JPWO2019008676A1 - インバータ装置、及び、電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

インバータ装置は、インバータ４Ａと、電源電流検出センサ８１と、インバータ４Ａの１相の相電流を検出する相電流検出センサ８２と、電源電流および相電流の少なくとも一方を用いてインバータ４Ａに対する相電圧指令を演算する三相電圧指令演算器５Ａと、相電圧指令に基づいてオンオフ信号を生成するインバータオンオフ信号生成部８Ａとを備え、相電流検出センサ８２が設けられていない２相のうちの１相に対応する上アームスイッチング素子がオンで、それ以外の２相に対応する下アームスイッチング素子がオンとなる期間の中央時刻において電源電流検出センサ８１および相電流検出センサ８２が検出した電源電流および相電流を、三相電圧指令演算器５Ａが用いる。

Description

この発明は、インバータ装置、及び、インバータ装置を備えた電動パワーステアリング装置に関するものである。

従来から、直流電源の直流電圧をＰＷＭ変調にてスイッチングすることにより正弦波状の３相交流電流を出力するインバータ装置において、直流電源とインバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗を設けるとともに、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に、相電流を検出するための下アームシャント抵抗を２相分設けて、下アームシャント抵抗により検出できない相電流を、電源シャント抵抗により検出する、インバータ装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。

また、インバータ装置の１シャント電流検出方式では、原理的に、インバータ装置の出力電流のＰＷＭ制御によるリプルを含む電流の基本波（ＰＷＭ周期の平均値）を検出することができない。

そこで、１シャント方式の電流測定において、半周期Ｂ内における第１測定地点にて検出された第１電流値と、半周期Ａにおける第２測定地点にて検出された第２電流値とから、オフセットエラーを補償する技術が開示されている（例えば、特許文献２参照）。

特許第４５３９２３７号公報 特許第５２１６１３６号公報

森本茂雄、外１名、「省エネモータの原理と設計法」、科学技術出版株式会社、２０１３年７月５日、ｐ．１０９−１１０

特許文献１に記載のような、電源シャント抵抗に加えて下アームシャント抵抗を２相分備える構成においては、1個の電源シャント抵抗と２個の下アームシャント抵抗とで、合計３個のシャント抵抗が必要であり、インバータ装置の出力電流の検出に関わるコストが高いという課題がある。

また、特許文献２に記載のような、第１測定地点と第２測定地点とを設ける構成においては、インバータの出力電圧によっては、第１測定地点および第２測定地点の両方において電流を取得することが不可能となる場合が生じる。例えば、この母線１シャント電流方式においては、半周期Ｂにおいて各相のオン時刻に差を設けてその区間に第１測定地点を設け、同様に、半周期Ａにおいて各相のオフ時刻に差を設けてその区間に第２測定地点を設けている。しかしながら、第１測定地点を設けるために、インバータ装置の各相のオン時間に差を設けると、インバータ装置の出力電圧に応じては、半周期Ａにおける各相のオフ時間が概ね一致する場合がある。そのような場合においては、半周期Ａでは１シャント電流検出方式では電流検出が行えないため、オフセット補正が行えず、そのＰＷＭ周期の平均値に対して、検出した電流に誤差が生じるという課題がある。

この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、電流検出精度の向上及びコストの削減が図れる、インバータ装置、および、それを備えた電動パワーステアリング装置を得ることを目的とする。

この発明に係るインバータ装置は、直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流モータへ出力する３相インバータと、前記直流電源と前記３相インバータとの間を流れる電源電流を検出する電源電流検出センサと、前記３相インバータの３相のうちの１相に対して設けられ、当該１相に流れる相電流を検出する相電流検出センサと、前記電源電流および前記相電流の少なくとも一方を用いて、前記３相インバータが出力する前記交流電圧に対する指令値に相当する相電圧指令を演算し、前記相電圧指令に基づいて、前記３相インバータへ出力するオンオフ信号を生成する制御部とを備え、前記３相インバータは、各相ごとに、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが設けられ、前記３相インバータの３相のうち、前記相電流検出センサが設けられていない１相に対応する前記上アームスイッチング素子がオンで、且つ、他の２相に対応する前記下アームスイッチング素子がオンとなる期間の中央の時刻を、中央時刻としたとき、前記制御部は、前記電源電流および前記相電流として、前記電源電流検出センサおよび前記相電流検出センサが前記中央時刻において検出した電源電流および相電流を用いる。

この発明に係るインバータ装置によれば、電源電流検出センサおよび相電流検出センサが中央時刻において電源電流および相電流を検出するようにしたので、合計２つのセンサだけで、合計２相の相電流を検出することができ、また、当該２相の相電流から、残りの１相の相電流を推定することができるので、コスト削減になる。また、中央時刻で検出を行うため、各相電流の平均値が検出でき、電流検出精度が向上する。

この発明の実施の形態１に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態１に係るインバータ装置におけるオンデューティ指令と上アームスイッチング素子のオンオフ信号との関係を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１に係るインバータ装置における上アームスイッチング素子のオンオフ状態とインバータから出力される三相端子電圧との関係を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１に係るインバータ装置のスイッチングパターンと電源電流から再生できる相電流との関係を定義したデータテーブルの一例を示す図である。 この発明の実施の形態２に係るインバータ装置におけるインバータオンオフ信号生成部の動作を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態３に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態４に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態４に係るインバータ装置におけるオフセット電圧演算部における演算処理の流れを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態４に係るインバータ装置における減算部に入力される基本三相電圧指令、および、減算部から出力される電圧指令の電気角１周期における波形を示す図である。 この発明の実施の形態４に係るインバータ装置におけるＶ相およびＷ相の下アームスイッチング素子の通電時間がＴｃ以上となる区間Ａ内のＸにおける三相端子電圧の波形を示す図である。 この発明の実施の形態４に係るインバータ装置におけるＶ相の下アームスイッチング素子の通電時間がＴｃ未満となる区間Ｃ内のＹにおける三相端子電圧の波形を示す図である。 この発明の実施の形態４に係るインバータ装置における各相のスイッチング素子における各電気角でのターンオンまたはターンオフのタイミングを示したタイミングチャートである。 この発明の実施の形態５に係るインバータ装置におけるインバータオンオフ信号生成部の動作を示した動作説明図である。 この発明の実施の形態６に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態６に係るインバータ装置における上アームスイッチング素子のオンオフ状態とインバータから出力される三相端子電圧との関係を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態７に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態８に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態９に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す全体構成図である。インバータ装置は、インバータ４Ａと、三相電圧指令演算器５Ａと、オフセット電圧演算部６Ａと、減算部７と、インバータオンオフ信号生成部８Ａとから構成される。

また、インバータ装置を、電動パワーステアリング装置に適用させた場合、当該電動パワーステアリング装置は、当該インバータ装置と交流モータ１とから構成される。その場合、交流モータ１は、運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生させる。交流モータ１から発生したアシストトルクは、例えば、後述する図１８に示すように、車両のハンドル９０１と前輪９０２とを連結しているステアリングシャフト９０５に対して、ギア９０４を介して、伝達される。

図１において、交流モータ１は、固定子に三相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗを備え、回転子に永久磁石を備えた、永久磁石形同期モータである。交流モータ１は、インバータ４Ａから、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、および、Ｖｗ＿ＰＷＭが印加されることにより、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが通電される。

回転位置検出器２は、交流モータ１の回転子磁極位置θを検出する。回転子磁極位置θは、電気角である。

以下、回転子の磁極方向をｄ軸と呼び、ｄ軸に対して電気角９０度の位相差を有する軸をｑ軸と呼ぶ。

直流電源３は、インバータ４Ａに直流電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源３を構成する装置としては、例えば、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等が挙げられる。また、これらの装置に限定されずに、直流電圧を出力するすべての機器を、直流電源３として使用することができる。

インバータ４Ａは、複数のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを有している。以下では、これらのスイッチング素子のうち、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを、上アームスイッチング素子と呼び、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを、下アームスイッチング素子を呼ぶ。

インバータ４Ａは、インバータオンオフ信号生成部８Ａから出力されるオンオフ信号Ｓｕｐｓ〜Ｓｗｎｓに従って、スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎをオン／オフ制御することで、直流電圧から交流電圧への電力変換を行い、交流モータ１の三相巻線Ｕ，Ｖ，Ｗに対して、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭを出力する。

スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎは、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチと、半導体スイッチに逆並列されたダイオードとを有する素子から構成される。

また、インバータ４Ａは、さらに、電源電流検出センサ８１と相電流検出センサ８２とを有している。電源電流検出センサ８１は、電源線に設けられた抵抗Ｒｄｃと第１のアンプＡｍｐとから構成されている。電源電流検出センサ８１は、抵抗Ｒｄｃの両端電圧を第１のアンプＡｍｐで増幅することで、電源電流Ｉｄｃ＿ｓを取得し、三相電圧指令演算器５Ａに出力する。また、相電流検出センサ８２は、Ｗ相に設けられた抵抗Ｒｗと第２のアンプＡｍｐとから構成されている。相電流検出センサ８２は、抵抗Ｒｗの両端電圧を第２のアンプで増幅することで、相電流Ｉｗ＿ｓを取得し、三相電圧指令演算器５Ａに出力する。

三相電圧指令演算器５Ａは、外部から入力されるモータ１に対する制御指令と、回転位置検出器２から出力される回転子磁極位置θと、インバータ４Ａから出力される電源電流Ｉｄｃ＿ｓ及び相電流Ｉｗ＿ｓとに基づいて、交流モータ１を所望の状態に制御するための基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算する。

