JP5857394B2 - インバータ装置及びインバータ制御方法 - Google Patents

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Description

本発明は、インバータ装置及びインバータ制御方法に関するものである。

蓄電装置と、インバータ回路と、当該蓄電装置とモータの間の電力供給を断続するために当該蓄電装置と前記インバータ回路との間に設けられた開閉手段とを備え、当該インバータ回路を介して、当該蓄電装置と当該モータとの間で電力を授受可能なモータ駆動装置において、当該モータの回転数が所定の回転数以上の場合に、当該インバータ回路を構成するスイッチング素子の内、当該蓄電装置の正極側に接続されたスイッチング素子、あるいは当該蓄電装置の負極側に接続されたスイッチング素子のいずれか一方を全て導通させて、当該開閉手段に流れる電流が零になった場合に当該開閉手段を切断するモータ駆動装置が知られている(特許文献1)。

特開2005−39887号公報

しかしながら、モータの回転数が所定の回転数以上になった場合に、当該開閉手段に流れる電流が零になるまで、蓄電装置の正極側に接続された全てのスイッチング素子、あるいは当該蓄電装置の負極側に接続された全てのスイッチング素子のいずれか一方のみを導通させる制御を行うため、電流がスイッチング素子に偏って流れ、当該スイッチング素子の寿命が短くなる、という問題があった。

本発明が解決しようとする課題は、スイッチング素子の長寿命化を図ることができる、インバータ装置を提供することである。

本発明は、モータの回転数が所定の回転数より大きい場合に、複数対のスイッチング素子のうち、直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、複数対のスイッチング素子のうち、直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行う、ことによって上記課題を解決する。

本発明によれば、インバータに流れる電流が各スイッチング素子に分散して流れるため、特定のスイッチング素子に電流が偏って流れることを防ぎ、その結果として、スイッチング素子の長寿命化を図ることができる。

本発明の実施形態に係るインバータ装置を含む駆動電源装置のブロック図である。 図1のモータコントローラを示すブロック図である。 図1のコンデンサの電圧に対する回転数閾値の特性を示すグラフである。 図1の各スイッチング素子のゲート駆動信号の時間特性と、インバータからバッテリ1に向かって流れる電流の時間特性とを示すグラフである。 図1の各スイッチング素子のゲート駆動信号の周波数に対する温度の特性を示すグラフである。 図1のインバータ装置の制御手順を示すフローチャートである。 図1のインバータ装置における、スイッチング周波数に対するバッテリの充放電電力の特性を示すグラフ

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

《第1実施形態》
図1は、本発明の実施形態に係るインバータ装置を含む電気自動車用の駆動電源装置を示すブロック図である。詳細な図示は省略するが、本例の電気自動車は、三相交流電力の永久磁石モータ4を走行駆動源として走行する車両であり、モータ4は電気自動車の車軸に結合されている。以下、電気自動車を例に説明するが、ハイブリッド自動車(HEV)にも本発明を適用可能である。

本例の電気自動車は、上述した三相交流モータ4と、モータ4の電源である、バッテリ1と、当該バッテリ1の直流電力を交流電力に変換するインバータ3と、リレー2と、モータコントローラ9と、車両コントローラ10と、電流センサ11と、回転子位置センサ12とを備える。

バッテリ1は、リレー2を介してインバータ3に接続されている。バッテリ1には、例えばリチウムイオン電池などの二次電池が搭載されている。リレー2は、車両のキースイッチ(図示しない)のON/OFF操作に連動して、車両コントローラ11により開閉駆動する。キースイッチ(図示しない)がオンの時に、リレー2が閉じられ、キースイッチ(図示しない)がオフの時に、リレー2が開かれる。

インバータ3は、複数のスイッチング素子(絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBT)Q1〜Q6と、各スイッチング素子Q1〜Q6に並列に接続され、スイッチング素子Q1〜Q6の電流方向とは逆方向に電流が流れる整流素子(ダイオード)D1〜D6を有し、バッテリ1の直流電力を交流電力に変換して、モータ4に供給する。本例では、2つのスイッチング素子を直列に接続した3対の回路がバッテリ1に並列に接続され、各対のスイッチング素子間とモータ4の三相入力部とがそれぞれ電気的に接続されている。各スイッチング素子Q1〜Q6には、同一のスイッチング素子が用いられ、例えば、絶縁ゲートパイポーラトランジスタ(IGBT)が用いられる。

