定される。
ＰＷＭ信号は、ＰＷＭ信号生成部６６において、電流フィードバック制御部５８０の出力に基づいて算出される相電圧と搬送波との比較により生成される。なお、詳しくは、相電圧が換算されたｄｕｔｙと搬送波とが比較される。
電圧波形特定部６３は、パルスパターン設定部６４又はＰＷＭ信号生成部６６の少なくとも一方を有する。

方式切替部６２は、変調率が１．２７未満のとき、電圧波形の特定方式として、ＰＷＭ信号、又は、矩形波以外のパルスパターンを選択する。ＰＷＭ信号の場合、変調率が０〜１．１５の範囲では正弦波ＰＷＭが用いられ、変調率が１．１５〜１．２７の範囲では過変調ＰＷＭが用いられる。
また、方式切替部６２は、変調率が１．２７のとき矩形波を選択する。これに応じて、インバータ制御部５０は、電圧波形特定部６３により特定する電圧波形が矩形波となったとき、電流フィードバック制御部５８０による制御を停止し、トルクフィードバック制御部５４０により電圧ベクトルを演算する。

こうして、電圧波形特定部６３が特定したパルスパターン又はＰＷＭ信号の電圧波形がゲート信号生成部７９に出力される。ゲート信号生成部７９は、変調器６０が出力した電圧波形に基づいて、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ３０のスイッチング素子３１−３６に出力する。

［コンバータ制御部の構成、作用］
次に、コンバータ制御部４０の構成及び作用について、図６〜図１２を参照して説明する。
図６に示すように、コンバータ制御部４０は、電圧指令基準値算出部４１、昇圧／非昇圧状態判定部４２、電圧指令値変更部４３、昇圧制御部４４等を含む。

電圧指令基準値算出部４１は、ＭＧ８０のトルク指令Ｔｒｑ^*及び回転数ω（又はＮ）に基づいてシステム要求電圧である電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を算出する。
昇圧／非昇圧状態判定部４２は、基本例である第１実施形態では、電源電圧Ｖｂ及び電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を取得する。その他、昇圧／非昇圧状態判定の構成に応じて、システム電圧Ｖｓｙｓの検出値や、インバータ制御部５０の変調器６０が特定した電圧波形や変調率ｍの情報を取得する。

昇圧／非昇圧状態判定部４２は、これらの情報に基づき、次回の制御で要求されるコンバータ２０の状態が昇圧状態であるか非昇圧状態であるかを判定する。昇圧／非昇圧状態判定構成についての詳細は後述する。
ここで本実施形態では、コンバータ２０の「昇圧状態」とは、例えば図８に参照されるような「高電位側スイッチング素子２３のオン状態とオフ状態とが継続的に交替している状態」と定義する。これに対し、「非昇圧状態」は、「高電位側スイッチング素子２３がオン状態を継続している状態」と定義される。

電圧指令値変更部４３は、昇圧／非昇圧状態判定部４２による判定結果、及び、振幅スペクトル抽出部７１からの特定周波数の振幅スペクトルの情報に基づき、所定の条件が成立したとき、電圧指令基準値算出部４１が演算した電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を変更し、変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**を昇圧制御部４４に出力する。ここで、特定周波数とは、母線電流Ｉｍが流れる回路のＬＣ共振周波数に相当する周波数である。
さらに、図６に破線で示すように、電圧指令値変更部４３は、インバータ制御部５０の変調器６０が特定した電圧波形や変調率ｍの情報を取得してもよい。

詳しくは、電圧指令値変更部４３は、振幅スペクトル抽出部７１からの情報により母線電流Ｉｍの特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上であり、且つ、昇圧／非昇圧状態判定部４２による判定結果が非昇圧状態であるとき、昇圧状態とする処理を行う。
一方、所定の条件が成立しないとき、電圧指令値変更部４３は、入力された電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*をそのまま変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**として出力する。
特に三相交流モータであるＭＧ８０を矩形波制御する場合、電圧指令値変更部４３は、母線電流Ｉｍの電気６次等の周波数がＬＣ共振周波数と一致するＭＧ８０の回転数ωでコンバータ２０を昇圧状態とするように電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を変更する。