オフセット電圧演算部６Ａは、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂに基づいて、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを出力する。オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの演算の目的は、インバータ４Ａの電圧利用率を向上させることにある。オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの演算は、公知の技術を使えばよく、例えば非特許文献１の「省エネモータの原理と設計法」に記載の３次高調波信号をオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔとしてもよい。その他にも、２相変調法等を用いてオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを求めるようにしてもよい。

減算部７は、三相電圧指令演算器５Ａから出力された基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂから、オフセット電圧演算部６Ａで演算されたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算することにより、三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算する。

インバータオンオフ信号生成部８Ａは、減算部７より出力された三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、直流電源３より出力された直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、インバータ４Ａのスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎに対するオンオフ信号Ｓｕｐｓ〜Ｓｗｎｓを出力する。

なお、三相電圧指令演算器５Ａ、オフセット電圧演算部６Ａ、減算部７、および、インバータオンオフ信号生成部８Ａは、電源電流Ｉｄｃ＿ｓおよび相電流Ｉｗ＿ｓに基づいて、インバータ４Ａが出力する交流電圧の指令値に相当する電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算し、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてオンオフ信号Ｓｕｐｓ〜Ｓｗｎｓを生成して、インバータ４Ａに出力する制御部を構成している。

次に、インバータオンオフ信号生成部８Ａ、および、インバータ４Ａの動作について詳細に説明する。インバータオンオフ信号生成部８Ａにおいては、まず、下記の式（１）、式（２）、式（３）を用いて、三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、それぞれ、オンデューティ指令Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗに変換する。

Ｄｕ ＝ Ｖｕ ／ Ｖｄｃ ＋ ０．５・・・（１）
Ｄｖ ＝ Ｖｖ ／ Ｖｄｃ ＋ ０．５・・・（２）
Ｄｗ ＝ Ｖｗ ／ Ｖｄｃ ＋ ０．５・・・（３）

図２は、インバータ４Ａのスイッチング周期Ｔｓにおける、オンデューティ指令Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗと、インバータ４Ａの上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐに対するオンオフ信号Ｓｕｐｓ、Ｓｖｐｓ、Ｓｗｐｓとの関係を示す図である。なお、ここでは、スイッチング周期Ｔｓを、例えば、５０μｓとする。

図２において、スイッチング周期Ｔｓの開始時刻を時刻ｔ＿ｓｔａｒｔとし、スイッチング周期Ｔｓの終了時刻を時刻ｔ＿ｆｉｎｉｓｈとする。

まず、オンオフ信号Ｓｕｐｓについて説明する。図２の例に示されるように、時刻ｔ＿ｓｔａｒｔから時刻ｔｕ＿ｏｎまでの間は、オンオフ信号Ｓｕｐｓの値が０で、すなわち、オフ指令である。また、時刻ｔｕ＿ｏｎから時刻ｔｕ＿ｏｆｆまでの間は、オンオフ信号Ｓｕｐｓの値が１で、すなわち、オン指令である。また、時刻ｔｕ＿ｏｆｆから時刻ｔ＿ｆｉｎｉｓｈまでの間は、オンオフ信号Ｓｕｐｓの値が０で、すなわち、オフ指令とする。このとき、時刻ｔｕ＿ｏｎから時刻ｔｕ＿ｏｆｆまでの時間を「Ｄｕ×Ｔｓ」に設定する。これにより、スイッチング周期Ｔｓに対するスイッチング素子Ｓｕｐがオンとなるオン指令の割合を、Ｕ相に対応するオンデューティ指令Ｄｕに一致させる。

次に、オンオフ信号Ｓｖｐｓについて説明する。図２の例に示されるように、時刻ｔ＿ｓｔａｒｔから時刻ｔｖ＿ｏｆｆまでの間は、オンオフ信号Ｓｖｐｓの値が１で、すなわち、オン指令である。また、時刻ｔｖ＿ｏｆｆから時刻ｔｖ＿ｏｎまでの間は、オンオフ信号Ｓｖｐｓの値が０で、すなわち、オフ指令である。そして、時刻ｔｗ＿ｏｎから時刻ｔ＿ｆｉｎｉｓｈまでの間、オンオフ信号Ｓｖｐｓの値が１で、オン指令である。このとき、時刻ｔｖ＿ｏｆｆから時刻ｔｖ＿ｏｎまでの時間を「（１−Ｄｖ）×Ｔｓ」に設定する。これにより、スイッチング周期Ｔｓに対するスイッチング素子Ｓｖｐがオンとなるオン指令の割合を、Ｖ相に対応するオンデューティ指令Ｄｖに一致させる。

次に、オンオフ信号Ｓｗｐｓについて説明する。図２の例に示されるように、時刻ｔ＿ｓｔａｒｔから時刻ｔｗ＿ｆｆまでの間、オンオフ信号Ｓｗｐｓの値が１で、すなわち、オン指令である。また、時刻ｔｗ＿ｏｆｆから時刻ｔｗ＿ｏｎまでの間、オンオフ信号Ｓｗｐｓの値が０で、すなわち、オフ指令である。また、時刻ｔｗ＿ｏｎから時刻ｔ＿ｆｉｎｉｓｈまでの間、オンオフ信号Ｓｗｐｓの値が１で、すなわち、オン指令である。このとき、時刻ｔｗ＿ｏｆｆからｔｗ＿ｏｎまでの時間を「（１−Ｄｗ）×Ｔｓ」に設定する。これにより、スイッチング周期Ｔｓに対するスイッチング素子Ｓｗｐがオンとなるオン指令の割合を、Ｗ相に対応するオンデューティ指令Ｄｗに一致させる。

図３は、インバータ４Ａのスイッチング周期Ｔｓにおける、インバータ４Ａの上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオンオフ状態と、インバータ４Ａから出力される三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｖ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭとの関係を示す図である。なお、インバータ４Ａの下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの反転信号となるため、ここでは、図示を省略している。なお、図３では、図２と同様に、スイッチング周期Ｔｓを、例えば、５０μｓとする。なお、図３のＳｕｐ〜Ｓｗｎにおいて、１はオンを意味し、０はオフを意味する。

図３において、Ｕ相においては、オンオフ信号Ｓｕｐｓは、スイッチング素子Ｓｕｐのオンオフに同期している。すなわち、Ｓｕｐｓ＝１ならばＳｕｐ＝１となり、Ｓｕｐｓ＝０ならばＳｕｐ＝０となる。更に、スイッチング素子Ｓｕｐのオンオフは、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭに同期している。すなわち、Ｓｕｐ＝１ならばＶｕ＿ＰＷＭ＝Ｖｄｃとなり、Ｓｕｐ＝０ならばＶｕ＿ＰＷＭ＝０となる。

また、Ｖ相においては、オンオフ信号Ｓｖｐｓは、スイッチング素子Ｓｖｐのオンオフに同期している。すなわち、Ｓｖｐｓ＝１ならばＳｖｐ＝１となり、Ｓｖｐｓ＝０ならばＳｖｐ＝０となる。更に、スイッチング素子Ｓｖｐのオンオフは、三相端子電圧Ｖｖ＿ＰＷＭに同期している。すなわち、Ｓｖｐ＝１ならばＶｖ＿ＰＷＭ＝Ｖｄｃとなり、Ｓｖｐ＝０ならばＶｖＰＷＭ＝０となる。

また、Ｗ相においては、オンオフ信号Ｓｗｐｓは、スイッチング素子Ｓｗｐのオンオフに同期している。すなわち、Ｓｗｐｓ＝１ならばＳｗｐ＝１となり、Ｓｗｐｓ＝０ならばＳｗｐ＝０となる。更に、スイッチング素子Ｓｗｐのオンオフは、三相端子電圧Ｖｗ＿ＰＷＭに同期している。すなわち、Ｓｗｐ＝１ならばＶｗ＿ＰＷＭ＝Ｖｄｃとなり、Ｓｗｐ＝０ならばＶｗＰＷＭ＝０となる。

また、電源電流検出センサ８１による電源電流Ｉｄｃ＿ｓの検出時刻、および、相電流検出センサ８２による相電流Ｉｗ＿ｓの検出時刻は、共に、図２および図３に示す、中央時刻ｔ＿ｍｉｄに設定されている。

中央時刻ｔ＿ｍｉｄは、スイッチング周期Ｔｓの開始時刻ｔ＿ｓｔａｒｔと終了時刻ｔ＿ｆｉｎｉｓｈとの間の中央時刻であると共に、時刻ｔｕ＿ｏｎと時刻ｔｕ＿ｏｆｆとの間の中央時刻でもある。

図２および図３に示されるように、中央時刻ｔ＿ｍｉｄは、相電流検出センサ８２が設けられていないＵ相に対する上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオンで、且つ、他の２相（Ｖ相、Ｗ相）の上アームスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオフとなる期間、すなわち、時刻ｔｕ＿ｏｎから時刻ｔｕ＿ｏｆｆまでの期間における、中央時刻である。従って、中央時刻ｔ＿ｍｉｄで検出を行うことは、当該期間の中央時刻にて、電源電流Ｉｄｃ＿ｓおよび相電流Ｉｗ＿ｓを検出することになる。

図４は、インバータ４Ａのスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎのスイッチングパターンと、電源電流Ｉｄｃ＿ｓから再生できる相電流との関係を示したテーブルである。図４のテーブルは、予め、三相電圧指令演算器５Ａが記憶している。時刻ｔ＿ｍｉｄにおけるスイッチングパターンは、図３から分かるように、Ｓｕｐ＝１、Ｓｖｐ＝０、Ｓｗｐ＝０である。従って、当該スイッチングパターンに対応する電源電流Ｉｄｃ＿ｓが、時刻ｔ＿ｍｉｄで検出された電源電流Ｉｄｃ＿ｓとなり、その値は、図４から、Ｕ相を流れる電流Ｉｕに等しいことがわかる。