図1に示す例でいえば、スイッチング素子Q1とQ2、スイッチング素子Q3とQ4、スイッチング素子Q5とQ6がそれぞれ直列に接続され、スイッチング素子Q1とQ2の間とモータ4のU相、スイッチング素子Q3とQ4の間とモータ4のV相、スイッチング素子Q5とQ6の間とモータ4のW相がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Q1、Q3、Q5は、バッテリ1の正極側に電気的に接続されており、スイッチング素子Q2、Q4、Q6は、バッテリ1の負極側に電気的に接続されている。各スイッチング素子Q1〜Q6のオン及びオフの切り換えは、コントローラ10により制御される。なお、コントローラ10による、各スイッチング素子Q1〜Q6の動作の詳細については後述する。

インバータ3は、コンデンサ5、抵抗6、電圧センサ7及びゲート駆動回路8を備え、コンデンサ5、抵抗6及び電圧センサ7は、リレー2と各スイッチング素子Q1〜Q6との間に接続されている。コンデンサ5は、バッテリ1から供給される直流電力を平滑化するために設けられる。電圧センサ7は、コンデンサ5の電圧を検出するセンサである。ゲート駆動回路8は、各スイッチング素子Q1〜Q6に対してゲート信号を送信し、各スイッチング素子Q1〜Q6のオン及びオフを駆動させる。またゲート駆動回路8は、各スイッチング素子Q1〜Q6の過熱異常、過電流異常を検出し、モータコントローラ9に異常信号を出力する。ゲート駆動回路8は、電圧センサ8からの信号を入力とし、当該信号をモータコントローラ9により認識できる波形レベルに変換し、コンデンサ5の電圧を示す信号として、モータコントローラ9に送信する。

モータコントローラ9は、インバータ3を制御し、モータ4の動作を制御する。モータコントローラ9は、車両コントローラ10から送信されるトルク指令値(T)を示す信号、回転子位置センサ12からの信号、電流センサ11から送信されるフィードバック信号、及び、電圧センサ7からの信号を読み込み、PWM(パルス幅変調)信号を生成し、当該信号をゲート駆動回路8に送信する。そして、ゲート駆動回路8は、当該パルス幅変調信号に基づき、スイッチング素子Q1〜Q6を所定のタイミングでオン及びオフさせる。

車両コントローラ10は、中央演算装置(CPU)、リードオンメモリ(ROM)、ランダムアクセスメモリ(RAM)を備え、本例の車両の全体を制御する制御部であって、アクセル信号、ブレーキ信号、シフトポジション信号等に基づきトルク指令値(T)を算出し、当該トルク指令値(T)をモータコントローラ9に出力する。また車両コントローラ10は、車両の駆動に基づく起動要求司令と車両の停止に基づく停止要求司令をモータコントローラ10に出力する。また車両コントローラ10は、リレー2の開閉情報をモータコントローラ9へ送信する。

電流センサ11は、インバータ3からモータ4に供給される各相電流(Iu、Iv、Iw)を検出センサであって、インバータ3とモータとの間の各相に設けられ、検出電流の信号をモータコントローラ9に出力する
回転子位置センサ12は、レゾルバやエンコーダなどのセンサであって、モータ4に設けられ、モータ4の回転子の位置を検出し、回転子の位置をモータコントローラ9に出力する。

次に、図2を用いて、モータコントローラ9の詳細な構成を説明する。図2は、本例のインバータ装置に含まれるモータコントローラ9のブロック図である。

図2に示すように、モータコントローラ9は、電流指令値算出部21と、電流制御部22と、dq三相変換部23と、PWM信号生成部24と、三相dq変換部25と、位相演算部26と、回転数演算部27と、疑似三相短絡制御部28とを備えている。

