WO2017119214A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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修市 田川
寛幸 安井
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株式会社村田製作所
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    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H02M1/385—Means for preventing simultaneous conduction of switches with means for correcting output voltage deviations introduced by the dead time

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that outputs an AC voltage converted from a DC voltage to a power system.
  • Patent Document 1 describes a PWM converter that compensates for an error voltage due to dead time by adding a compensation signal to a voltage command value.
  • a current phase is obtained from a power supply voltage phase detection value, and dead time compensation is performed in accordance with the current phase.
  • Patent Document 1 A method of directly detecting an alternating current and adjusting the current phase while performing fast Fourier transform (FFT) is also conceivable.
  • FFT fast Fourier transform
  • an object of the present invention is to provide a power converter that can perform dead time compensation with high accuracy.
  • the present invention relates to an inverter circuit including three series circuits in which a high-side switching element and a low-side switching element are connected in series in a power conversion device that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage and outputs the converted voltage to an electric power system.
  • a PWM control unit configured to provide a dead time in which the high-side switching element and the low-side switching element of the series circuit are not turned on at the same time, and to switch the high-side switching element and the low-side switching element based on a PWM voltage command value;
  • a dead time compensation unit to be added to A current amplitude value detection unit for detecting an amplitude value of a d-axis current or a q-axis current in a rotating coordinate system obtained by dq conversion of the output current from each of the two series circuits, and an amplitude value detected by the current amplitude value detection unit And a changing unit that changes the deemed phase difference.
  • dead time compensation is performed by looking at the amplitude value of the d-axis current or q-axis current of the rotating coordinate system obtained by dq conversion of the three-axis coordinate system. Time compensation can be performed.
  • the power conversion device includes a reactive power output control unit that outputs reactive power to the power system and a reactive power output control unit that outputs reactive power when a system voltage of the power system exceeds a threshold value.
  • the change of the deemed phase difference by the changing unit may be stopped.
  • the d-axis current fluctuates by outputting reactive power to the power system. If dead time compensation is performed based on the amplitude value of the fluctuating d-axis current (or q-axis current), the output of the power converter is not stabilized. For this reason, when outputting reactive power to an electric power grid
  • the dead time compensation can be performed accurately in real time without enormous calculation processing.
  • Circuit diagram of power converter according to embodiment
  • the figure which shows the waveform of a phase current and d-axis current The figure for explaining the case where the phase difference is shifted in the same direction when adjusting the phase difference Diagram for explaining the case of shifting the phase difference in the opposite direction when adjusting the phase difference Flow chart showing phase difference adjustment processing during dead time compensation
  • FIG. 1 is a circuit diagram of the power conversion apparatus 1 according to the present embodiment.
  • the power conversion apparatus 1 is used for, for example, HEMS (Home Energy Management System).
  • the power conversion device 1 receives a DC voltage output from a solar power generation device, a gas power generation device, a wind power generation device, or the like from the input units IN1 and IN2, converts the DC voltage into a three-phase AC voltage, and outputs the output units OUT1 and OUT2.
  • OUT3 is a PWM inverter that outputs to the power system.
  • the power system is a power distribution system that transmits power from a distribution substation of the power company.
  • a series circuit of capacitors C1 and C2 is connected to the input sections IN1 and IN2.
  • a switching circuit is connected to the input sections IN1 and IN2.
  • the switching circuit (inverter circuit) is configured by serially connecting series circuits 2u, 2v, and 2w that output AC voltages of the U-phase, V-phase, and W-phase among the three-phase AC.
  • the series circuits 2u, 2v, 2w are configured by connecting high-side switching elements Q11, Q21, Q31 and low-side switching elements Q12, Q22, Q32 in series.
  • Each switching element is turned on and off when the PWM signal generated by the driver circuit 10 is input to the gate.
  • Each of these switching elements is a MOSFET, an IGBT, or the like. In the case of an IGBT, a free-wheeling diode is required for each switching element.
  • connection points of the high-side switching elements Q11, Q21, Q31 and the low-side switching elements Q12, Q22, Q32 are connected to the output units OUT1, OUT2, OUT3 via inductors Lu, Lv, Lw.
  • Inductors Lu, Lv, and Lw remove harmonic components superimposed on the alternating current output from the switching circuit.
  • Current detection circuits 12U, 12V, and 12W for detecting phase currents Iu, Iv, and Iw and phase voltages Vu, Vv, and Vw of the series circuits 2u, 2v, and 2w are provided on the U-phase, V-phase, and W-phase lines, respectively.
  • voltage detection circuits 13U, 13V, and 13W are provided. Detection signals from the current detection circuits 12U, 12V, and 12W and detection signals from the voltage detection circuits 13U, 13V, and 13W are input to the microcomputer 11.