以上のことから、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにおいて、電源電流検出センサ８１を用いて、電源電流Ｉｄｃ＿ｓを検出することにより、Ｕ相電流Ｉｕ＿ｓの検出が可能となる。また、Ｗ相電流Ｉｗ＿ｓは、相電流検出センサ８２より検出される。

このとき、三相電圧指令演算器５Ａは、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにて検出された電源電流Ｉｄｃ＿ｓ（＝Ｉｕ＿ｓ）、および、相電流検出センサ８２で検出された相電流Ｉｗ＿ｓに基づき、下記の式（４）により、Ｖ相電流Ｉｖ＿ｓを再生する。

Ｉｖ＿ｓ ＝ −Ｉｕ＿ｓ−Ｉｗ＿ｓ ・・・（４）

次に、三相電圧指令演算器５Ａは、相電流Ｉｕ＿ｓ，Ｉｖ＿ｓ，Ｉｗ＿ｓおよび回転子磁極位置θを用いて、回転二軸（ｄ−ｑ）軸上のモータ電流ｉｄ，ｉｑを、下記の式（５）より求める。

次に、制御指令を、回転二軸上の電流指令に設定した場合、例えば、ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに設定した場合、三相電圧指令演算器５Ａは、ｄ軸に関する電流指令ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、および、上式（５）から求めたモータ電流ｉｄに基づいて、下記の式（６）より、ｄ軸に関する電圧指令Ｖｄを演算する。

ここで、ｋｄ，Ｔｄは、それぞれ，比例ゲインおよび積分時定数であり、ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔに対するｉｄの所望の応答に基づいて決定すればよい。

次に、三相電圧指令演算器５Ａは、ｑ軸に関する電流指令ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ、および、上式（５）から求めたモータ電流ｉｑに基づいて、下記の式（７）より、ｑ軸に関する電圧指令Ｖｑを演算する。

ここで、ｋｑ，Ｔｑは、それぞれ，比例ゲインおよび積分時定数であり、ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに対するｉｑの所望の応答に基づいて決定すればよい。

次に、三相電圧指令演算器５Ａは、式（６）で求めたｄ軸に関する電圧指令Ｖｄ、式（７）で求めてｑ軸に関する電圧指令Ｖｑ、および、回転位置検出器２で検出した回転子磁極位置θを用いて、下記の式（８）より、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算する。

次に、実施の形態１の効果について説明する。電流検出時刻である中央時刻ｔ＿ｍｉｄは、スイッチング周期Ｔｓの開始時刻ｔ＿ｓｔａｒｔと終了時刻ｔ＿ｆｉｎｉｓｈとの中間時刻である。よって、図３において、３相ＰＷＭ波形（Ｖｕ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭ、Ｖｗ＿ＰＷＭ）は、共に、中央時刻ｔ＿ｍｉｄを中心にして、左右対称な波形となっている。よって、中央時刻ｔ＿ｍｉｄで検出される電流値、すなわち、実施の形態１においては、Ｉｕ＿ｓ、および、Ｉｗ＿ｓは、スイッチング周期Ｔｓ中に変動する電流値Ｉｕ，Ｉｗの平均値となる。電流値Ｉｕ，Ｉｗの平均値は、Ｉｕ，Ｉｗの基本波であるので、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにて検出されたＩｕ＿ｓ，Ｉｗ＿ｓは、それぞれ、Ｉｕ，Ｉｗの基本波成分である。三相電圧指令演算器５Ａにて、その基本波成分に基づいた電流の制御が実施されるので、交流モータ１に生じる速度、位置、またはトルクの振動を低減できる効果を奏する。

なお、時刻ｔｕ＿ｏｎと中央時刻ｔ＿ｍｉｄとの間隔が近い場合、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにおいては、Ｕ相がターンオンすることによるＩｗ＿ｓおよびＩｄｃ＿ｓへの脈動の影響が残っている。そのため、Ｉｗ＿ｓおよびＩｄｃ＿ｓの検出精度は低くなる。このような場合には、電流検出時刻を、中央時刻ｔ＿ｍｉｄからαだけ後ろにずらした時刻にすればよい。また、時刻ｔｖ＿ｏｆｆと中央時刻ｔ＿ｍｉｄとの間隔が近い場合、および、時刻ｔｗ＿ｏｆｆと中央時刻ｔ＿ｍｉｄとの間隔が近い場合についても、同様のことが言える。すなわち、スイッチング素子がターンオフあるいはターンオンする時刻と中央時刻ｔ＿ｍｉｄとが近い場合には、中央時刻ｔ＿ｍｉｄからシフトした中央時刻ｔ＿ｍｉｄ近傍で電流値を検出し、当該電流値を用いて、電流の制御を実施する。それにより、スイッチング素子のターンオフあるいはターンオンで電流検出値に生じる脈動の影響を低減できる効果を得ることができる。

上述した特許文献１とこの発明の実施の形態１とを比較すると、共に、電流の基本波成分に基づく制御が行える点は変わりないが、特許文献１では電流センサが３個必要なのに対し、実施の形態１では電流センサが２個で良いため、実施の形態１の方が、特許文献１よりも、コスト面で有利である。

また、上述した特許文献２とこの発明の実施の形態１とを比較すると、特許文献２ではインバータが出力する電圧によってはオフセットエラーを補正することが困難であるのに対し、実施の形態１では常に電流の基本波成分を検出し、それに基づいた電流制御を実施できるので、実施の形態１の方が、特許文献２よりも、交流モータ１の制御精度の面で有利である。

以上のように、実施の形態１によれば、電源電流検出センサ８１にてインバータ４Ａの相電流検出センサ８２を設けていないＶ相またはＵ相を流れる相電流を検出でき、相電流検出センサ８２にてＷ相を流れる相電流を検出できるため、電源電流検出センサ８１と相電流検出センサ８２から合計で２相分の相電流を検出できる。これに、交流モータ１を流れる３相電流の加算値が零となることを利用すると、他の１相分の電流を検出することが可能である。よって、電源電流検出センサ１個と相電流検出センサ１個にて、３相モータを流れる３相電流を検出することが可能となり、特許文献１に対し、インバータの出力電流の検出に関わるコストを削減する効果が得られる。

さらに、電源電流検出センサ８１および相電流検出センサ８２の検出時刻は、インバータ４Ａの相電流検出センサ８２を設けていないＶ相またはＵ相に対する上アームスイッチング素子がオンかつ他の２相の下アームスイッチング素子がオンとなる期間の中央時刻ｔ＿ｍｉｄとしたことで、各相電流におけるＰＷＭ周期の平均値が検出でき、特許文献２に対し、電流検出精度が向上するといった効果を得ることができる。

実施の形態２．
実施の形態２において、実施の形態１と重複する箇所については説明を省略する。実施の形態２が、実施の形態１と異なるのは、インバータオンオフ信号生成部８Ｂである。すなわち、実施の形態２に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成は、図１の構成において、インバータオンオフ信号生成部８Ａの代わりに、インバータオンオフ信号生成部８Ｂを設けたものである。そのため、ここでは、図１を参照することとし、図示は省略する。

図５は、実施の形態２に係るインバータオンオフ信号生成部８Ｂの動作を説明するためのタイミングチャートである。実施の形態２においては、インバータオンオフ信号生成部８Ｂにおいて、三相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、周期Ｔｓのキャリア三角波と比較されることにより、オンオフ信号Ｓｕｐｓ〜Ｓｗｎｓが生成される。

図５において、キャリア三角波Ｃ１は、スイッチング周期Ｔｓの開始時刻ｔ＿ｓｔａｒｔおよび終了時刻ｔ＿ｆｉｎｉｓｈにて最大値となり、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにて最小値となるキャリア三角波である。一方、キャリア三角波Ｃ２は、スイッチング周期Ｔ２の開始時刻ｔ＿ｓｔａｒｔおよび終了時刻ｔ＿ｆｉｎｉｓｈにて最小値となり、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにて最大値となるキャリア三角波である。従って、キャリア三角波Ｃ１の位相は、キャリア三角波Ｃ２の位相に対して、スイッチング周期Ｔｓを３６０度として、１８０度ずれている。

まず、インバータオンオフ信号生成部８Ｂにおいて、相電圧指令Ｖｖ，Ｖｗは、キャリア三角波Ｃ２と比較される。相電圧指令Ｖｖが、キャリア三角波Ｃ２より大きければ、オンオフ信号Ｓｖｐｓを１（オン）とし、小さければ、オンオフ信号Ｓｖｐｓを０（オフ）とする。同様に、相電圧指令Ｖｗが、キャリア三角波Ｃ２より大きければ、オンオフ信号Ｓｗｐｓを１（オン）とし、小さければ、オンオフ信号Ｓｗｐｓを０（オフ）とする。

一方、相電圧指令Ｖｕは、キャリア三角波Ｃ１と比較される。相電圧指令Ｖｕが、キャリア三角波Ｃ１より大きければ、オンオフ信号Ｓｕｐｓを１（オン）とし、小さければ、オンオフ信号Ｓｕｐｓを０（オフ）とする。