電流指令値算出部21は、トルク指令値(T)と、回転数演算部27により演算されるモータ8の角周波数(ω)、及び、電圧センサ7により検出されるコンデンサ5の検出電圧(Vdc)を入力として、マップを参照し、インバータ3からモータ4に供給される交流電流の目標値を示す、dq軸電流指令値(i 、i )を算出する。当該マップは、トルク指令値(T)、角周波数(ω)、電圧(Vdc)を指標として、dq軸電流指令値(i 、i )を出力するために、電流指令値算出部21に予め格納されており、入力に対して、インバータ3の損失及びモータ4の損失を最小限に抑える最適な指令値を出力するよう対応づけられている。ここで、dq軸は、回転座標系の成分を示している。

電流制御器22は、dq軸電流指令値(i 、i )、3相dq変換部25の出力であるdq軸電流(i、i)を入力として、dq軸電圧指令値(V 、V )を演算し、出力する。また電流制御器22は、疑似三相短絡制御部28から送信されるVdVq切替信号を受信した場合に、dq軸電圧指令値(V 、V )をゼロに設定する。

dq3相変換器23は、dq軸電圧指令値(V 、V )及び位相演算部26の位相検出値(θ)を入力として、当該回転座標系のdq軸電圧指令値(V 、V )を固定座標系のu、v、w軸の電圧指令値(V 、V 、V )に変換する。またdq3相変換器23は、変換された電圧指令値(V 、V 、V )をPWM信号生成部24に出力する。

PWM信号生成部24は、コンデンサ5の検出電圧(Vdc)、電圧指令値(V 、V 、V )に基づき、スイッチング素子Q1〜Q6をスイッチング制御するためのPWM信号を生成し、インバータ3に出力する。またPWM信号生成部24は、疑似三相短絡制御部28から送信されるPWM切替信号を受信した場合に、後述する、図4に示すPWM信号を送信する。

3相dq変換器25は、3相2相変換を行う制御部であり、相電流(i、i、i)及び位相演算部26の位相検出値(θ)を入力として、固定座標系の相電流(i、i、i)を回転座標系の相電流(i、i)に変換する。また3相dq変換器25は、変換された回転座標系の相電流(i、i)を、電流制御部22に出力する。

位相演算部26は、回転子位置センサ12から送信される、モータ4の回転子の位置を示す信号に基づき、回転子の位相(θ)を演算し、dq3相変換器23、3相dq変換器25及び回転数演算部27に出力する。回転数演算部27は、当該位相(θ)を微分演算することで回転数(電気角速度)(ω)を演算し、電流指令値算出部21及び疑似三相短絡制御部28に出力する。

疑似三相短絡制御部28は、コンデンサ5の検出電圧(Vdc)、dq軸電圧指令値(V 、V )及び回転数(ω)に基づき、モータ4とバッテリ1の直流電源側を電気的に切り離すか否かを判定する。そして、疑似三相短絡制御部28は、判定結果に基づいて、VdVq切替信号及びPWM切替信号を生成し、VdVq切替信号を電流制御部22に、PWM切替信号をPWM信号生成部24に送信する。

ところで、モータ4のトルク制御において、モータ4の回転数が大きくなり、インバータの出力電圧が飽和することにより、適切な電流目標値を設定することができない場合には、トルク指令値に対する制御が不安定な状態となる。また車両の挙動が不安定になる可能性がある。

本例では、以下のように、モータ4の回転数が所定の閾値を越えた場合に、当該回転数を所定の閾値以下になるように制御を行う。そして、回転数を抑制する制御を行う際に、インバータ3に流れる電流が特定のスイッチング素子Q1〜Q6に集中して流れることを防ぐために、疑似三相短絡制御部28は、インバータ3に流れる電流を各スイッチング素子Q1〜Q6に分散させて流すための制御を行う。

次に、図3〜図5を用いて、本例のインバータ装置における制御を説明する。図
3はコンデンサ5の検出電圧に対する回転数閾値の特性を示すグラフである。図4は各スイッチング素子Q1〜Q6のゲート駆動信号の時間特性と、インバータ3からバッテリ1側に向かって流れる電流の時間特性とを示すグラフである。図5はゲート駆動信号の周波数に対するスイッチング素子Q1〜Q6の温度の特性を示すグラフである。