  • the microcomputer 11 corresponds to a “PWM control unit”, “calculation unit”, “dead time compensation unit”, “current amplitude value detection unit”, and “change unit” according to the present invention.
  • the microcomputer 11 sends command signals Pu, Pv, and Pw to the driver circuit 10 so that the detected phase voltages Vu, Vv, and Vw coincide with the voltage command values (PWM voltage command values) Vu *, Vv *, and Vw *. And switching control of the switching circuit through the driver circuit 10. At this time, the microcomputer 11 performs switching control of the series circuits 2u, 2v, and 2w so that the phase voltages of the series circuits 2u, 2v, and 2w are shifted by 120 °.
  • microcomputer 11 turns on and off alternately by providing a dead time during which the high-side switching elements Q11, Q21, and Q31 and the low-side switching elements Q12, Q22, and Q32 are not turned on at the same time.
  • FIG. 2 is a diagram showing waveforms of PWM signals applied to the high-side switching elements (HS) Q11, Q21, Q31 and the low-side switching elements (LS) Q12, Q22, Q32.
  • HS high-side switching elements
  • LS low-side switching elements
  • the microcomputer 11 provides a dead time td to the PWM signal output to the high side switching elements Q11, Q21, Q31 and the low side switching elements Q12, Q22, Q32. This provides a period (dead time) in which both the high-side switching elements Q11, Q21, and Q31 and the low-side switching elements Q12, Q22, and Q32 are turned off, and they are not instantaneously turned on simultaneously.
  • the microcomputer 11 executes dead time compensation for compensating for an error voltage caused by the dead time.
  • THD Total Harmonic Distortion
  • THD is the ratio (distortion rate) of the entire harmonic component to the fundamental component. The smaller the THD, the smaller the distortion due to the dead time, which means that phase currents Iu, Iv, and Iw that are closer to a sine wave can be obtained.
  • output part OUT1, OUT2, OUT3 is connected to the electric power grid
  • the THD is required to be about 5% or less.
  • the dead time compensation performed by the microcomputer 11 will be described below.
  • the microcomputer 11 calculates the dead time compensation amount ⁇ V from the switching frequency fc of the series circuits 2u, 2v, 2w, the DC voltage Vdc input from the input units IN1, IN2, and the dead time td.
  • the dead time compensation amount ⁇ V can be expressed by the following equation.
  • ⁇ V [V] td [ms] ⁇ fc [kHz] ⁇ Vdc [V] ⁇ sign (i)
  • the dead time compensation is performed by adding the calculated dead time compensation amount ⁇ V to the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *.
  • sign (i) indicates the polarity of the current of the inductors Lu, Lv, and Lw.
  • the currents of the inductors Lu, Lv, and Lw circulate through the body diode or the free wheel diode of the switching element according to the current polarity. That is, the voltage output from the series circuits 2u, 2v, 2w during the dead time period depends on the current polarity. Therefore, when the phase voltages Vu, Vv, and Vw are negative, a positive dead time compensation amount ⁇ V is added. When the phase voltages Vu, Vv, and Vw are positive, a negative dead time compensation amount ⁇ V is added.
  • phase difference ⁇ between the phase voltages Vu, Vv, Vw and the phase currents Iu, Iv, Iw.
  • This phase difference ⁇ varies in real time depending on the load connected to the power system. Therefore, if the microcomputer 11 does not add the dead time compensation amount ⁇ V to the voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * by shifting the phase difference ⁇ that varies in real time from the phase of the three-phase AC voltage, Phase currents Iu, Iv, and Iw that are nearly sinusoidal cannot be obtained.
  • the phase difference ⁇ corresponds to the “deemed phase difference” according to the present invention.
  • the microcomputer 11 performs control to search for an optimum phase difference ⁇ described below.
  • the microcomputer 11 performs dq conversion using the acquired complex numbers of the phase currents Iu, Iv, and Iw, and calculates the d-axis current (or q-axis current) of the rotating coordinate system.
  • the microcomputer 11 detects the amplitude value of the d-axis current (or q-axis current). Since the d-axis current and the q-axis current correspond to two orthogonal components of the torque component received by the rotor of the three-phase motor, if the three-phase current is a perfect sine wave, the d-axis current and the q-axis current The fluctuation range is zero. That is, the d-axis current and the q-axis current have a strong correlation with the harmonic distortion of the phase current. Accordingly, when the amplitude value of the d-axis current (or q-axis current) is controlled to be small, the distortion of the phase currents Iu, Iv, Iw is small.
  • FIG. 3 is a diagram showing waveforms of the phase current and the d-axis current.
  • the d-axis current pulsates at a frequency 6 times the system frequency. Comparing the upper and lower diagrams of FIG. 3, it can be seen that the waveform of the phase current approximates a sine wave when the amplitude of the d-axis current is reduced.