よって、本処理は、Ｖ相および相電流検出センサ８２を設けたＷ相に対するキャリア三角波Ｃ２の位相に対し、相電流検出センサ８２を設けていないＵ相に対するキャリア三角波Ｃ１の位相を、１８０度ずらしていることになる。従って、本処理によっても、実施の形態１と同様に、３相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ，Ｖｗ＿ＰＷＭ，Ｖｗ＿ＰＷＭは、中央時刻ｔ＿ｍｉｄ（キャリア三角波Ｃ２の最大値またはキャリア三角波Ｃ１の最小値、言い換えると、キャリア三角波Ｃ１、Ｃ２のピーク）を中心として、左右対称な波形となっている。よって、中央時刻ｔ＿ｍｉｄで検出される電流値（Ｉｕ＿ｓ、Ｉｗ＿ｓ）は、スイッチング周期Ｔｓ中に変動する電流値Ｉｕ，Ｉｗの平均値となる。以上により、実施の形態２においても、実施の形態１と同様の効果が得られる。

実施の形態３．
図６は、この発明の実施の形態３に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。実施の形態３において、実施の形態１，２と重複する箇所については説明を省略する。

実施の形態３と実施の形態１との相違点は、実施の形態３においては、図１のインバータ４Ａに設けられた相電流検出センサ８２の代わりに、インバータ４Ｂにおいて相電流検出センサ８３が設けられている点である。

相電流検出センサ８３は、下アームスイッチング素子Ｓｗｎと直流電源３の負極端子との間に設けられている。相電流検出センサ８３は、下アームスイッチング素子Ｓｗｎと直流電源３の負極端子との間に設けられた抵抗Ｒｗと、第３のアンプＡｍｐとから構成されている。相電流検出センサ８３は、下アームスイッチング素子Ｓｗｎがオンしているときに、抵抗Ｒｗを流れる電流がＩｗに一致することを利用して、Ｗ相電流を検出する。すなわち、相電流検出センサ８３は、下アームスイッチング素子Ｓｗｎがオンしているタイミングで、抵抗Ｒｗの両端電圧を第３のアンプＡｍｐで増幅して得た相電流Ｉｗ＿ｓを出力する。

実施の形態３において、実施の形態１，２における相電流検出センサ８２から、相電流検出センサ８３へと変えたことによる、検出タイミングの変更はない。例えば、図３を参照すると、実施の形態１における電流検出時刻である中央時刻ｔ＿ｍｉｄにおいて、ｗ相の上アームスイッチング素子Ｓｗｐはオフであるから、下アームスイッチング素子Ｓｗｎはオンしているので、相電流検出センサ８３においても、相電流検出センサ８２と同様に、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにて検出を行って、三相電圧指令演算器５Ａに出力すればよい。

このように、実施の形態３においては、Ｗ相に設けた相電流検出センサ８２の代わりに、下アームスイッチング素子Ｓｗｎと直流電源３の負極端子との間に設けた相電流検出センサ８３を用いる。相電流検出センサ８２の抵抗Ｒｗの両端電圧の電位変動よりも、相電流検出センサ８３の抵抗Ｒｗの両端電圧の電位変動の方が少ない。従って、実施の形態３においては、抵抗Ｒｗの両端電圧の電位変動を抑制することができる。そのため、相電流検出センサ８３に用いる第３のアンプＡｍｐとして、低級で安価な作動アンプを使用することができ、インバータ装置の装置コストをさらに抑制することができる効果を得ることができる。

実施の形態４．
図７は、この発明の実施の形態１に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。実施の形態４において、実施の形態１〜３と重複する箇所については説明を省略する。実施の形態４と実施の形態３との相違点は、図７においては、図６のオフセット電圧演算部６Ａおよび三相電圧指令演算器５Ａの代わりに、オフセット電圧演算部６Ｂおよび三相電圧指令演算器５Ｂが設けられている点である。

図８は、オフセット電圧演算部６Ｂにおける演算処理の流れを示すフローチャートである。

図８において、ステップＳ１０１では、まず、三相電圧指令演算器５Ｂから入力された基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを大きい順にそれぞれ最大相Ｖｍａｘ、中間相Ｖｍｉｄ、最小相Ｖｍｉｎとし、このうちの最大相Ｖｍａｘと最小相Ｖｍｉｎとを記憶する。

次に、ステップＳ１０２では、インバータ４Ｂの出力上限値ＶＨ＿ｌｉｍｉｔに０．５Ｖｄｃを記憶すると共に、インバータ４Ｂの出力下限値ＶＬ＿ｌｉｍｔに−０．５Ｖｄｃを記憶する。なお、出力上限値ＶＨ＿ｌｉｍｉｔは、０．５Ｖｄｃに限らず、他の値でもよい。同様に、出力下限値ＶＬ＿ｌｉｍｔは、−０．５Ｖｄｃに限らず、他の値でもよい。

ステップＳ１０３では、最大相Ｖｍａｘが、インバータ４Ｂの出力上限値ＶＨ＿ｌｉｍｉｔを超えるか否かを判定する。判定の結果、超える（ＹＥＳ）の場合、ステップＳ１０７の処理へ進む。一方、判定の結果、超えない（ＮＯ）の場合、ステップＳ１０４の処理へ進む。

ステップＳ１０４では、最小相Ｖｍｉｎが、インバータ４Ｂの出力下限値ＶＬ＿ｌｉｍｉｔを下回るかを判定する。判定の結果、下回る（ＹＥＳ）の場合、ステップＳ１０６の処理へ進む。一方、判定の結果、下回らない（ＮＯ）の場合、ステップＳ１０５の処理へ進む。

ステップＳ１０５では、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔに０に設定する。

ステップＳ１０６では、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔに、最小相Ｖｍｉｎから出力下限値ＶＬ＿ｌｉｍｉｔを減算した減算値を設定する。

ステップＳ１０７では、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔに、最大相Ｖｍａｘから出力上限値ＶＨ＿ｌｉｍｉｔを減算した減算値を設定する。

オフセット電圧演算部６Ｂは、こうして求めたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを、減算部７に対して出力する。

次に、図９を用いて、減算部７の動作について説明する。減算部７は、三相電圧指令演算器５Ｂから、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗが入力されるとともに、オフセット電圧演算部６Ｂから、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが入力される。減算部７は、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗからオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算することで、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。図９は、減算部７に入力される基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗ、および、減算部７から出力される電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれの電気角１周期分の波形を示す。図９（ａ）が基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを示し、図９（ｂ）が電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示す。

このとき、図９（ａ）に示すように、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂのうちの最大相が、インバータ出力上限値ＶＨ＿ｌｉｍｉｔ（＝０．５Ｖｄｃ）を超える場合には、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうちの最大相がインバータ出力上限値０．５Ｖｄｃに一致するように、図９（ｂ）に示すように、減算部７は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを用いて、最大相を下側にシフトする。これにより、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は、常に、インバータ出力上限値０．５Ｖｄｃを超えることはない。同様に、図９（ａ）に示すように、基本三相電圧指令Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂのうちの最小相がインバータ出力下限値ＶＬ＿ｌｉｍｉｔ（＝−０．５Ｖｄｃ）を下回る場合には、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうちの最小相がインバータ出力下限値−０．５Ｖｄｃに一致するように、図９（ｂ）に示すように、減算部７は、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを用いて、最小相を上側にシフトする。これにより、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は、常に、インバータ出力下限値−０．５Ｖｄｃを下回ることはない。

続いて、図９を用いながら、実施の形態４における三相電圧指令演算器５Ｂの動作について説明する。ここで、相電流検出センサ８３が、相電流Ｉｗ＿ｓを正確に検出するために必要とする時間を電流検出時間Ｔｃとする。実施の形態４では、Ｔｃ＝５μｓとし、スイッチング周期Ｔｓ＝５０μｓとする。このとき、相電流検出センサ８３にて電流検出を行うには、Ｗ相の上アームスイッチング素子Ｓｗｐのオンデューティが、１−Ｔｃ／Ｔｓ＝０．９以下である必要がある。そこで、図９では、「下アームＯＮ時間＝Ｔｃとなる電圧レベル」として、下アームＯＮ時間を、上アームスイッチング素子のオンデューティが０．９となる電圧０．４Ｖｄｃに設定している。

次に、図５において、キャリア三角波を同位相としたＶ相およびＷ相に対する上アームスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐのオンデューティが０．４Ｖｄｃ以下になる区間、換言すると、Ｖ相およびＷ相の下アームスイッチング素子Ｓｖｎ，Ｓｗｎの通電時間がＴｃ以上となる区間を、図９（ｂ）の区間Ａとする。図１０は、区間Ａ内のＸにおける、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ，Ｖｖ＿ＰＷＭ，Ｖｗ＿ＰＷＭの波形を示す。この場合、Ｗ相において、時刻ｔｗ＿ｏｆｆから時刻ｔｗ＿ｏｎまでの時間は、電流検出時間Ｔｃより大きいので、中央時刻ｔ＿ｍｉｄ（キャリア三角波が最大値となる時刻）において、相電流検出センサ８３が相電流Ｉｗ＿ｓを検出する。そうして、相電流検出センサ８３から出力された相電流Ｉｗ＿ｓは、三相電圧指令演算器５Ｂに入力される。また、図１０に示されるように、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにおいては、Ｖｕ＿ＰＷＭ＝Ｖｄｃ、Ｖｖ＿ＰＷＭ＝０、Ｖｗ＿ＰＷＭ＝０であるので、図４より、Ｉｄｃ＿ｓはＩｕに等しいことが分かる。そこで、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにおいて電源電流検出センサ８１によって検出された電源電流Ｉｄｃ＿ｓを三相電圧指令演算器５Ｂに入力する。三相電圧指令演算器５Ｂは、図４のテーブルを参照して、Ｉｕ＿ｓ＝Ｉｄｃ＿ｓとして、電流の制御に用いる。三相電圧指令演算器５Ｂにおける、それ以降の処理は、実施の形態１で述べた、特に式（４）〜式（８）と同等の処理を実施すればよい。