疑似三相短絡制御部28には、インバータ3の制御状態を判定するための閾値として回転数閾値(ω)が設定されている。モータ4の回転数が大きい場合には、モータ4により誘起される逆起電圧が高くなり、その一方で、コンデンサ5の電圧が低い場合には、制御が不安定になる。そのため、疑似三相短絡制御部28は、回転数演算部27により演算された回転数(ω)が回転数閾値(ω)より高くなった場合に、制御不安定な可能性がある、と判断する。

また疑似三相短絡制御部28は、コンデンサ5の検出電圧(Vdc)に基づき、回転数閾値(ωc)を設定する。回転数閾値(ωc)について、モータ4により誘起される逆起電圧が高い状態であっても、コンデンサ5の検出電圧(Vdc)が高い場合には、インバータ3の入出力間の電圧差が小さく、インバータ3の制御状態は安定している。そのため、コンデンサ5の検出電圧(Vdc)が高い場合には、回転数閾値(ωc)を大きい値にとり、コンデンサ5の検出電圧(Vdc)が低い場合には、回転数閾値(ωc)を小さい値にとる。すなわち、回転数閾値(ωc)は、図3に示すように、コンデンサ5の検出電圧に対して、比例関係にあり、疑似三相短絡制御部28は、コンデンサ5の検出電圧(Vdc)が高いほど、回転数閾値(ωc)を大きい値に設定する。

疑似三相短絡制御部28は、上記の回転数(ω)に基づく制御状態の判定に加えて、インバータ3の変調率に基づいて、制御状態を判定する。まず疑似三相短絡制御部28は、電圧センサ7により検出される検出電圧(Vdc)と、電流制御部22から出力されるdq軸電圧指令値(V 、V )から、下記の式1を用いて、変調率(M)を算出する。

変調率(M)は、バッテリ1の直流電圧に対するモータ4への供給電圧の割合により示され、当該変調率(M)が1を越えた場合に、モータ4への供給電圧の波形が正弦波ではなく歪んだ波形になることが知られている。

そして、疑似三相短絡制御部28には、インバータ3の制御状態を判定するための閾値をとして所定の変調率閾値(Mc)が設定されており、疑似三相短絡制御部28は、算出された変調率(M)が当該変調率閾値(Mc)より高い場合に、制御不安定な可能性がある、と判断する。

疑似三相短絡制御部28は、回転数(ω)が回転数閾値(ωc)より大きく、変調率Mが変調率閾値(Mc)より高い場合には、電流制御部22にVdVq切替信号を送信し、dq軸電圧指令値(V 、V )をゼロに収束させる制御を行う。電流制御部22は、当該VdVq切替信号を受信した場合には、入力される電流指令値(i 、i )及びdq軸電流(i、i)に追随させる制御を停止し、dq軸電圧指令値(V 、V )をゼロに向かって滑らかに推移させる。なお、dq軸電圧指令値(V 、V )を滑らかにゼロに推移させる方法は、例えば、VdVq切替信号を受信する直前のdq軸電圧指令値(V 、V )を用いて、当該電圧指令値にローパスフィルタ処理を施せばよい。

dq軸電圧指令値(V 、V )がゼロに収束した場合に、疑似三相短絡制御部28は、PWM信号生成部24にPWM切替信号を送信し、モータ4の回生制御による電流が特定のスイッチング素子Q1〜Q6に偏って流れることを防止する制御を行う。

PWM信号生成部24は、PWM切替信号を受信した場合に、バッテリ1の正極側に接続されたスイッチング素子Q1、Q3、Q5をオンに、バッテリ1の負極側に接続されたスイッチング素子Q2、Q4、Q6をオフにする制御(以下、第1のスイッチング制御とも称す。)と、スイッチング素子Q2、Q4、Q6をオンに、スイッチング素子Q2、Q4、Q6(以下、第2のスイッチング制御とも称す。)をオフにする制御とを交互に行う。