「昇圧状態とする」とは、現在が非昇圧状態の場合は、次回の制御で昇圧状態に移行することを意味する。また、現在が昇圧状態の場合は、次回の制御で非昇圧状態に移行することを禁止し昇圧状態を維持することを意味する。この両方の場合を含めて、「昇圧状態とする処理」を「昇圧状態移行処理」という。
一方、「非昇圧状態に移行する」とは、現在の昇圧状態から、次回の制御で非昇圧状態に移行する場合と、現在の非昇圧状態を維持する場合の両方を含むものとする。

昇圧制御部４４は、変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**、電源電圧Ｖｂ、及び、電圧センサ３７が検出したシステム電圧Ｖｓｙｓを取得する。さらに、本実施形態の昇圧制御部４４は、電流センサ２７が検出したリアクトル電流ＩＬを取得する。なお、電圧指令値変更部４３による指令値変更を要しない場合、変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**として、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*がそのまま取得される。
昇圧制御部４４は、これらの情報に基づいて、高電位側スイッチング素子２３及び低電位側スイッチング素子２４を駆動するゲート信号ＣＵ、ＣＬを生成する。このとき、昇圧制御部４４は、高電位側スイッチング素子２３及び低電位側スイッチング素子２４が同時にオフするデッドタイムＤＴを設定する。デッドタイムＤＴの情報は、電圧指令値変更部４３に通知される。

変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**がバッテリ電圧Ｖｂよりも高い場合、バッテリ電圧Ｖｂの昇圧が要求される昇圧状態となる。このとき、コンバータ制御部４０は、バッテリ電圧Ｖｂを変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**にまで昇圧させるようにゲート信号ＣＵ、ＣＬを生成し、高電位側スイッチング素子２３及び低電位側スイッチング素子２４を交互にオン動作させる。
一方、変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**がバッテリ電圧Ｖｂ以下の場合、昇圧が要求されない非昇圧状態となる。このとき、コンバータ制御部４０は、バッテリ電圧Ｖｂを昇圧せずインバータ３０に出力する。非昇圧状態では、高電位側スイッチング素子２３がオンで低電位側スイッチング素子２４がオフの状態が継続する。

ここで、コンバータ２０の昇圧制御に関し、例えば特開２０１４−１５８３２８号公報には、リアクトル電流ＩＬの検出値に基づいて昇圧電圧を制御する電流モード制御の技術が開示されている。本実施形態の昇圧制御部４４は、電流モード制御方式を採用することにより、昇圧時、インバータ３０に出力するシステム電圧Ｖｓｙｓを安定化させ、電圧変動を抑制することができる。
本実施形態では、この点に着目し、インバータ３０の母線電流Ｉｍが有する振幅スペクトルの特定周波数がＬＣ共振周波数と一致し、特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上であるとき、コンバータ２０を昇圧状態とするように制御する。これにより、電圧変動を適切に抑制することができる。以上がコンバータ制御部４０の構成の概要である。

続いて、コンバータ制御部４０の各部の詳細について補足する。まず、第１実施形態として、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*の変更に関する基本的な実施例を図７に示す。
時刻ｔｏ以前の非昇圧状態では、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*は電源電圧Ｖｂに等しい。そして、時刻ｔｏに、非昇圧状態から昇圧状態に移行する必要があると判断すると、電圧指令値変更部４３は、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を少なくとも電源電圧Ｖｂより大きい値の変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**に変更する。「非昇圧状態から昇圧状態に移行する」ということは、「非昇圧状態の維持を禁止する」と言い換えてもよい。
電源電圧Ｖｂに対する変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**の最小増加分ΔＶｍｉｎは、制御の応答特性や制御誤差等に応じて適宜設定してよい。例えば、次に説明するデッドタイムＤＴに基づいて最小増加分ΔＶｍｉｎを設定してもよい。

電圧指令基準値算出部４１又は電圧指令値変更部４３が非昇圧状態を禁止するための具体的手段として、以下の考え方が挙げられる。ここでは、電圧指令値変更部４３が変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**を設定する場合に限らず、電圧指令基準値算出部４１が最初から好ましい電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を設定する場合を含めて記載する。
［１］上述通り、電圧指令値（Ｖｓｙｓ^*又はＶｓｙｓ^**）を電源電圧Ｖｂより大きい値に変更する。

［２］電圧指令値（Ｖｓｙｓ^*又はＶｓｙｓ^**）を、少なくとも「デッドタイムＤＴによる電圧低下分を補償するように昇圧する電圧指令値」以上に設定する。例えば、ＬＣ共振領域での電圧指令値の設定において、「デッドタイム補償分を昇圧する電圧指令値」と、「システム損失低減から要求される電圧指令値」との大きい方の値を選択する。