次に、図５において、Ｖ相に対する上アームスイッチング素子Ｓｖｐのオンデューティが０．４Ｖｄｃより大きくなる区間、換言すると、下アームスイッチング素子Ｓｖｎの通電時間がＴｃ未満となる区間を、図９（ｂ）の区間Ｃとする。図１１は、区間Ｃ内のＹにおける、三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ，Ｖｖ＿ＰＷＭ，Ｖｗ＿ＰＷＭの波形を示す。この場合、時刻ｔｕ＿ｏｎと中央時刻ｔ＿ｍｉｄとの間隔が狭く、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにおいては、Ｕ相がターンオンすることによる相電流Ｉｗ＿ｓおよび電源電流Ｉｄｃ＿ｓへの脈動の影響が残っている。そのため、相電流Ｉｗ＿ｓおよび電源電流Ｉｄｃ＿ｓの検出精度は低い。そこで、このような場合においては、中間相であるｗ相のスイッチング時刻ｔｗ＿ｏｆｆまたはｔｗ＿ｏｎの前後において、合計２回、電源電流検出センサ８１が、電源電流Ｉｄｃ＿ｓを検出する。実施の形態４においては、図１１に示すように、中間相のスイッチング時刻ｔｗ＿ｏｆｆの前の時刻ｔｄｃ＿１、および、後の時刻ｔｄｃ＿２において、電源電流Ｉｄｃ＿ｓを検出する。以下では、時刻ｔｄｃ＿１に検出した電源電流Ｉｄｃ＿ｓをＩｄｃ＿ｓ１とし、時刻ｔｄｃ＿２に検出した電源電流Ｉｄｃ＿ｓをＩｄｃ＿ｓ２とする。このとき、時刻ｔｄｃ＿１にて検出した電源電流Ｉｄｃ＿ｓ１は、図４から、−Ｉｕに等しく、時刻ｔｄｃ＿２にて検出した電源電流Ｉｄｃ＿ｓ２は、図４から、Ｉｖに等しい。よって、三相電圧指令演算器５Ｂにおいては、電源電流Ｉｄｃ＿ｓ１，Ｉｄｃ＿ｓ２を検出し、それぞれ、−Ｉｕ＿ｓ、Ｉｖ＿ｓとして用い、以降は、実施の形態１で述べた処理を実施すればよい。また、図９におけるＢ，Ｃ，Ｄにおいても、時刻ｔ＿ｍｉｄ近傍においては、３相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ，Ｖｖ＿ＰＷＭ，Ｖｗ＿ＰＷＭに変動（スイッチング）が生じるため、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにて電源電流Ｉｄｃ＿ｓおよび相電流Ｉｗ＿ｓを検出することは困難である。そこで、これらの区間Ｂ，Ｃ，Ｄにおいても、中間相がスイッチングする時刻の前後において、合計２回、電源電流Ｉｄｃ＿ｓを検出し、それらを三相電圧指令演算器５Ｂへ入力し、三相電圧指令演算器５Ｂにおいて、図４を用いて、２相の相電流を再生することで、常に、３相の相電流に基づいた電流制御を行うことができる。

図９では、電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示したが、横軸をスイッチング１周期、縦軸を電気角１周期として、それぞれの電気角でのターンオンまたはターンオフのタイミングを示すと、図１２のようになる。図中の［Ｖ１］から［Ｖ７］は、図４で示した電圧ベクトルを表し、その横に電源電流Ｉｄｃ＿ｓの検出によって得られる相電流を併記している。また、下線を引いた領域では、相電流検出センサ８３によりＩｗ＿ｓが得られる。電気角２４０ｄｅｇの場合の電流検出方法について説明する。時刻ｔｕ＿ｏｎと時刻ｔ＿ｍｉｄとの間隔、時刻ｔｖ＿ｏｆｆと時刻ｔ＿ｍｉｄとの間隔が近いため、ｔ＿ｍｉｄで検出すると脈動の影響が残る。そこで、ｔｕ＿ｏｎおよびｔｖ＿ｏｆｆより手前の、例えばｔｗ＿ｏｆｆ＋Ｔｃのタイミングで、電源電流Ｉｄｃ＿ｓおよび相電流Ｉｗ＿ｓを検出する。電圧ベクトルがＶ３であるから、電源電流Ｉｄｃ＿ｓとしてＩｖが検出できる。三相電圧指令演算器５Ｂにおける、それ以降の処理は、実施の形態１で述べた、特に式（４）〜式（８）と同等の処理を実施すればよい。また、電気角３００ｄｅｇの場合においても、ｔｕ＿ｏｎとｔ＿ｍｉｄとの間隔、ｔｗ＿ｏｆｆとｔ＿ｍｉｄとの間隔が近いため、中央時刻ｔ＿ｍｉｄで検出すると、脈動の影響が残る。そこで、ｔｕ＿ｏｎおよびｔｖ＿ｏｆｆより手前の、例えばｔｕ＿ｏｆｆ−α（αは正の値）のタイミングで、電源電流検出センサ８１および相電流検出センサ８３が、電源電流Ｉｄｃ＿ｓおよび相電流Ｉｗ＿ｓを検出する。電圧ベクトルがＶ４であるから、電源電流Ｉｄｃ＿ｓとして−Ｉｕが検出できる。三相電圧指令演算器５Ｂにおける、それ以降の処理は、実施の形態１で述べた、特に式（４）〜式（８）と同等の処理を実施すればよい。つまり、相電流が検出できないいずれかの相の電流を検出できる電圧ベクトルを出力するタイミングにて、電源電流および相電流を検出し、それを三相電圧指令演算器５Ｂへ入力し、三相電圧指令演算器５Ｂにて２相の相電流を再生することで常に３相の相電流に基づいた電流制御を行うことができる。

さらに、電気角２４０ｄｅｇの場合、ｔｗ＿ｏｆｆ−αのタイミングで電源電流Ｉｄｃ＿ｓ１を検出し、ｔｗ＿ｏｆｆ＋Ｔｃのタイミングで電源電流Ｉｄｃ＿ｓ２および相電流Ｉｗ＿ｓを検出してもよい。このとき、電源電流Ｉｄｃ＿ｓ１は−Ｉｕ、電源電流Ｉｄｃ＿ｓ２はＩｖとなるため、これら３相の相電流に基づいた電流制御を行うことも可能である。

また、図１２において、区間Ｂのうち１８０ｄｅｇを少し超えた領域、区間Ｃのうち２７０ｄｅｇ近傍、区間Ｅの３６０ｄｅｇより少し手前の領域、即ち、電圧指令のうち１相が出力上限値または出力下限値に一致し、他の２相のオンデューティがＴｃ以上かつ（Ｔｓ−Ｔｃ）／Ｔｓ以下の場合、時刻ｔ＿ｍｉｄにて電源電流検出センサでの電源電流の検出が可能なので、その電源電流に基づいて、三相電圧指令演算器５Ｂにて基本三相電圧指令を演算するように設定することもできる。

以上のように、実施の形態４においては、Ｗ相およびＶ相に対応する下アームスイッチング素子の各通電時間が電流検出時間Ｔｃ以上の場合に、三相電圧指令演算部５Ｂが、電源電流検出センサ８１および相電流検出センサ８３によってキャリア三角波Ｃ２が最大値となる時刻である最大値時刻にて検出された電源電流および相電流を取得し、取得したそれらの電流を用いて相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算する。当該場合には、スイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ以上であるため、スイッチング素子がターンオンまたはターンオフすることによる脈動の影響がないので、キャリア三角波Ｃ２が最大値となる最大値時刻にて電源電流および相電流を検出すればよい。

また、Ｖ相に対応する下アームスイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ未満の場合、または、Ｕ相に対応する上アームスイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ未満の場合に、電源電流検出センサ８１が電源電流をキャリア三角波Ｃ１またはキャリア三角波Ｃ２の周期中において少なくとも２度検出することにより、三相電圧指令演算部５Ｂが、３相インバータの３相のうち、少なくとも２相を流れる電流を検出し、検出したそれらの電流を用いて前記相電圧指令を演算する。このような場合には、スイッチング素子がターンオンまたはターンオフすることによる脈動の影響が残っているため、電源電流を少なくとも２度検出することにより、３相インバータの３相のうち、少なくとも２相を流れる電流を検出することで、検出精度の劣化を防止することができる。

また、Ｗ相、Ｖ相、および、Ｕ相を、相電圧指令の大きい順に、それぞれ、最大相、中間相、最小相とした場合、電源電流検出センサ８１が中間相に対応する上アームスイッチング素子のスイッチングタイミングの前後において電源電流を２度検出することにより、三相電圧指令演算部５Ｂが、最大相および最小相を流れる電流を検出し、検出したそれらの電流を用いて相電圧指令を演算する。これにより、脈動の影響を低減することができ、検出精度の劣化を防止することができる。

また、Ｗ相およびＶ相のうちのいずれか１相に対応する下アームスイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ未満の場合、または、Ｕ相に対応する上アームスイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ未満の場合に、相電流検出センサ８３がＷ相を流れる電流を電流検出時間Ｔｃ以上を確保できるタイミングで検出するとともに、電源電流検出センサ８１が電源電流をキャリア三角波Ｃ１またはキャリア三角波Ｃ２の周期中において少なくとも１度検出することにより、三相電圧指令演算部５Ｂが、Ｖ相およびＵ相のうちの少なくとも１相を流れる電流を検出し、検出したそれらの電流に基づいて相電圧指令を演算する。これにより、脈動の影響を低減することができ、検出精度の劣化を防止することができる。