すなわち、図に示すように、スイッチング素子Q1、Q3、Q5のオン期間と、スイッチング素子Q2、Q4、Q6のオン期間とが重ならず、かつ、スイッチング素子Q1、Q3、Q5がオン期間の時はスイッチング素子Q2、Q4、Q6をオフ期間とし、スイッチング素子Q2、Q4、Q6がオン期間と時はQ1、Q3、Q5をオフ期間とする。なお、図3において、Tはゲート駆動信号の周期を示し、DTはデットタイムを示す。各スイッチング素子Q1〜Q6のオン及びオフを切り換える周期は同一であり、位相差はゼロである。また各スイッチング素子Q1〜Q6において、オン期間とオフ期間との間には、全てのスイッチング素子Q1〜Q6がオフになる、デットタイム(DT)が設けられている。これにより、スイッチング素子Q1、Q3、Q5をオンに、スイッチング素子Q2、Q4、Q6をオフにする第1のスイッチング制御の期間と、スイッチング素子Q2、Q4、Q6をオンに、スイッチング素子Q1、Q3、Q5をオフにする第2のスイッチング制御の期間は、等しくなり、当該第1のスイッチング制御と当該第2のスイッチング制御の間にデットタイムが設けられる。

デットタイムの期間外である、スイッチング素子Q1、Q3、Q5がオンになっている期間、又は、スイッチング素子Q、Q、Qがオンになっている期間に、モータ4により誘起される電圧により生じる還流電流が、モータ4とインバータ3との間で流れる。そして、図に示すように、デットタイムの期間内に、当該還流電流がインバータ3からバッテリ1に向けて回生電流(Idc)として流れる。還流電流がインバータ3を流れる際には、還流電流は、スイッチング素子Q1、Q3、Q5を流れる時には、スイッチング素子Q2、Q4、Q6を流れず、スイッチング素子Q2、Q4、Q6を流れる時には、スイッチング素子Q1、Q3、Q5を流れない。これにより、還流電流が特定のスイッチング素子に偏って流れることがなくなり、還流電流を各スイッチング素子Q1〜Q6に分散して流すことができる。

またPWM信号生成部24は、PWM切替信号を受信し、スイッチング素子Q1〜Q6を制御する際に、スイッチング素子Q1〜Q6のオン及びオフの周波数(以下、スイッチング周波数と称す。)を、図5に示すように、周波数(f1)から周波数(f2)の範囲内になるよう設定する。なお、スイッチング周波数は、スイッチング素子Q1、Q3、Q5の同時オンと、スイッチング素子Q2、Q4、Q6の同時オンとを交互に繰り返す周波数に相当する。

スイッチング素子Q1〜Q6の温度は、図5に示すように、スイッチング周波数(f)において極小値をとる特性を持っている。スイッチング周波数がスイッチング周波数(f)を境に高くなる場合には、スイッチング損失がスイッチング周波数にして増大するため、スイッチング素子Q1〜Q6の温度が上昇する。一方、スイッチング周波数がスイッチング周波数(f)を境に低くなる場合には、スイッチング損失はほぼゼロになり、導通損失が増大する。そして、スイッチング周波数が低くなると、スイッチング素子Q1〜Q6の温度が脈動し、スイッチング周波数が低いほど、脈動の振幅が大きくなる。そのため、スイッチング周波数がスイッチング周波数(f)より低くなるほど、スイッチング素子Q1〜Q6の温度は上昇する。

図5において、スイッチング周波数(f)及びスイッチング周波数(f)に対するスイッチング素子の温度(T)は、スイッチング素子Q1〜Q6の動作を補償する温度であり、許容温度を示す。そのため、本例において、PWM信号生成部24は、スイッチング周波数を周波数(f1)から周波数(f2)の範囲内になるよう設定することにより、スイッチング素子Q1〜Q6の温度が許容温度を超えて過温度となることを防ぐことができる。

そして、上記のとおり、モータ4の回転数が回転数閾値より大きくなった場合に、モータコントローラ9により、各スイッチング素子Q1〜Q6に対して第1のスイッチング制御及び第2のスイッチング制御を交互に行う。一方、モータ4の回転数が回転数閾値以下となった場合に、モータコントローラ9は、トルク指令値等の外部入力に対して電流目標値を設定し、当該電流目標値に基づいて各スイッチング素子Q1〜Q6に対するPWM信号を生成し、当該スイッチング素子Q1〜Q6を制御する、通常のスイッチング制御に遷る。