ここで、図８に示すように、デッドタイムＤＴは、スイッチング周期Ｔｓｗ中の高電位側スイッチング素子２３（図中「上アーム」）のオン期間ＴＵと低電位側スイッチング素子２４（図中「下アーム」）のオン期間ＴＬとの間に設定される。上アーム指令値の立ち下がりから下アーム指令値の立ち下がりまでと、下アーム指令値の立ち下がりから上アーム指令値の立ち上がりまでのデッドタイムＤＴが等しい場合、デッドタイム比率Ｒ_DTは、式（４）で算出される。
Ｒ_DT＝２ＤＴ／Ｔｓｗ ・・・（４）
そこで、電圧指令値変更部４３は、少なくともデッドタイムＤＴによる電圧低下補償分を昇圧するように、電圧指令値を設定することが好ましい。

［３］電圧指令値（Ｖｓｙｓ^*又はＶｓｙｓ^**）を、少なくとも「非昇圧状態に移行しない最低の電圧値」以上に設定する。この考え方は、非昇圧状態への移行を電圧で判断するシステムでの適用を想定する。例えば、ＬＣ共振領域での電圧指令値の設定において、「非昇圧状態に移行しない最低の電圧値」と、「システム損失低減から要求される電圧指令値」との大きい方の値を選択する。
なお、［２］又は［３］における「システム損失低減から要求される電圧指令値」は、例えば特許第５６１８９４８号公報に開示された、矩形波制御での電流指令ベクトルを最適電流進角ラインに追従させる技術に基づいて設定可能である。

次に、昇圧／非昇圧状態判定部４２による昇圧／非昇圧状態判定について、図７に示したように、電源電圧Ｖｂと電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*との比較により昇圧／非昇圧状態を判定する構成を第１実施形態とする。また、それ以外の方法で昇圧／非昇圧状態を判定する構成を第２、第３実施形態として、図９を参照して説明する。
図６において昇圧／非昇圧状態判定部４２が取得する情報として、一点鎖線で示すシステム電圧Ｖｓｙｓは、第２実施形態で用いられる。

図９（ａ）に示す第２実施形態では、システム電圧Ｖｓｙｓについての閾値Ｖｓｙｓ＿ｔｈが設定される。昇圧／非昇圧状態判定部４２は、電圧センサ３７が検出したシステム電圧Ｖｓｙｓの検出値を取得する。図９（ａ）において、時刻ｔｘ以前は、システム電圧Ｖｓｙｓが閾値Ｖｓｙｓ＿ｔｈより大きい昇圧状態である。その後、時刻ｔｘにシステム電圧Ｖｓｙｓが閾値Ｖｓｙｓ＿ｔｈを下回ると、昇圧／非昇圧状態判定部４２は、昇圧状態から非昇圧状態への移行要求が生じたと判定し、電圧指令値変更部４３に通知する。
このとき、特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上である場合、電圧指令値変更部４３は、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*をシステム電圧閾値Ｖｓｙｓ＿ｔｈより大きい値に変更する。

図９（ｂ）に示す第３実施形態では、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*についての閾値Ｖｓｙｓ^*＿ｔｈが設定される。昇圧／非昇圧状態判定部４２は、電圧指令基準値算出部４１が算出した電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を取得する。図９（ｂ）において、時刻ｔｘ以前は、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*が閾値Ｖｓｙｓ^*＿ｔｈより大きい昇圧状態である。その後、時刻ｔｘに電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*が閾値Ｖｓｙｓ^*＿ｔｈを下回ると、昇圧／非昇圧状態判定部４２は、昇圧状態から非昇圧状態への移行要求が生じたと判定し、電圧指令値変更部４３に通知する。
このとき、特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上である場合、電圧指令値変更部４３は、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を基準値閾値Ｖｓｙｓ^*＿ｔｈより大きい値に変更する。

加えて、第２、第３実施形態におけるシステム電圧閾値Ｖｓｙｓ＿ｔｈや基準値閾値Ｖｓｙｓ^*＿ｔｈは、上述の「デッドタイム補償分を昇圧する電圧指令値」の最小値以上の値に設定されるようにすることが好ましい。これにより、デッドタイムを要因として実際に非昇圧状態となることを防止することができる。