また、Ｗ相において電流検出時間Ｔｃ以上を確保できるタイミングで電源電流検出センサ８１および相電流検出センサ８３が電源電流および相電流を検出することにより、三相電圧指令演算部５Ｂが、３相インバータの３相のうち、少なくとも２相を流れる電流を検出し、検出したそれらの電流を用いて前記相電圧指令を演算する。これにより、脈動の影響を低減することができ、検出精度の劣化を防止することができる。

また、３相インバータの３相のうち、Ｖ相およびＵ相において、相電圧指令が３相インバータの出力上限値または出力下限値に一致し、かつ、Ｗ相に対応する下アームスイッチング素子の通電時間がＴｃ以上となる場合、三相電圧指令演算部５Ｂが、キャリア三角波Ｃ２が最大値となる最大値時刻にて電源電流検出センサ８１および相電流検出センサ８３が検出した電源電流および相電流を用いて相電圧指令を演算する。これにより、脈動の影響を低減することができ、検出精度の劣化を防止することができる。

実施の形態５．
実施の形態５において、実施の形態１〜４と重複する箇所については説明を省略する。実施の形態５が実施の形態４と異なるのは、インバータオンオフ信号生成部８Ｃである。すなわち、実施の形態５に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成は、図７の構成において、インバータオンオフ信号生成部８Ａの代わりに、インバータオンオフ信号生成部８Ｃを設けたものである。そのため、ここでは、図７を参照することとし、図示は省略する。

インバータオンオフ信号生成部８Ｃにおいては、下記の式（９）を用いて演算された電圧指令の振幅Ｖａｍｐが予め設定された上限値を超える場合、または、相電流検出センサ８３を設けたＷ相における電圧指令が電流検出時間Ｔｃに基づいて決定した予め設定された上限値を超えた場合に、図１３に示すように、３相に対するキャリア三角波を同相に設定する。図１３は、実施の形態２で述べた図５に対し、キャリア三角波Ｃ１がキャリア三角波Ｃ２と同相になっている点が異なる。

そして、図１３における三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、図９に示すＹにおける値としている。実施の形態４における図１１においては、キャリア三角波Ｃ１はキャリア三角波Ｃ２に対し１８０度の位相差を有していたため、電流検出時刻である中央時刻ｔ＿ｍｉｄ近傍にて、キャリア三角波Ｃ１と比較されるＵ相のスイッチングｔｕ＿ｏｎが生じるため、電源電流および相電流の検出精度が悪化する。そこで、電圧指令の振幅Ｖａｍｐが予め設定された上限値を超える場合、または、相電流検出センサ８３を設けたＷ相における電圧指令が予め設定された上限値を超える場合、キャリア三角波Ｃ１をキャリア三角波Ｃ２と同相に設定する。この操作によって、Ｕ相のスイッチング時刻ｔｕ＿ｏｆｆ、ｔｕ＿ｏｎが電流検出時刻である中央時刻ｔ＿ｍｉｄから離れた位置にて生じるため、図９の区間Ａ以外においても、中央時刻ｔ＿ｍｉｄにて電源電流および相電流を検出できるようになることから、インバータの出力電流の、キャリア周期における平均値を検出できる位相が増大するといった効果が得られる。

実施の形態６．
図１４は、この発明の実施の形態６に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。実施の形態６において、実施の形態１〜５と重複する箇所については説明を省略する。実施の形態５が実施の形態４と異なるのは、三相電圧指令演算器５Ｃ、および、インバータオンオフ信号生成部８Ｄであり、相電流検出センサ８３が故障している点も異なる。なお、三相電圧指令演算器５Ｃは、相電流検出センサ８３からの相電流Ｉｗ＿ｓが入力されない、または、相電流Ｉｗ＿ｓの値が予め設定された正常範囲から外れている場合に、相電流検出センサ８３が故障であると判定する。

以下、インバータオンオフ信号生成部８Ｄの動作を説明する。まず、上記の式（１）、式（２）、式（３）によって、三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをオンデューティ指令Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換する。

図１５は、インバータ４Ｂのスイッチング周期Ｔｓ（Ｔｓ：例えば５０μｓ）における、インバータ４Ｂの上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと、インバータ４Ｂから出力される三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ，Ｖｖ＿ＰＷＭ，Ｖｗ＿ＰＷＭの関係を示す図である。まず、Ｕ相においては、時刻ｔ＿ｓｔａｒｔにて、上アームスイッチング素子Ｓｕｐを、オン、すなわち、１にセットし、その状態を、期間Ｄｕ×Ｔｓの間継続し、時刻ｔｕ＿ｏｆｆにてオフ、すなわち、０にする。

続いて、Ｖ相においては、時刻ｔ＿ｓｔａｒｔから始まる期間Ｔｃの間は、上アームスイッチング素子Ｓｖｐをオフ、すなわち、０とし、Ｔｃ経過後の時刻Ｔｖ＿ｏｎにて、上アームスイッチング素子Ｓｖｐをオン、すなわち、１にセットし、その状態をＤｖ×Ｔｓ間継続し、時刻ｔｖ＿ｏｆｆにてオフ、すなわち、０とする。

そして、Ｗ相においては、時刻ｔ＿ｓｔａｒｔから始まる期間２×Ｔｃまでは、上アームスイッチング素子Ｓｗｐをオフ、すなわち、０とし、２×Ｔｃ経過後の時刻Ｔｗ＿ｏｎにて、上アームスイッチング素子Ｓｗｐをオン、すなわち、１にセットし、その状態をＤｗ×Ｔｓ間継続し、時刻ｔｗ＿ｏｆｆにてオフ、すなわち、０とする。

三相端子電圧Ｖｕ＿ＰＷＭ，Ｖｖ＿ＰＷＭ，Ｖｗ＿ＰＷＭは、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐのオンオフに同期した波形となる。

図１５の特徴は、オン時間が固定されることである。Ｕ相は常にｔ＿ｓｔａｒｔでオンし、Ｖ相は常にｔ＿ｓｔａｒｔからＴｃ経過後にオンし、Ｗ相は常にｔ＿ｓｔａｒｔから２×Ｔｃ経過後にオンする。よって、オン時間は常に固定である。一方、各相のオフ時刻は各相のデューティ（Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗ）に応じて変動する。このようなスイッチング手法によって、図１５に示す状態Ｐ（Ｓｕｐ＝１、Ｓｖｐ＝０、Ｓｗｐ＝０）が電流検出期間Ｔｃだけ継続すると共に、状態Ｑ（Ｓｕｐ＝１、Ｓｖｐ＝１、Ｓｗｐ＝０）が電流検出期間Ｔｃだけ継続する。図４より、状態Ｐは電圧ベクトルＶ１、状態Ｑは電圧ベクトルＶ２に等しい。図４において、零ベクトルであるＶ０およびＶ７を除いたＶ１〜Ｖ６を有効ベクトルと定義すると、図１５のスイッチングによって、Ｖ１、Ｖ２という２種類の有効ベクトルが電流検出期間Ｔｃ間にそれぞれ出力されることになる。

続いて、三相電圧指令演算器５Ｃの動作について説明する。三相電圧指令演算器５Ｃでは、電源電流を、状態Ｐである時刻に１度、そして、状態Ｑである時刻にもう１度、電源電流検出センサ８１より検出する。状態Ｐにおける電源電流は、図４よりＩｕに等しいため、状態Ｐの時刻で検出した電源電流よりＩｕを検出できる。次に、状態Ｑにおける電源電流は図４より−Ｉｗに等しいため、状態Ｑの時刻で検出した電源電流よりＩｗを検出できる。そして、状態Ｐ，Ｑにてそれぞれ検出した２相を流れる電流Ｉｕ，Ｉｗを用いて、三相電圧指令演算器５Ａと同様の演算を実施し、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを算出する。

以上より、実施の形態６では、制御部が、相電流検出センサ８３が故障を検知した場合において、インバータ４Ｂが２種類の有効ベクトルを出力するようにオンオフ信号を生成し、電源電流検出センサ８１にて、各有効ベクトル時の電流を検出し、その電流を基に三相電圧指令演算器５Ｃにて基本三相電圧指令を演算する構成としたことによって、相電流検出センサ８３が故障した場合も、交流モータの電流制御を継続できるといった効果を奏する。

実施の形態６では、オンする順序をＵ相→Ｖ相→Ｗ相とした例について述べたが、オンする順序はこれに限定されるものではない。例えば、オンする順序をＷ相→Ｕ相→Ｖ相として、生成される有効ベクトルＶ５，Ｖ６期間中にそれぞれ、電源電流からＩｗ，Ｉｖを生成して同様の制御も行うことも可能である。また、電圧指令の大小関係から、オンする順序を切り替えてもよい。

実施の形態７．
図１６は、この発明の実施の形態１に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。実施の形態７において、実施の形態１〜３と重複する箇所については説明を省略する。実施の形態７が、図６の実施の形態３と異なるのは、三相電圧指令演算器５Ｄであり、電源電流検出センサ８１が故障している点が異なる。なお、三相電圧指令演算器５Ｄは、電源電流検出センサ８１からの電源電流Ｉｄｃ＿ｓが入力されない、または、電源電流Ｉｄｃ＿ｓの値が予め設定された正常範囲から外れている場合に、電源電流検出センサ８１が故障であると判定する。