  • the microcomputer 11 sets the phase difference ⁇ for each period (50 Hz or 60 Hz) of the system voltage so that the amplitude value of the d-axis current (or q-axis current) becomes small, for example, in a delay direction of 0.1 ° or Adjust by moving in the advance direction.
  • the microcomputer 11 adds the dead time compensation amount ⁇ V to the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * while shifting by the adjusted phase difference ⁇ . As a result, the amplitude value of the d-axis current becomes smaller.
  • 4 and 5 are diagrams for explaining a method of adjusting the phase difference ⁇ so that the amplitude value of the d-axis current (or q-axis current) becomes small.
  • the amplitude value of the d-axis current in the period (B) is smaller than the amplitude value 5A in the period (A).
  • the amplitude value of the d-axis current in the period (C) is further smaller than the amplitude value in the period (B).
  • the microcomputer 11 repeats the above process.
  • the amplitude value of the d-axis current may increase.
  • the microcomputer 11 shifts the phase difference ⁇ in the direction opposite to the direction in which the phase difference ⁇ was shifted immediately before.
  • the amplitude value of the d-axis current in the period (E) is larger than the amplitude value 3A in the period (D).
  • the amplitude value of the d-axis current in the period (F) is smaller than the amplitude value in the period (E).
  • the microcomputer 11 shifts the phase difference ⁇ in the direction opposite to the direction shifted immediately before. Thereby, the microcomputer 11 adjusts the amplitude value of the d-axis current to be small.
  • the microcomputer 11 removes the amplitude value as noise and detects the amplitude value again. Good.
  • the phase difference ⁇ is shifted by 0.1 °, but the shifting unit is not limited to this. If the unit for shifting the phase difference ⁇ is reduced, the resolution of control increases.However, the smaller the unit for shifting the phase difference ⁇ , the smaller the feedback gain and the lower the response, so the unit for shifting the phase difference ⁇ is the resolution. And take into account the responsiveness.
  • an optimal initial value may be set for the phase difference ⁇ . For example, when the optimum phase difference ⁇ is 10 ° and the dead time compensation is started with the initial value of the phase difference ⁇ being 0 °, the phase adjustment until the phase difference ⁇ reaches the optimum value is performed. Becomes longer. Therefore, if the initial value of the phase difference ⁇ is set according to the power system or according to the characteristics of the power converter 1, the control time is shortened.
  • FIG. 6 is a flowchart showing the adjustment process of the phase difference ⁇ at the time of dead time compensation. The process shown in FIG. 6 is executed by the microcomputer 11. In FIG. 6, as described later, a flow (S4 and S9) for determining whether or not the detected amplitude value is equal to or less than the threshold value is provided, but this is not an essential component in the present invention.
  • the microcomputer 11 calculates the dead time compensation amount ⁇ V from the switching frequency fc of the series circuits 2u, 2v, 2w, the DC voltage Vdc, and the dead time td (S1).
  • the microcomputer 11 shifts by the phase difference ⁇ and adds the calculated dead time compensation amount ⁇ V to the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * (S2).
  • the phase difference ⁇ at this time is a preset initial value.
  • the microcomputer 11 performs dq conversion using complex numbers of the detected currents Iu, Iv, and Iw, calculates the d-axis current (or q-axis current) of the rotating coordinate system, and the amplitude of the d-axis current (or q-axis current). A value is detected (S3). The microcomputer 11 determines whether or not the detected amplitude value is equal to or less than a threshold value (S4). In the examples of FIGS. 4 and 5, the threshold is 1A.
  • the microcomputer 11 holds the phase difference ⁇ in S2 (S5). The microcomputer 11 proceeds to the process of S2.
  • the microcomputer 11 shifts the phase difference ⁇ by 0.1 ° in the advance direction (S6).
  • the direction at this time may be a delay direction.
  • the microcomputer 11 adds the dead time compensation amount ⁇ V calculated in S1 to the voltage command values Vu *, Vv *, Vw * with the adjusted phase difference ⁇ (S7). Then, the microcomputer 11 detects the amplitude value of the d-axis current (or q-axis current) as in S3 (S8). The microcomputer 11 determines whether or not the detected amplitude value is equal to or less than a threshold value (S9).
  • the microcomputer 11 When the amplitude value of the d-axis current (or q-axis current) is equal to or smaller than the threshold value (S9: YES), the microcomputer 11 holds the phase difference ⁇ used in S7 (S5). When the amplitude value of the d-axis current (or q-axis current) is not less than or equal to the threshold (S9: NO), the microcomputer 11 determines that the amplitude value of the d-axis current (or q-axis current) is smaller than the amplitude value detected immediately before. It is determined whether or not (S10).