次に、図1、図2及び図6を用いて、本例のインバータ装置の制御手順を説明する。図6は、本例のインバータ装置の制御手順を示すフローチャートである。

ステップS1にて、モータコントローラ9は、電圧センサ7の検出電圧に基づいて、図3に示す特性により、回転数閾値(ω)を設定する。ステップS2にて、モータコントローラ9は、回転子位置センサ12の信号に基づき、モータ4の回転数を検出する。ステップS3にて、モータコントローラ9は、検出された回転数と、
回転数閾値(ωc)とを比較する。回転数(ω)が回転数閾値(ω)以下の場合には、制御処理を終了する。一方、回転数(ω)が回転数閾値(ω)より大きい場合には、ステップS4に遷る。

ステップS4にて、モータコントローラ9は、電圧センサ7の検出電圧と、電流制御部22から出力されるdq軸電圧指令値(V 、V )とに基づいて、上記の式1を用いて、変調率(M)を演算する。ステップS5にて、モータコントローラ9は、変調率(M)と変調率閾値(Mc)とを比較する。変調率(M)が変調率閾値(Mc)以下の場合には、制御処理を終了する。一方、変調率(M)が変調率閾値(Mc)より大きい場合には、ステップS6に遷る。

ステップS6にて、モータコントローラ9は、疑似三相短絡制御部28のVdVq切替信号をオンにする。疑似三相短絡制御部28は、電流制御部22に、VdVq切替信号を送信し、dq軸電圧指令値(V 、V )をゼロに向けて収束させる。モータコントローラ9は、dq軸電圧指令値(V 、V )をゼロに向けて収束させている時に、dq軸電圧指令値(V 、V )を算出し(ステップS7)、dq軸電圧指令値(V 、V )がゼロに収束したか否かを判定する(ステップS8)。dq軸電圧指令値(V 、V )がゼロに収束していない場合には、ステップS7に戻り、dq軸電圧指令値(V 、V )がゼロに収束した場合には、ステップS9に遷る。

ステップS9にて、モータコントローラ9は、疑似三相短絡制御部28のPWM切替信号をオンにする。疑似三相短絡制御部28は、電流制御部22に、PWM切替信号を送信し、各スイッチング素子Q1〜Q6において、上記の第1のスイッチング制御と第2のスイッチング制御とが交互に行われる。

モータコントローラ9は、回転子位置センサ12の信号に基づき、モータ4の回転数を検出し(ステップS10)、検出された回転数と回転数閾値(ω)とを比較する(ステップS11)。回転数(ω)が回転数閾値(ω)より大きい場合には、ステップS10に戻り、回転数(ω)が回転数閾値(ω)以下になった場合に、ステップS12に遷る。

コントローラ9は、疑似三相短絡制御部28のPWM切替信号をオフにし(ステップS12)、疑似三相短絡制御部28のVdVq切替信号をオフにし(ステップS13)、通常のスイッチング制御に戻り、制御処理を終了する。

上記のように、本例は、回転数(ω)が回転数閾値(ω)より大きい場合に、第1のスイッチング制御と第2のスイッチング制御とを交互に行う。これにより、インバータ3に流れる電流を各スイッチング素子Q1〜Q6に分散させて流しつつ、モータ4の回転数を抑制することができるため、特定のスイッチング素子Q1〜Q6の温度が高くなること、または、特定のスイッチング素子Q1〜Q6の損失が大きくなることを防ぐことができる。その結果として、インバータ3の制御の安定化を図りつつ、スイッチング素子Q1〜Q6の長寿命化を実現することができる。

また本例は、バッテリ1の電圧が高いほど、回転数閾値(ω)を大きい値に設定する。これにより、バッテリ1の電圧に応じて、広い回転数の範囲で制御を行うことができる。

また本例は、モータ4の回転数の条件に加えて、変調率(M)が変調率閾値(Mc)より高い場合に、第1のスイッチング制御と第2のスイッチング制御とを交互に行う。これにより、インバータ3の制御が発散する限界まで、通常の制御を行うことができ、安定してインバータ3を駆動させることができる範囲を広げることができる。