実施の形態７では、電源電流検出センサ８１の故障が検知された場合の動作のため、三相電圧指令演算器５Ｄは、電源電流Ｉｄｃ＿ｓは使えず、相電流検出センサ８３より検出したＩｗ＿ｓを用いて基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算する。以下、その方法について述べる。

実施の形態１と同様に、制御指令に、回転二軸上の電流指令ｉｄ＿ｔａｒｇｅｒｔ、ｉｑ＿ｔａｒｇｅｒｔに設定する。ここで、それらを下記の式（１０），（１１）のように設定する。

ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ ＝ ０ ・・・式（１０）
ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ ＝ （√３／√２）×Ｉａｍｐ ・・・式（１１）

このとき、相電流検出センサ８３より検出される相電流Ｉｗ＿ｓは、下記の式（１２）となる（θは実施の形態１で述べたように回転子磁極位置である）。

Ｉｗ＿ｓ ＝ Ｉａｍｐ’ × ｃｏｓ（θ＋π／２＋２π／３）・・・式（１２）

ここで、Ｉｗ＿ｓ、および、ｃｏｓ（θ＋π／２＋２π／３）は既知なので、Ｉａｍｐ’を下記の式（１３）で演算する。

Ｉａｍｐ’ ＝ Ｉｗ＿ｓ／ｃｏｓ（θ＋π／２＋２π／３）・・・式（１３）

検出できないＩｕ＿ｓ，Ｉｖ＿ｓの推定値は、それぞれ、式（１４）及び式（１５）のようになる。

Ｉｕ＿ｓ ＝ Ｉａｍｐ’×ｃｏｓ（θ＋π／２）・・・式（１４）
Ｉｖ＿ｓ ＝ Ｉａｍｐ’×ｃｏｓ（θ＋π／２−２π／３）・・・式（１５）

以上より、相電流検出センサ８３より検出したＩｗ＿ｓ、および、Ｉｗ＿ｓを用いて推定したＩｕ＿ｓ，Ｉｖ＿ｓを用いて、実施の形態１で述べた式（５）〜式（８）の演算を行うことで、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算することができる。

以上より、実施の形態７では、電源電流検出センサ８１が故障した場合において、相電流検出センサ８３にて検出した相電流検出値に基づいて、少なくとも２相の電流を推定し、それらの電流を基に三相電圧指令演算器５Ｄにて基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算する構成としたことによって、電源電流検出センサ８１が故障した場合も、交流モータ１の電流制御を継続できるといった効果を奏する。

実施の形態８．
図１７は、この発明の実施の形態１に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。実施の形態８において、実施の形態１〜３と重複する箇所については説明を省略する。実施の形態８が、図３の実施の形態３と異なるのは、三相電圧指令演算器５Ｅ、および、センサ故障検出器８００である。

センサ故障検出器８００は、電源電流検出値Ｉｄｃ＿ｓ、相電流検出値Ｉｗ＿ｓ、および、オンオフ信号Ｓｕｐｓ〜Ｓｗｎｓに基づいて、電源電流検出センサ８１の故障および相電流検出センサ８３の故障を検出して、三相電圧指令演算器５Ｅに故障信号を出力する。

以下、センサ故障検出器８００の動作について詳細に述べる。センサ故障検出器８００は、入力されたオンオフ信号Ｓｕｐｓ〜Ｓｗｎｓに応じて、電圧ベクトルが図４のＶ０〜Ｖ７のうちのどの状態にあるかを判定する。そして、電圧ベクトルが例えばＶ２ベクトルの場合、Ｉｄｃ＿ｓおよびＩｗ＿ｓを検出する。ここで、図４より、Ｉｄｃ＿ｓは−Ｉｗに一致するので、電源電流検出センサ８１及び相電流検出センサ８３に故障が無ければ、Ｉｄｃ＿ｓの絶対値とＩｗ＿ｓの絶対値はほぼ一致する。そこで、Ｉｔｈを事前に定めた閾値として、式（１６）を満たす場合は故障無し、満たさない場合は故障有りと判定する。

｜Ｉｄｃ＿ｓ｜−｜Ｉｗ＿ｓ｜＜｜Ｉｔｈ｜・・・（１６）

次に、三相電圧指令演算器５Ｅの動作について説明する。センサ故障検出器８００が故障無しと判定した場合、三相電圧指令演算器５Ｅは、実施の形態１で述べた三相電圧指令演算器５Ａと同じ動作を行う。一方、センサ故障検出器８００が故障有りと判定した場合、以下の動作を行う。

制御指令を、回転二軸上の電流指令ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ、ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔに設定し、それらの電流指令と交流モータ１のモータ定数とを用いて、下記の式（１７），（１８）により回転二軸上の電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを演算する。

Ｖｄ ＝ Ｒ×ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ−ω×Ｌｑ×ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ・・・（１７）
Ｖｑ ＝ Ｒ×ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ＋ω×（Ｌｄ×ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ＋φ）
・・・（１８）

ここで、Ｒ，Ｌｄ，Ｌｑ，φは、それぞれ、交流モータ１の巻線抵抗、ｄ軸に関する自己インダクタンス、ｑ軸に関する自己インダクタンス、鎖交磁束数である。

次に、ｄ軸に関する電圧指令Ｖｄ、ｑ軸に関する電圧指令Ｖｑ、および、回転子磁極位置θを用いて、下記の式（１９）より、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算する。

以上の演算により、交流モータ１の実際の電流値を用いることなく、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算できる。

以上より、実施の形態８では、センサ故障検出器８００を用いて、電源電流検出センサ８１、および、相電流検出センサ８２の故障を検知し、少なくともいずれか１つの故障が検知された場合、三相電圧指令演算器５Ｅにて、電流指令および交流モータ１の電気的定数（Ｒ、Ｌｄ、Ｌｑ、φ）を用いて、基本三相電圧指令Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖｗｂを演算することで、電源電流検出センサ８１または相電流検出センサ８３、または、それら両方が故障した場合も、交流モータ１の電流制御を継続できるといった効果を奏する。

実施の形態９．
図１８は、この発明の実施の形態９に係るインバータ装置および電動パワーステアリング装置の構成を示す構成図である。実施の形態９において、実施の形態１〜８と重複する箇所については説明を省略する。実施の形態９が、実施の形態８と異なるのは、ハンドル９０１、前輪９０２、トルク検出器９０３、および、ギア９０４が設けられている点と、三相電圧指令演算器５Ｅの代わりに、三相電圧指令演算器５Ｆが設けられている点である。

図１８において、運転者は、ハンドル９０１を左右に回転させて前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０３は、ステアリング系の操舵トルクＴｓｔを検出し、検出トルクＴｓｔを制御指令として三相電圧指令演算器５Ｆに出力する。交流モータ１は、その回転子がギア９０４を介してステアリングシャフト９０５に連結されている。交流モータ１は、運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生する。

次に、三相電圧指令演算器５Ｆの動作について述べる。交流モータ１のｄ軸に関する電流指令ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔを０に設定し、ｑ軸に関する電流指令ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔを、操舵トルクＴｓｔを用いて、下記の式（２０）のように設定する。

ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ ＝ ｋａ・Ｔｓｔ・・・（２０）

ここで、ｋａは定数であるが、操舵トルクＴｓｔまたは自動車の走行速度に応じてｋａの値を変動させるように設定してもよい。ここでは、式（２０）でｉｑ＿ｔａｒｇｅｔを決定するが、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて設定してもよい。これ以降の処理は、実施の形態１で述べた、特に式（４）〜式（８）と同等の処理を実施すればよい。

以下、実施の形態９の効果を述べる。電動パワーステアリング装置の制御においては、電流制御器の安定性が第一に重要である。電流制御の安定性を確保するには、モータ電流の検出間隔を一定とする必要がある。特許文献２による方法では、電流検出周期がキャリア搬送波の山以外で検出タイミングが電圧値に依存し一定とならないのに対し、実施の形態９では、ＰＷＭ搬送波の周期を単一周期の三角波とし、その最大値近傍でモータ電流を検出する。ＰＷＭ搬送波の周期を単一周期としたことによって、ＰＷＭ搬送波の最大値近傍と次の周期のＰＷＭ搬送波の最大値近傍の周期が常に一定となり、一定周期でのモータ電流の検出が可能となり、電流制御器の安定性が確保できる。

次に、電動パワーステアリング装置の制御においては、モータ電流を高精度に検出することが求められる。その理由について説明する。もし、検出したモータ電流にその真値に対する誤差が生じると、電流制御器が、誤差を含むモータ電流を電流指令に一致させるように制御する。その結果、交流モータ１よりトルクリップルが生じ、それがギア９０４を介してハンドル９０１へと伝わり、運転者の操舵感を悪化させてしまうからである。この観点において、特許文献２では、常に電流の基本波が検出できるとは限らず、操舵感において課題がある。一方、実施の形態９では、電流検出のタイミングをＰＷＭ搬送波の最大値近傍としたことによって、リップル成分を含むモータ電流からその基本波を検出することが可能となる。よって、モータ電流を高精度に検出することが可能となり、交流モータ１よりトルクリップルを生じず、運転者の良好なハンドルの操舵感が得られる。

また、電動パワーステアリングにおいては、小型化が求められる。小型にすることで、車両への搭載性が増し、配置の自由度が増し、車両自身の小型化にも寄与できる。その点において、特許文献１では、電流検出器を３個用いていたが、本実施の形態９による構成は、２個で実現するため、小型化において優れるといった効果が得られる。