  • the microcomputer 11 shifts the phase difference ⁇ by 0.1 ° in the same advance direction as S6 (S11), and re-executes the process of S7. If it is not smaller (S10: NO), that is, if the amplitude value is larger, the microcomputer 11 shifts the phase difference ⁇ by 0.1 ° in the delay direction opposite to S6 (S12), and performs the process of S7. Try again.
  • the microcomputer 11 can detect the optimum phase difference ⁇ by executing the above processing, and can accurately compensate for the dead time. Since the microcomputer 11 that performs this dead time compensation performs processing in a rotating coordinate system obtained by dq conversion of the three-axis coordinate system, the calculation processing does not become enormous. For this reason, the burden on the microcomputer 11 is not large, and the dead time can be compensated accurately following the phase difference ⁇ that changes in real time.
  • the microcomputer 11 detects the system frequency and calculates reactive power to be injected into the power system based on the deviation of the system frequency. Then, the switching circuit is PWM-controlled so that the voltage output from the power converter 1 has a pulse width corresponding to the calculated reactive power.
  • a threshold value for example, 107V
  • the microcomputer 11 By outputting reactive power, the d-axis current (or q-axis current) changes. If dead time compensation is performed based on the amplitude value of the fluctuating d-axis current (or q-axis current), the output of the power converter 1 is not stabilized. For this reason, when outputting reactive power to the power system, the microcomputer 11 preferably maintains the phase difference ⁇ before outputting reactive power and stops adjusting the phase difference ⁇ . Thereby, the output of the power converter device 1 can be stabilized. In this case, the microcomputer 11 corresponds to a “reactive power output control unit” according to the present invention.
  • phase difference C1, C2 ... capacitor fc switching frequency IN1, IN2 ... input part Iu, Iv, Iw ... phase current Lu, Lv, Lw ... inductors OUT1, OUT2, OUT3 ... output part Pu, Pv, Pw ... command signal Q11, Q21, Q31 ... high-side switching elements Q12, Q22, Q32 ... low-side switching elements td ... dead time Vdc ... DC voltage Vu *, Vv *, Vw * ... voltage command values Vu, Vv, Vw ... phase voltages OUT1, OUT2 , OUT3 ... output unit 1 ... power converters 2u, 2v, 2w ... series circuit 10 ... driver circuit 11 ... microcomputer 12U, 12V, 12W ... current detection circuit 13U, 13V, 13W ... voltage detection circuit

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Abstract

直流電圧を三相交流電圧に変換して、電力系統に出力する電力変換装置（１）において、マイコン（１１）は、ハイサイドスイッチング素子（Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１）とローサイドスイッチング素子（Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２）とを、同時にオンとならないデッドタイムを設け、スイッチングする。このとき、マイコン（１１）は、相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の複素数を用いてｄｑ変換し、ｄ軸電流又はｑ軸電流の振幅値を検出する。ｄ軸電流又はｑ軸電流の振幅値が減少するよう、位相差Δθを変更する。変更後の位相差Δθに基づいてデッドタイム補償する。