次に振幅スペクトル抽出部７１は、インバータ３０の母線電流Ｉｍを取得し、母線電流Ｉｍの特定周波数の振幅スペクトルを、高速フーリエ変換（図中「ＦＦＴ」）やマップ等により抽出する。
上述の通り、インバータ３０の母線電流Ｉｍが有する振幅スペクトルの分布は、電圧波形特定部６３が特定する出力電圧波形によって異なる。図５（ｂ）を参照すると、例えばトルクフィードバック制御により矩形波を出力する場合、矩形波以外のパルスパターンやＰＷＭ信号を出力する場合に比べ、電気周期６次等の振幅スペクトルが大きくなる。

この場合、回転数ωにより換算した電気周期６次等の周波数を「特定周波数」とすると、コンバータ２０のＬＣ共振周波数に特定周波数が一致したとき、共振による電圧変動が増大するおそれがある。

ここで、母線電流Ｉｍの振幅スペクトルは、以下の方法等により算出可能である。
［１］母線電流Ｉｍを逐次、高速フーリエ変換することにより算出する。母線電流Ｉｍは電流センサ３８で検出する以外に、相電流検出値又は指令値と相電圧との積をインバータ電圧で除することにより算出してもよい。
［２］図１０に示すように、予めスペクトル解析した母線電流Ｉｍの振幅スペクトルを力率、変調率毎に記憶しておき、電圧波形、力率、変調率ｍ、回転数ω、搬送波周波数に応じて適当なスペクトルを選択し、相電流振幅で振幅を補正する。

また、特定周波数の振幅スペクトルについての判定閾値は、次のように設定することが好ましい。
［１］システム電圧Ｖｓｙｓの変動が所定の制限値以下に抑制されるように設定する。
例えば図１１に示すように、耐圧上限値Ｖｒｅｓと最大システム電圧Ｖｓｙｓとの差分から、スイッチング素子３１−３６のスイッチング動作に伴う電圧サージ量、及び、電圧センサ３７の検出誤差を差し引いた値を、電圧変動制限値とする。
［２］矩形波の電気６次成分の振幅スペクトルを基準値として、例えば、基準値自体、又は基準値の５０％相当値等を判定閾値としてもよい。

次に、昇圧状態移行処理のフローチャートを図１２に示す。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。また、フローチャートの各ステップの制御主体は、コンバータ制御部４０又はインバータ制御部５０である。
Ｓ１では、電流フィードバック制御部５８０で電圧振幅Ｖｒを演算し、トルクフィードバック制御部５４０で電圧位相φを演算することにより電圧ベクトルを演算する。

Ｓ２では、回転数ωを取得する。
Ｓ３では、電圧波形特定部６３でインバータの出力電圧波形を特定する。
Ｓ４では、振幅スペクトル抽出部７１は、インバータ母線電流Ｉｍを取得する。

Ｓ５では、振幅スペクトル抽出部７１が抽出した特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上であるか判断する。Ｓ５にてＮＯの場合、Ｓ８に移行する。
Ｓ５でＹＥＳの場合、Ｓ６では、システム要求に基づく電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*が電源電圧Ｖｂ以下であるか判断する。電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*が電源電圧Ｖｂ以下であり、Ｓ６にてＹＥＳの場合、現在の非昇圧状態を維持する要求、又は、現在の昇圧状態から非昇圧状態への移行要求があると判断される。この場合、Ｓ７に移行する。
一方、電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*が電源電圧Ｖｂを超えており、Ｓ６にてＮＯの場合、現在の昇圧状態を維持する要求、又は、現在の非昇圧状態から昇圧状態への移行要求があると判断される。この場合、Ｓ８に移行する。

Ｓ７では、昇圧制御により、ＬＣ共振による電圧変動を抑制するため、変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**を電源電圧Ｖｂより大きい値で再設定し、コンバータ２０を昇圧状態とする。
一方、Ｓ８では、ＬＣ共振による電圧変動を抑制する必要性が低いため、システム要求に基づく電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を、そのまま変更後電圧指令値Ｖｓｙｓ^**として出力する。
以上で、昇圧状態移行処理のルーチンを終了する。