なお、実施の形態１〜９においては、電源電流検出センサ８１を直流電源の負極側に設ける構成としたが、直流電源の正極側と負極側で流れる電流は同一であるので、電源電流検出センサ８１を直流電源の正極側に設ける構成としてもよいのは言うまでもない。

また、実施の形態１〜９においては、３相の交流モータ１および３相のインバータ４Ａ，４Ｂについて説明したが、その場合に限らず、交流モータ１およびインバータ４Ａ，４Ｂの相数は、任意の個数でよい。

１ 交流モータ、２ 回転位置検出器、３ 直流電源、４Ａ，４Ｂ インバータ、５Ａ，５Ｂ，５Ｃ，５Ｄ，５Ｅ，５Ｆ 三相電圧指令演算器、６Ａ，６Ｂ オフセット電圧演算部、７ 減算部、８Ａ，８Ｂ，８Ｃ，８Ｄ インバータオンオフ信号生成部、８１ 電源電流検出センサ、８２ 相電流検出センサ。

Claims (17)

1. 直流電源から供給される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流モータへ出力する３相インバータと、
   前記直流電源と前記３相インバータとの間を流れる電源電流を検出する電源電流検出センサと、
   前記３相インバータの３相のうちの１相に対して設けられ、当該１相に流れる相電流を検出する相電流検出センサと、
   前記電源電流および前記相電流の少なくとも一方を用いて、前記３相インバータが出力する前記交流電圧に対する指令値に相当する相電圧指令を演算し、前記相電圧指令に基づいて、前記３相インバータへ出力するオンオフ信号を生成する制御部と
   を備え、
   前記３相インバータは、各相ごとに、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが設けられ、
   前記３相インバータの３相のうち、前記相電流検出センサが設けられていない１相に対応する前記上アームスイッチング素子がオンで、且つ、他の２相に対応する前記下アームスイッチング素子がオンとなる期間の中央の時刻を、中央時刻としたとき、
   前記制御部は、前記電源電流および前記相電流として、前記電源電流検出センサおよび前記相電流検出センサが前記中央時刻において検出した電源電流および相電流を用いる、
   インバータ装置。
2. 前記制御部は、
   前記相電圧指令とキャリア三角波とを比較することにより、前記３相インバータへ出力する前記オンオフ信号を生成するものであって、
   前記電源電流および前記相電流として、前記キャリア三角波がピークとなる時刻において前記電源電流検出センサおよび前記相電流検出センサが検出した電源電流および相電流を用いて前記相電圧指令を演算し、
   前記３相インバータの３相のうち、前記相電流検出センサが設けられた前記１相を第１の相とし、前記相電流検出センサが設けられていない２相のうち、一方を第２の相とし、他方を第３の相としたとき、
   前記第１の相と前記第２の相とに対して用いる前記キャリア三角波を、第１のキャリア三角波とし、
   前記第３の相に対して用いる前記キャリア三角波を、第２のキャリア三角波としたとき、
   前記第２のキャリア三角波は、前記第１のキャリア三角波に対して、１８０度位相がずれている、
   請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記第１の相および前記第２の相に対応する前記下アームスイッチング素子の各通電時間が電流検出時間Ｔｃ以上の場合に、
   前記制御部は、前記電源電流検出センサおよび前記相電流検出センサが前記第１のキャリア三角波が最大値となる時刻である最大値時刻にて検出した電源電流および相電流を取得し、取得したそれらの電流を前記電源電流および前記相電流として用いて前記相電圧指令を演算する、
   請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記第２の相に対応する前記下アームスイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ未満の場合、または、前記第３の相に対応する前記上アームスイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ未満の場合に、
   前記制御部は、前記電源電流検出センサが前記電源電流を前記第１のキャリア三角波または前記第２のキャリア三角波の周期中において少なくとも２度検出することにより、前記３相インバータの３相のうち、少なくとも２相を流れる電流を検出し、検出したそれらの電流を用いて前記相電圧指令を演算する、
   請求項２または３に記載のインバータ装置。
5. 前記第１の相、前記第２の相、および、前記第３の相を、前記相電圧指令の大きい順に、それぞれ、最大相、中間相、最小相とした場合、
   前記制御部は、前記電源電流検出センサが前記中間相に対応する前記上アームスイッチング素子のスイッチングタイミングの前後において前記電源電流を２度検出することにより、前記最大相および前記最小相を流れる電流を検出し、検出したそれらの電流を用いて前記相電圧指令を演算する、
   請求項４に記載のインバータ装置。
6. 前記第１の相および前記第２の相のうちのいずれか１相に対応する前記下アームスイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ未満の場合、または、前記第３の相に対応する前記上アームスイッチング素子の通電時間が電流検出時間Ｔｃ未満の場合に、
   前記相電流検出センサが前記第１の相を流れる電流を電流検出時間Ｔｃ以上を確保できるタイミングで検出し、
   前記電源電流検出センサが前記電源電流を前記第１のキャリア三角波または前記第２のキャリア三角波の周期中において少なくとも１度検出することにより、前記第２の相および前記第３の相のうちの少なくとも１相を流れる電流を検出し、
   前記制御部は、前記相電流検出センサおよび前記電源電流検出センサで検出されたそれらの電流に基づいて前記相電圧指令を演算する、
   請求項２から５までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
7. 前記制御部は、
   前記第１の相において電流検出時間Ｔｃ以上を確保できるタイミングで前記電源電流検出センサおよび前記相電流検出センサが前記電源電流および前記相電流を検出することにより、前記３相インバータの３相のうち、少なくとも２相を流れる電流を検出し、検出したそれらの電流を用いて前記相電圧指令を演算する、
   請求項６に記載のインバータ装置。
8. 前記３相インバータの３相のうち、前記第２の相および前記第３の相において、前記相電圧指令が前記３相インバータの出力上限値または出力下限値に一致し、かつ、前記第１の相に対応する前記下アームスイッチング素子の通電時間がＴｃ以上となる場合、
   前記制御部は、前記第１のキャリア三角波が最大値となる時刻である最大値時刻にて前記電源電流検出センサおよび前記相電流検出センサが検出した前記電源電流および前記相電流を用いて前記相電圧指令を演算する、
   請求項２から７までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
9. 前記制御部は、前記相電圧指令の振幅が予め設定された上限値を超える場合に、前記第１のキャリア三角波の位相と前記第２のキャリア三角波の位相とを同相に設定する、
   請求項２に記載のインバータ装置。
10. 前記３相インバータの３相を、前記相電圧指令の大きい順に、それぞれ、最大相、中間相、最小相とした場合、
    前記制御部は、
    前記最大相の前記相電圧指令が前記３相インバータの出力上限値を超える場合、前記最大相の前記相電圧指令から前記出力上限値を減算した減算値を演算し、前記最大相、前記中間相、前記最小相の前記相電圧指令から前記減算値を減算した値をそれぞれ前記最大相、前記中間相、前記最小相の相電圧指令として設定し、
    前記最小相が前記３相インバータの出力下限値を下回る場合、前記最小相の前記相電圧指令から前記出力下限値を減算した減算値を演算し、前記最大相、前記中間相、前記最小相から前記減算値を減算した値をそれぞれ前記最大相、前記中間相、前記最小相の相電圧指令として設定する、
    請求項１から９までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
11. 前記制御部は、前記相電流検出センサの故障を検知した場合、
    前記３相インバータから少なくとも２種類の有効ベクトルが出力されるように、前記オンオフ信号を生成すると共に、前記３相インバータが前記有効ベクトルを出力する時刻で前記電源電流検出センサが検出した前記電源電流に基づいて、前記３相インバータの出力端子を流れる電流のうち、少なくとも２相を流れる電流を検出し、該少なくとも２相を流れる電流に基づいて、前記相電圧指令を演算する、
    請求項１から１０までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
12. 前記交流モータには、前記交流モータの回転子磁極位置を検出する回転位置検出器が設けられており、
    前記制御部は、前記電源電流検出センサの故障を検知した場合、前記相電流検出センサで検出された前記相電流および前記回転位置検出器で検出された前記回転子磁極位置に基づいて、前記３相インバータの３相のうち、少なくとも２相を流れる電流を推測し、推測した電流、および、前記相電流検出センサで検出された前記相電流に基づいて前記相電圧指令を演算する、
    請求項１から１１までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
13. 前記制御部は、
    前記電源電流と前記相電流とが等しい値になる有効ベクトルが前記３相インバータから出力されるように前記オンオフ信号を生成し、
    前記３相インバータが該有効ベクトルを出力する時刻で検出された前記電源電流と前記相電流との差が予め設定された上限値を超えた場合に、前記電源電流検出センサおよび前記相電流検出センサの少なくともいずれか一方が故障であると判定する、
    請求項２から１２までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
14. 前記制御部は、前記電源電流検出センサまたは前記相電流検出センサの故障を検知した場合、前記交流モータを流れる電流に対応する電流指令および前記交流モータの電気的定数に基づいて前記相電圧指令を演算する、
    請求項１から１３までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
15. 前記相電流検出センサは、前記３相インバータの３相のうち、前記相電流検出センサを設けた前記１相に対する前記下アームスイッチング素子と前記直流電源の負極端子との間に設けられている、
    請求項１から１４までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
16. 前記インバータ装置において、前記電源電流検出センサは前記直流電源の正極側に配置される、
    請求項１から１５までのいずれか１項に記載のインバータ装置。
17. 請求項１から１６までのいずれか１項に記載のインバータ装置と、
    運転者の操舵を補助するためのアシストトルクを発生する前記交流モータと
    を備えた電動パワーステアリング装置。

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