Description

電力変換装置
　本発明は、直流電圧から変換した交流電圧を電力系統へ出力する電力変換装置に関する。
　ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが直列に接続されたインバータ回路等においては、２つのスイッチング素子が同時にオンされる状態（短絡）を防止するために、両スイッチング素子が共にオフとなる時間（デッドタイム）が設けられている。このデッドタイムにより、インバータ回路の出力電流に歪みが発生するという問題がある。
　この出力電圧の歪みを抑える方法として、特許文献１には、電圧指令値に補償信号を足し合わせることで、デッドタイムによる誤差電圧を補うＰＷＭコンバータが記載されている。特許文献１では、電源電圧位相検出値から電流位相を求め、その電流位相に応じてデッドタイム補償を行っている。
特開平９－１５４２８０号公報
　しかしながら、電圧と電流とには常に変動する位相差があり、電流位相を常時的確に検出することは困難である。そのため、特許文献１では、リアルタイムに発生する電流の歪みに応じて、適切にデッドタイム補償を行うことは難しい。また、交流電流を直接検出し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行いながら電流位相を調節する方法も考えられるが、演算処理が膨大であり、プロセッサにかかる負担も大きいため、現実性が低い。
　そこで、本発明の目的は、精度よくデッドタイム補償を行える電力変換装置を提供することにある。
　本発明は、直流電圧を三相交流電圧に変換して、電力系統に出力する電力変換装置において、ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子が直列接続された３つの直列回路を含むインバータ回路と、前記直列回路のハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが同時にオンとならないデッドタイムを設け、前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子とをＰＷＭ電圧指令値に基づいてスイッチングさせるＰＷＭ制御部と、前記デッドタイムを設けることにより発生する歪みを抑制するためのデッドタイム補償量を算出する算出部と、前記デッドタイム補償量を、前記三相交流電圧の位相からみなし位相差分ずらして、前記ＰＷＭ電圧指令値に加算するデッドタイム補償部と、前記３つの直列回路それぞれからの出力電流をｄｑ変換して得られる回転座標系のｄ軸電流又はｑ軸電流の振幅値を検出する電流振幅値検出部と、前記電流振幅値検出部が検出する振幅値が減少するよう、前記みなし位相差を変更する変更部とを備えることを特徴とする。
　この構成では、三軸座標系をｄｑ変換した回転座標系のｄ軸電流又はｑ軸電流の振幅値を見てデッドタイム補償を行うため、演算処理が膨大となることなく、リアルタイムで精度よくデッドタイム補償を行える。
　前記電力変換装置は、前記電力系統の系統電圧が閾値を超えた場合に、前記電力系統に無効電力を出力する無効電力出力制御部と、前記無効電力出力制御部が無効電力を出力する場合に、前記変更部によるみなし位相差の変更を停止する構成でもよい。
　無効電力を電力系統へ出力することでｄ軸電流（又はｑ軸電流）は変動する。この変動するｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値に基づいて、デッドタイム補償を行うと、電力変換装置の出力が安定化しない。このため、電力系統に無効電力を出力する場合、みなし位相差の変更を停止することで、電力変換装置の出力を安定化できる。
　本発明によれば、演算処理が膨大となることなく、リアルタイムで精度よくデッドタイム補償を行える。
実施形態に係る電力変換装置の回路図 ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とに印加するＰＷＭ信号の波形を示す図 相電流とｄ軸電流との波形を示す図 位相差の調整時に、同方向に位相差をずらす場合を説明するための図 位相差の調整時に、反対方向に位相差をずらす場合を説明するための図 デッドタイム補償時の位相差の調整処理を示すフローチャート
　図１は、本実施形態に係る電力変換装置１の回路図である。電力変換装置１は、例えばＨＥＭＳ（Home Energy Management System）に用いられる。電力変換装置１は、太陽光発電装置、ガス発電装置、又は風力発電装置等から出力される直流電圧を、入力部ＩＮ１，ＩＮ２から入力して三相交流電圧に変換し、出力部ＯＵＴ１，ＯＵＴ２，ＯＵＴ３から電力系統へ出力するＰＷＭインバータである。ここで、電力系統は電力会社の配電変電所から電力を伝送する配電系統である。
　入力部ＩＮ１，ＩＮ２にはキャパシタＣ１，Ｃ２の直列回路が接続されている。また、入力部ＩＮ１，ＩＮ２にはスイッチング回路が接続されている。スイッチング回路（インバータ回路）は、三相交流のうちＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの交流電圧を出力する直列回路２ｕ，２ｖ，２ｗが並列接続されて構成されている。直列回路２ｕ，２ｖ，２ｗは、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１とローサイドスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２とが直列接続されて構成されている。各スイッチング素子は、ドライバ回路１０で生成されたＰＷＭ信号がゲートに入力され、オンオフする。これら各スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等である。なお、ＩＧＢＴとする場合、各スイッチング素子に還流ダイオードが必要である。
　ハイサイドスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１とローサイドスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２との接続点は、インダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを介して、出力部ＯＵＴ１，ＯＵＴ２，ＯＵＴ３へ接続されている。インダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、スイッチング回路から出力される交流電流に重畳される高調波成分を除去する。
　Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのラインには、直列回路２ｕ，２ｖ，２ｗそれぞれの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及び相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを検出する電流検出回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ、及び電圧検出回路１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗが設けられている。電流検出回路１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの検出信号、及び、電圧検出回路１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗの検出信号はマイコン１１に入力される。
　マイコン１１は、本発明に係る「ＰＷＭ制御部」、「算出部」、「デッドタイム補償部」、「電流振幅値検出部」及び「変更部」に相当する。
　マイコン１１は、検出された相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが、電圧指令値（ＰＷＭ電圧指令値）Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と一致するよう、ドライバ回路１０へ指令信号Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを出力し、ドライバ回路１０を通じてスイッチング回路をスイッチング制御する。このとき、マイコン１１は、直列回路２ｕ，２ｖ，２ｗそれぞれの相電圧の位相が１２０°ずつずれるように、直列回路２ｕ，２ｖ，２ｗをスイッチング制御する。
　また、マイコン１１は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１とローサイドスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２とが同時にオンとならないデッドタイムを設けて、交互にオンオフする。
　図２は、ハイサイドスイッチング素子（ＨＳ）Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１とローサイドスイッチング素子（ＬＳ）Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２とに印加するＰＷＭ信号の波形を示す図である。
　マイコン１１は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１とローサイドスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２とに出力するＰＷＭ信号に、デッドタイムｔｄを設ける。これにより、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１とローサイドスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２とが共にオフする期間（デッドタイム）が設けられ、瞬間的に同時にオンとならない。
　デッドタイムｔｄを設けた場合、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの連続性が失われる為、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗには歪みが発生し、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは正弦波状とならない。このデッドタイムが原因の歪みは主に６倍高調波成分として現れる。
　そこで、マイコン１１は、デッドタイムによって生じる誤差電圧を補償するデッドタイム補償を実行する。デッドタイム補償を行うことで、ＴＨＤ（Total Harmonic Distortion：全高調波歪）の値は小さくなる。ＴＨＤは、高調波成分全体の基本波成分に対する比（歪率）である。このＴＨＤが小さくなるほど、デッドタイムによる歪みは小さく、より正弦波状に近い相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが得られることを意味する。
　なお、本実施形態に係る電力変換装置１は、出力部ＯＵＴ１，ＯＵＴ２，ＯＵＴ３が電力系統に接続されている。電力変換装置１から電力系統に電流を出力する場合には、ＴＨＤが約５％以下であることが要求されている。
　以下に、マイコン１１が行うデッドタイム補償について説明する。
　マイコン１１は、直列回路２ｕ，２ｖ，２ｗのスイッチング周波数ｆｃと、入力部ＩＮ１，ＩＮ２から入力される直流電圧Ｖｄｃと、デッドタイムｔｄとからデッドタイム補償量ΔＶを算出する。デッドタイム補償量ΔＶは以下の式で表せる。
　ΔＶ［Ｖ］＝ｔｄ［ｍｓ］×ｆｃ[ｋＨｚ]×Ｖｄｃ[Ｖ]×ｓｉｇｎ（ｉ）
　この算出されたデッドタイム補償量ΔＶを、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に加算することで、デッドタイム補償がなされる。
　ここで、ｓｉｇｎ（ｉ）は、インダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの電流の極性を示し、ｉ＞０の場合、ｓｉｇｎ（ｉ）＝１であり、ｉ＜０の場合、ｓｉｇｎ（ｉ）＝－１である。デッドタイム期間中は、電流極性に応じてスイッチング素子のボディーダイオード又は還流ダイオードを通ってインダクタＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの電流が還流する。すなわち、デッドタイム期間中に直列回路２ｕ，２ｖ，２ｗから出力される電圧は電流極性による。したがって、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが負の場合、正のデッドタイム補償量ΔＶが加算され、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが正の場合、負のデッドタイム補償量ΔＶが加算される。
　また、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとには位相差Δθがある。この位相差Δθは電力系統に接続される負荷によってリアルタイムで変動する。このため、マイコン１１は、三相交流電圧の位相から、リアルタイムで変動する位相差Δθ分だけずらして、デッドタイム補償量ΔＶを電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に加算しないと、より正弦波状に近い相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが得られない。位相差Δθは、本発明に係る「みなし位相差」に相当する。