以上のように、本実施形態のＭＧ制御装置１０は、ＬＣ共振周波数に相当する母線電流Ｉｍの特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上であり、且つ、非昇圧状態であるとき、コンバータ２０を昇圧状態とするように電圧指令基準値Ｖｓｙｓ^*を変更する。
これにより、本実施形態のＭＧ制御装置１０は、ＬＣ共振領域において常に正弦波制御方式を用いる従来技術のようにシステム損失を低下させることなく、システム電圧Ｖｓｙｓの電圧変動を適切に抑制することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、コンバータ制御部４０の昇圧制御部４４は、電流センサ２８が検出したリアクトル電流ＩＬに基づく電流モード制御方式によりシステム電圧Ｖｓｙｓを安定化させている。他の実施形態では、昇圧制御部４４は、電流モード制御以外の方式でシステム電圧Ｖｓｙｓを安定させるようにしてもよい。いずれの昇圧制御方式にせよ、昇圧状態にすることで、インバータ出力電圧波形の電気６次等の周波数とＬＣ共振周波数とが一致する場合でも電圧変動を抑制可能であれば、本発明に適用可能である。

（ｂ）上記実施形態では、「高電位側スイッチング素子２３のオン状態とオフ状態とが継続的に交替している状態」を「昇圧状態」と定義している。この他、リアクトル電流ＩＬの増加、減少の状態等に基づいて、昇圧状態を定義してもよい。

（ｃ）三相交流モータの制御装置を想定した上記実施形態では、ＬＣ共振周波数と一致したとき電圧変動に与える影響が大きいと考えられる次数成分として、特に電気６次成分や１２次、１８次等の成分に注目している。中でも矩形波制御では、母線電流Ｉｍの振幅スペクトルに電気６次等の成分が大きく現れるため、本発明による昇圧状態移行処理が有効である。

ただし、矩形波以外のパルスパターンでも、電気６次等の成分の割合が大きいものがある。そこで、例えばパルスパターンとモータ電流振幅、力率のマップ等を用いて、パルスパターンの電圧波形とモータ電流とから母線電流Ｉｍの電気６次等の振幅を算出し、電気６次等の振幅が所定値以上であることを指標として、処理対象とする電圧波形を選択してもよい。

（ｄ）また、本発明が適用されるシステムにおいて駆動される多相交流モータの相の数は、四相以上であってもよい。また、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。このような電動機の特性等に応じて、母線電流Ｉｍの振幅スペクトルに大きく現れる次数成分は、随時異なる。

（ｅ）インバータ制御部は、フィードバック制御に限らず、フィードフォワード制御により電圧ベクトルを演算してもよい。
（ｆ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、一般機械用等、どのような用途の交流電動機の駆動システムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、 １１・・・バッテリ（電源）、
２０・・・コンバータ、
２３・・・高電位側スイッチング素子、 ２４・・・低電位側スイッチング素子、
３０・・・インバータ、 ３１−３６・・・スイッチング素子、
４０・・・コンバータ制御部、 ４１・・・電圧指令基準値算出部、
４２・・・昇圧／非昇圧状態判定部、 ４３・・・電圧指令値変更部、
５０・・・インバータ制御部、
５４０・・・トルクフィードバック制御部（電圧指令演算部）、
５８０・・・電流フィードバック制御部（電圧指令演算部）、
６３・・・電圧波形特定部、
６４・・・パルスパターン設定部、 ６６・・・ＰＷＭ信号生成部、
７１・・・振幅スペクトル抽出部、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）。

Claims (10)