また本例は、モータ4の回転数(ω)が回転数閾値(ω)以下になった場合に、第1のスイッチング制御と第2のスイッチング制御とを交互に行う制御から通常の制御に遷る。これにより、モータ4の回転数(ω)が低下した後に、通常の制御に復帰するため、本例のインバータシステムがシャットダウンすることなく、継続して動作することができる。その結果として、本例のインバータ装置を備えた車両が継続して走行することができる。

また本例は、第1のスイッチング制御及び第2のスイッチング制御における、スイッチング周波数を、周波数(f)から周波数(f)の範囲内に設定し、スイッチング素子Q1〜Q6の温度が許容温度範囲内になるようにする。これにより、スイッチング素子Q1〜Q6の温度が過温度になることを防ぐことができる。

なお、本例はスイッチング周波数を周波数(f)から周波数(f)の範囲内に設定に設定するが、図5に示すように、スイッチング周波数を周波数(f)に設定してもよい。これにより、スイッチング素子Q1〜Q6の温度が過温度になることを防ぐことができる。

また本例は、スイッチング周波数を、回転数が回転数閾値(ω)以下の状態における、通常の制御のスイッチング周波数より低い周波数に設定してもよい。スイッチング周波数を通常の制御の周波数より低い周波数に設定する方法として、コントローラ9の中央演算装置CPUにおけるPWM制御用の割り込み周期を長くする一般的な手法でもよく、故障検知時の安全性の観点から、割り込み周期は通常と同じ周期としておいて、内部カウンタ等を用いて長い周期でのスイッチングを実現してもよい。後者の方法においては、Vd=Vq=0に従ったスイッチングではなく、dq軸電圧指令値(V )を無視し、Hiサイドのスイッチング素子が同時ONのDuty100%とLoサイドのスイッチング素子が同時ONのDuty0%を一定時間ごとに繰り返す制御となる。これにより、周期Tに対するデットタイムの比率を小さくし、バッテリ1側への回生電力を低減させ、バッテリ1の過充電を防ぐことができる。またスイッチング素子Q1〜Q6のスイッチング損失を低減させ、インバータ3の効率を向上させることができる。

また本例は、モータ4の回生制御によりモータ4からインバータ3に供給される電力と、インバータ3において損失される電力とが等しくなるように、スイッチング周波数を設定してもよい。なお、インバータ3における損失には、スイッチング素子Q1〜Q6及びダイオードD1〜D6の内部抵抗による損失や抵抗6の損失等が含まれる。

ここで、設定される周波数について、図7を用いて説明する。図7はスイッチング周波数に対するバッテリ1の充放電電力の特性を示すグラフであり、縦軸の+側が充電側を示し−側が放電側を示す。バッテリ1の充放電電力とは、インバータ3からバッテリ1へ向かう電力をさしている。本電力は、周波数が高いほど充電電力量が増大し、周波数が低いほど放電電力量が増大する傾向をもつ。バッテリ1の充放電電力は、抵抗6等による定常的な放電電力と、インバータのスイッチングにおけるデッドタイム期間に回生状態になることによる充電電力の和となり、回生による充電電力はスイッチング周波数が低いほど小さくなり、スイッチングを行わないと0となる。そのため、充放電電力は、スイッチング周波数に対して比例して増加する特性をもっている。

そして、モータコントローラ9はスイッチング周波数を周波数(f、図7を参照)にすることにより、モータ4からインバータ3に供給される電力とインバータにおいて損失される電力が等しくなり、充放電電力がゼロになる。これにより、バッテリ1とインバータ3との間を電気的に切り離した状態とすることができ、バッテリ1の過充電及び過放電を防止することができる。

また本例は、可聴周波数帯域(約10Hz〜20kHz)を避けてスイッチング周波数を設定してもよい。これにより、乗員を含めた車両の周辺にいる人の不快感を抑制することができる。