　そこで、マイコン１１は、以下に説明する最適な位相差Δθを探索する制御を行う。
　マイコン１１は、取得した相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの複素数を用いてｄｑ変換を行い、回転座標系のｄ軸電流（又はｑ軸電流）を算出する。マイコン１１は、ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値を検出する。ｄ軸電流及びｑ軸電流は、三相電動機の回転子が受けるトルク成分の直交２成分に相当するものであるので、三相電流が完全な正弦波であればｄ軸電流及びｑ軸電流の変動幅は０である。すなわち、ｄ軸電流及びｑ軸電流は相電流の高調波歪みと強い相関関係がある。したがって、ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が小さくなるように制御すると、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの歪みは小さくなる。
　図３は、相電流とｄ軸電流との波形を示す図である。ｄ軸電流は系統周波数の６倍の周波数で脈動している。図３の上図及び下図を比べると、ｄ軸電流の振幅が小さくなると、相電流の波形は正弦波状に近似することが読み取れる。
　マイコン１１は、ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が小さくなるように、系統電圧の１周期（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）毎に、位相差Δθを、例えば０．１°単位で遅れ方向又は進み方向にずらして調整する。マイコン１１は、調整後の位相差Δθ分だけずらして、デッドタイム補償量ΔＶを電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に加算する。その結果、ｄ軸電流の振幅値はより小さくなっていく。
　図４及び図５は、ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が小さくなるように、位相差Δθを調整する方法を説明するための図である。
　図４に示す例では、期間（Ａ）の開始時に、マイコン１１が位相差Δθの初期値として１５°を設定し、デッドタイム補償を行った結果、ｄ軸電流の振幅値が５Ａとなったものとする。そして、マイコン１１は、期間（Ａ）の終わり（期間（Ｂ）の始め）に、位相差Δθを進み方向に０．１°ずらし、位相差Δθ＝１５．１°とする。
　その結果、期間（Ｂ）でのｄ軸電流の振幅値は、期間（Ａ）での振幅値５Ａよりも小さくなっている。マイコン１１は、期間（Ｂ）の終わり（期間（Ｃ）の始め）に、直前の調整時にずらした方向と同方向（進み方向）に位相差Δθをさらに０．１°ずらし、位相差Δθ＝１５．２°とする。その結果、期間（Ｃ）でのｄ軸電流の振幅値は、期間（Ｂ）での振幅値よりもさらに小さくなっている。
　マイコン１１は、前記処理を繰り返す。
　また、位相差Δθをずらした結果、ｄ軸電流の振幅値が大きくなる場合がある。この場合、直前に位相差Δθをずらした方向と同方向にさらに位相差Δθをずらすと、ｄ軸電流の振幅値はさらに大きくなる可能性が高い。そこで、この場合には、マイコン１１は、直前に位相差Δθをずらした方向と反対方向に位相差Δθをずらす。
　図５に示す例では、期間（Ｄ）の開始時に、マイコン１１が位相差Δθの初期値として１５°を設定し、デッドタイム補償を行った結果、ｄ軸電流の振幅値が３Ａとなったものとする。そして、マイコン１１は、期間（Ｄ）の終わり（期間（Ｅ）の始め）において、位相差Δθを進み方向に０．１°ずらし、位相差Δθ＝１５．１°とする。
　その結果、期間（Ｅ）でのｄ軸電流の振幅値は、期間（Ｄ）での振幅値３Ａよりも大きくなっている。この場合には、マイコン１１は、直前の調整時でずらした方向と反対方向（遅れ方向）に位相差Δθを０．１°ずらし、位相差Δθ＝１５°とする。その結果、期間（Ｆ）でのｄ軸電流の振幅値は、期間（Ｅ）での振幅値よりも小さくなっている。
　このように、位相差Δθをずらした結果、ｄ軸電流の振幅値が大きくなった場合、マイコン１１は、位相差Δθを、直前にずらした方向と反対方向にずらす。これにより、マイコン１１はｄ軸電流の振幅値が小さくなるように調整する。
　なお、マイコン１１は、検出するｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が急峻に変化している場合には、その振幅値をノイズとして除去し、再度振幅値を検出するようにしてもよい。
　また、図４及び図５では位相差Δθを０．１°単位でずらしているが、ずらす単位はこれに限定されない。位相差Δθのずらす単位を小さくすると制御の分解能が高まるが、位相差Δθのずらす単位を小さくする程、フィードバックゲインが小さくなって、応答性が低下するので、位相差Δθのずらす単位は、分解能と応答性を勘案して定めればよい。
　また、位相差Δθに最適な初期値を設定しておいてもよい。例えば、最適な位相差Δθが１０°であって、位相差Δθの初期値を０°としてデッドタイム補償を開始した場合、位相差Δθが最適値となるまでの位相調整を行うため、制御時間が長くなる。そこで、電力系統に応じて、又は電力変換装置１の特性に応じて位相差Δθの初期値を設定すれば、制御時間は短くなる。
　図６は、デッドタイム補償時の位相差Δθの調整処理を示すフローチャートである。図６に示す処理はマイコン１１により実行される。なお、図６においては、後述する通り、検出した振幅値が閾値以下であるか否かを判定するフロー（Ｓ４やＳ９）を設けているが、これは本発明における必須構成要素ではない。
　マイコン１１は、直列回路２ｕ，２ｖ，２ｗのスイッチング周波数ｆｃと、直流電圧Ｖｄｃと、デッドタイムｔｄとからデッドタイム補償量ΔＶを算出する（Ｓ１）。マイコン１１は、位相差Δθ分だけずらして、算出したデッドタイム補償量ΔＶを電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に加算する（Ｓ２）。このときの位相差Δθは予め設定された初期値である。
　マイコン１１は、検出した電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの複素数を用いてｄｑ変換を行い、回転座標系のｄ軸電流（又はｑ軸電流）を算出し、ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値を検出する（Ｓ３）。マイコン１１は、検出した振幅値が閾値以下であるか否かを判定する（Ｓ４）。図４及び図５の例では、閾値は１Ａである。
　ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が閾値以下である場合（Ｓ４：ＹＥＳ）、マイコン１１は、Ｓ２での位相差Δθを保持する（Ｓ５）。マイコン１１は、Ｓ２の処理に移行する。
　ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が閾値以下でない場合（Ｓ４：ＮＯ）、マイコン１１は、進み方向に位相差Δθを０．１°ずらす（Ｓ６）。このときの方向は遅れ方向であってもよい。
　マイコン１１は、調整後の位相差Δθで、Ｓ１で算出したデッドタイム補償量ΔＶを電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に加算する（Ｓ７）。そして、マイコン１１は、Ｓ３と同様に、ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値を検出する（Ｓ８）。マイコン１１は、検出した振幅値が閾値以下であるか否かを判定する（Ｓ９）。
　ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が閾値以下である場合（Ｓ９：ＹＥＳ）、マイコン１１は、Ｓ７で用いた位相差Δθを保持する（Ｓ５）。ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が閾値以下でない場合（Ｓ９：ＮＯ）、マイコン１１は、ｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値が、直前の検出した振幅値よりも小さくなったか否かを判定する（Ｓ１０）。
　小さくなった場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、マイコン１１は、Ｓ６と同じ進み方向に位相差Δθを０．１°ずらし（Ｓ１１）、Ｓ７の処理を再実行する。小さくなっていない場合（Ｓ１０：ＮＯ）、すなわち振幅値が大きくなった場合、マイコン１１は、Ｓ６とは反対方向の遅れ方向に位相差Δθを０．１°ずらし（Ｓ１２）、Ｓ７の処理を再実行する。
　マイコン１１は以上の処理を実行することで、最適な位相差Δθを検出でき、精度よくデッドタイム補償を行える。このデッドタイム補償を行うマイコン１１は、三軸座標系をｄｑ変換した回転座標系で処理を行うため、演算処理が膨大となることはない。このため、マイコン１１へかかる負担は大きくなく、リアルタイムに変化する位相差Δθに追従して、精度よくデッドタイム補償を行える。
　なお、逆潮流により、電力系統の系統電圧が閾値（例えば１０７Ｖ）を超えた場合、電力系統に無効電力を出力する制御を行う場合がある。詳しくは、マイコン１１は、系統周波数を検出し、系統周波数の偏差に基づいて、電力系統へ注入すべき無効電力を算出する。そして、電力変換装置１から出力される電圧が、算出された無効電力に応じたパルス幅となるよう、スイッチング回路をＰＷＭ制御する。
　無効電力を出力することで、ｄ軸電流（又はｑ軸電流）は変動する。この変動するｄ軸電流（又はｑ軸電流）の振幅値に基づいて、デッドタイム補償を行うと、電力変換装置１の出力が安定化しない。このため、電力系統に無効電力を出力する場合、マイコン１１は、無効電力を出力する前の位相差Δθを保持し、位相差Δθの調整を停止することが好ましい。これにより、電力変換装置１の出力を安定化できる。この場合、マイコン１１は、本発明に係る「無効電力出力制御部」に相当する。
Δθ…位相差
Ｃ１，Ｃ２…キャパシタ
ｆｃ…スイッチング周波数
ＩＮ１，ＩＮ２…入力部
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ…相電流
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ…インダクタ
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２，ＯＵＴ３…出力部
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ…指令信号
Ｑ１１，Ｑ２１，Ｑ３１…ハイサイドスイッチング素子
Ｑ１２，Ｑ２２，Ｑ３２…ローサイドスイッチング素子
ｔｄ…デッドタイム
Ｖｄｃ…直流電圧
Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*…電圧指令値
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ…相電圧
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２，ＯＵＴ３…出力部
１…電力変換装置
２ｕ，２ｖ，２ｗ…直列回路
１０…ドライバ回路
１１…マイコン
１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗ…電流検出回路
１３Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗ…電圧検出回路

Claims (2)

  1. 　直流電圧を三相交流電圧に変換して、電力系統に出力する電力変換装置において、
    　ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子が直列接続された３つの直列回路を含むインバータ回路と、
    　前記直列回路のハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが同時にオンとならないデッドタイムを設け、前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子とをＰＷＭ電圧指令値に基づいてスイッチングさせるＰＷＭ制御部と、
    　前記デッドタイムを設けることにより発生する歪みを抑制するためのデッドタイム補償量を算出する算出部と、
    　前記デッドタイム補償量を、前記三相交流電圧の位相からみなし位相差分ずらして、前記ＰＷＭ電圧指令値に加算するデッドタイム補償部と、
    　前記３つの直列回路それぞれからの出力電流をｄｑ変換して得られる回転座標系のｄ軸電流又はｑ軸電流の振幅値を検出する電流振幅値検出部と、
    　前記電流振幅値検出部が検出する振幅値が減少するよう、前記みなし位相差を変更する変更部と、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記電力系統の系統電圧が閾値を超えた場合に、前記電力系統に無効電力を出力する無効電力出力制御部と、
    　前記無効電力出力制御部が無効電力を出力する場合に、前記変更部によるみなし位相差の変更を停止する、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
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