1. 直流電源（１１）から供給される電源電圧（Ｖｂ）を、高電位側スイッチング素子（２３）及び低電位側スイッチング素子（２４）の動作により、所望のシステム電圧（Ｖｓｙｓ）に昇圧可能なコンバータ（２０）と、
   前記コンバータから出力された前記システム電圧の直流電力を複数のスイッチング素子（３１−３６）の動作により交流電力に変換し交流電動機（８０）に供給するインバータ（３０）と、
   前記システム電圧についての電圧指令値を算出し、前記コンバータの動作を制御するコンバータ制御部（４０）と、
   前記インバータに指令する電圧ベクトルを演算する電圧指令演算部（５４０、５８０）、及び、前記電圧ベクトルに基づき前記インバータを操作する電圧波形を特定する電圧波形特定部（６３）を有するインバータ制御部（５０）と、
   前記インバータの母線電流（Ｉｍ）を取得し、当該母線電流が流れる前記コンバータのＬＣ共振周波数に相当する特定周波数の振幅スペクトルを抽出する振幅スペクトル抽出部（７１）と、
   を備え、
   前記コンバータ制御部は、
   前記交流電動機のトルク及び回転数に基づいて前記電圧指令値の基準値である電圧指令基準値（Ｖｓｙｓ^*）を算出する電圧指令基準値算出部（４１）と、
   次回の制御で前記コンバータに要求される状態が、前記電源電圧を昇圧して出力する昇圧状態、又は、前記電源電圧を昇圧せず出力する非昇圧状態のいずれであるかを判定する昇圧／非昇圧状態判定部（４２）と、
   前記電圧波形に相関する前記特定周波数の振幅スペクトルが判定閾値以上であり、且つ、前記昇圧／非昇圧状態判定部による判定結果が非昇圧状態であるとき、前記コンバータを昇圧状態とするように前記電圧指令基準値を変更する電圧指令値変更部（４３）と、
   を有する交流電動機の制御装置。
2. 前記電圧指令値変更部は、前記非昇圧状態から前記昇圧状態に移行するとき、前記電圧指令基準値を少なくとも前記電源電圧値より大きい値に変更する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記昇圧／非昇圧状態判定部は、前記システム電圧の検出値がシステム電圧閾値（Ｖｓｙｓ＿ｔｈ）を下回ったとき、前記昇圧状態から前記非昇圧状態への移行要求が生じたと判定し、
   前記電圧指令値変更部は、前記特定周波数の振幅スペクトルが前記判定閾値以上である場合、前記電圧指令基準値を前記システム電圧閾値より大きい値に変更する請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記昇圧／非昇圧状態判定部は、前記電圧指令基準値が基準値閾値（Ｖｓｙｓ^*＿ｔｈ）を下回ったとき、前記昇圧状態から前記非昇圧状態への移行要求が生じたと判定し、
   前記電圧指令値変更部は、前記特定周波数の振幅スペクトルが前記判定閾値以上である場合、前記電圧指令基準値を前記基準値閾値より大きい値に変更する請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記コンバータにおいて、前記高電位側スイッチング素子のオン期間と前記低電位側スイッチング素子のオン期間との間にデッドタイムが設定されており、
   前記電圧指令値変更部は、
   前記電圧指令基準値を、前記デッドタイムによる電圧低下分を補償するように昇圧する電圧指令値以上に変更する請求項１〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電圧指令演算部は、
   前記交流電動機を流れる電流をフィードバック制御するための操作量として前記電圧ベクトルを演算する電流フィードバック制御部（５８０）を含み、
   前記電圧波形特定部は、
   前記電流フィードバック制御部が出力した電圧振幅及びシステム電圧から算出される変調率と前記交流電動機の回転数とに基づいて、予め記憶された複数のパルスパターンからいずれかのパルスパターンを選択するパルスパターン設定部（６４）、又は、前記電流フィードバック制御部の出力に基づいて算出される相電圧と搬送波との比較によりＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部（６６）の少なくとも一方を有する請求項１〜５のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記電圧指令演算部は、
   前記交流電動機のトルクをフィードバック制御するための操作量として前記電圧ベクトルの位相を演算するトルクフィードバック制御部（５４０）をさらに含み、
   前記電圧波形特定部は、前記パルスパターン設定部（６４）を有し、
   前記トルクフィードバック制御部により電圧ベクトルを演算する場合、前記パルスパターン設定部は、電気１周期に１パルスの矩形波を出力するパターンを選択する請求項６に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記電圧波形特定部が特定する電圧波形が矩形波となったとき、
   前記電圧指令演算部は、前記電流フィードバック制御部による制御を停止し、前記トルクフィードバック制御部により前記電圧ベクトルを演算する請求項７に記載の交流電動機の制御装置。
9. 前記交流電動機は三相交流電動機であり、
   前記電圧波形特定部が特定する電圧波形が矩形波となったとき、
   前記電圧指令値変更部は、
   前記母線電流の電気６次周波数が前記ＬＣ共振周波数と一致する前記交流電動機の回転数で前記コンバータを昇圧状態とするように前記電圧指令基準値を変更する請求項８に記載の交流電動機の制御装置
10. 前記コンバータの前記昇圧状態とは、前記高電位側スイッチング素子のオン状態とオフ状態とが継続的に交替している状態である請求項１〜９のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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