上記の回転子位置センサ12、位相演算部26及び回転数演算部27が本発明の「回転数検出手段」に相当し、モータコントローラ9が制御手段に相当する。

1…バッテリ
2…リレー
3…インバータ
4…モータ
5…コンデンサ
6…抵抗
7…電圧センサ
8…ゲート駆動回路
9…モータコントローラ
10…車両コントローラ
11…電流センサ
12…回転子位置センサ
Q1〜Q6…スイッチング素子
D1〜D6…整流素子
21…電流指令値算出部
22…電流制御部
23…dq3相変換部
24…PWM信号生成部
25…3相dq変換部
26…位相演算部
27…回転数演算部
28…疑似三相短絡制御部

Claims (10)

  1. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
    前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
    前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
    前記制御手段は、
    前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行い、
    前記直流電源の電圧が高いほど前記所定の回転数を大きい値に設定する
    ことを特徴とするインバータ装置。
  2. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
    前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
    前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
    前記制御手段は、
    前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きく、かつ、前記直流電源の直流電圧に対する前記モータへの供給電圧の割合を示す変調率が所定の変調率より高い場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行う
    ことを特徴とするインバータ装置。
  3. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
    前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
    前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
    前記制御手段は、
    前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行い、
    前記回転数検出手段より検出された回転数が前記所定の回転数より小さくなる時に、前記第1のスイッチング制御と前記第2のスイッチング制御とを交互に行う制御から通常のスイッチング制御に遷る
    ことを特徴とするインバータ装置。
  4. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
    前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
    前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
    前記制御手段は、
    前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行い、
    前記第1のスイッチング制御及び前記第2のスイッチング制御における前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数を、前記回転数検出手段より検出された回転数が前記所定の回転数以下である場合の前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数より低い周波数に設定する
    ことを特徴とするインバータ装置。
  5. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
    前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
    前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
    前記制御手段は、
    前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行い、
    前記スイッチング素子の温度を所定の許容温度の範囲内にするように、前記第1のスイッチング制御及び前記第2のスイッチング制御における前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数を設定する
    ことを特徴とするインバータ装置。
  6. 前記制御手段は、前記スイッチング素子の温度を前記所定の許容温度の範囲内で最も低くなる温度にするように、前記周波数を設定する
    ことを特徴とする請求項5記載のインバータ装置。
  7. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
    前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
    前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
    前記制御手段は、
    前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行い、
    前記モータの回生制御により前記モータから前記インバータに供給される電力と前記インバータにおいて損失される電力とが等しくなるように、前記第1のスイッチング制御及び前記第2のスイッチング制御における前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数を設定し、
    前記直流電源は、前記モータの回生制御により充電されるバッテリを含む
    ことを特徴とするインバータ装置。
  8. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子を有するインバータと、
    前記複数対のスイッチング素子に電気的に接続されたモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
    前記スイッチング素子のオン及びオフを制御して前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する制御手段とを備え、
    前記制御手段は、
    前記回転数検出手段により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行い、
    可聴周波数帯域を避けて、前記第1のスイッチング制御及び前記第2のスイッチング制御における前記スイッチング素子のオン及びオフの周波数を設定する
    ことを特徴とするインバータ装置。
  9. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子のオン及びオフを制御し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換しモータに供給する制御工程と、
    前記モータの回転数を検出する回転数検出工程と、
    前記回転検出工程により検出された回転数が所定の回転数より大きい場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行う工程とを含み、
    前記直流電源の電圧が高いほど前記所定の回転数を大きい値に設定する
    ことを特徴とするインバータ制御方法。
  10. 直流電源の両端子にそれぞれ電気的に接続された複数対のスイッチング素子のオン及びオフを制御し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換しモータに供給する制御工程と、
    前記モータの回転数を検出する回転数検出工程と、
    前記回転検出工程により検出された回転数が所定の回転数より大きく、かつ、前記直流電源の直流電圧に対する前記モータへの供給電圧の割合を示す変調率が所定の変調率より高い場合に、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第1のスイッチング制御と、
    前記複数対のスイッチング素子のうち、前記直流電源の負極側に接続された全てのスイッチング素子をオンに、前記直流電源の正極側に接続された全てのスイッチング素子をオフにする第2のスイッチング制御とを交互に行う工程とを含む
    ことを特徴とするインバータ制御方法。
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