JP6439658B2 - 電圧センサ異常診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧センサ異常診断装置に関する。

従来、バッテリの直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータに供給するシステムにおいて、電圧センサの異常を診断する装置が知られている。
例えば特許文献１に開示された電圧センサの故障診断装置は、バッテリ電圧センサによって検出されるバッテリ電圧ＶＢｆと、インバータ電圧センサによって検出されるインバータ電圧ＶＩｆとの差の絶対値が所定値より大きいとき、いずれかの電圧センサに故障が発生していると判断する。
また、各相の相電流と相電圧との積の三相和である第１出力推定値と、モータのトルク及び回転数の積に基づいて算出した第２出力推定値とを比較し、出力推定値の差の絶対値が所定値より大きいとき、インバータ電圧センサに故障が発生していると判定する。

特許第４７９３０５８号公報

特許文献１の技術は、交流モータのトルク及び回転数がある程度発生している通常の駆動状態での診断を前提としており、トルク及び回転数が安定した状態で異常を判定しないと、誤判定が生じるおそれがある。また、ハイブリッド自動車や電気自動車のモータジェネレータ駆動システムに適用される場合、インバータに高電圧が入力され、交流モータの駆動力が発生している領域でのみ異常診断が可能であり、車両停止時や起動直後等の低回転領域では異常診断を実施することができない。そのため、異常判定が遅れると、車両がオーバーランする等の不都合が生じるおそれがあった。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、交流モータの回転数が実質的にゼロに等しい低回転領域でインバータ入力電圧センサの異常を診断可能な電圧センサ異常診断装置を提供することにある。

本発明は、直流電源（１１）に接続されたインバータ（６０）が供給する交流電力により駆動される三相以上の多相の交流モータ（８０）の通電を制御するモータ制御装置（２０１、２０２）に適用され、インバータに入力されるインバータ入力電圧（Ｖｉｎ）を検出する入力電圧センサ（５）の異常を診断する電圧センサ異常診断装置に係る。
本発明の電圧センサ異常診断装置は、低回転領域判定部（４３）と、入力電圧推定値算出部（４５１、４５２）と、異常判定部（４６）とを備える。

低回転領域判定部は、交流モータの回転数が実質的にゼロに等しい領域である低回転領域にあることを判定する。
入力電圧推定値算出部は、低回転領域において、インバータ入力電圧の推定値である入力電圧推定値（Ｖｉｎ＿ｅｓｔ）を算出する。
異常判定部は、入力電圧センサによる検出値である入力電圧センサ値（Ｖｉｎ＿ｓｎｓ）と入力電圧推定値との差の絶対値が電圧閾値（Ｖｔｈ）より大きいとき、入力電圧センサが異常であると判定する。

本発明では、回転数が実質的にゼロに等しい低回転領域で、入力電圧推定値を算出しセンサ値と比較することにより入力電圧センサの異常を判定する。限定された領域で異常診断を実施するため、入力電圧推定値を精度良く算出し、誤判定を防止することができる。
また、ハイブリッド自動車等のモータジェネレータ駆動システムに適用される場合、車両停止時や起動直後等の、駆動力がほぼ発生しない領域で異常診断を実施することができる。したがって、異常と判定された場合、車両をそのまま停止させることができる。

本発明の第一の態様では、モータ制御装置（２０１）は、「電流フィードバック制御により演算された電圧指令に基づいて演算され、インバータを構成する複数の上下アームのスイッチング素子対をスイッチング周期において相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング信号」により、インバータのスイッチング動作を操作するものである。
また、入力電圧推定値算出部（４５１）は、制御電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ）から理論電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ）を差し引いた電圧指令振幅偏差（ΔＶａｍｐ）に変換係数を乗じて、入力電圧推定値（Ｖｉｎ＿ｅｓｔ）を算出する。
ここで、制御電圧指令振幅は、フィードバック制御により演算される制御電圧指令の振幅であり、スイッチング素子対のＯＮ期間同士の間に設けられるデッドタイム分の電圧補正量が補正されている。また、理論電圧指令振幅は、モータモデル式を用いて演算される理論電圧指令の振幅である。

低回転領域では、電圧指令におけるデッドタイム分の電圧補正量の割合が大きくなるため、入力電圧推定値を精度良く算出することができる。
また、異常診断の実施を低回転領域に限定するため、予め実測等により求めたデッドタイム補正量を用い、変換係数を定数として入力電圧推定値を算出することができる。
なお、第一の態様では、例えば交流モータ駆動停止時において、「インバータ入力部に設けられたコンデンサの残電荷を交流モータに熱として放電させるディスチャージ処理」の実行中に異常診断を実施することが好ましい。

本発明の第二の態様は、三相交流モータを駆動するシステムに適用される。また、低回転領域において、三相のうち一相に流れる相電流がゼロとなり、他の二相に流れる相電流が非ゼロとなる回転位置を「二相通電位置」とする。
入力電圧推定値算出部（４５２）は、二相通電位置で二相に流れる直流電流（Ｉｄｃ）、並びに、インバータ及び交流モータを含む回路の抵抗成分、インダクタンス成分、及び容量成分の回路定数に基づいて入力電圧推定値を算出する。
第二の態様では、ディスチャージ処理時以外にも、交流モータ駆動中の低回転領域において、トルク発生有無に関わらず異常診断を実施することができる。

各実施形態の電圧センサ異常診断装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 第１実施形態によるＭＧ制御装置の制御ブロック図。 デッドタイムによる電圧補正量を説明する図。 制御電圧指令振幅及び理論電圧指令振幅を説明するｄｑ軸電圧ベクトル図。 ＭＧ制御装置の制御演算フロー図。 電圧センサ異常発生時の挙動を説明するタイムチャート。 第１実施形態による電圧センサ異常診断のフローチャート。 第２実施形態によるＭＧ制御装置の制御ブロック図。 二相通電状態を説明する図。 インバータ及びＭＧを含むＲＬＣ回路の模式図。 第２実施形態による電圧センサ異常診断のフローチャート。

以下、電圧センサ異常診断装置の実施形態を図面に基づいて説明する。この実施形態の電圧センサ異常診断装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、インバータ入力電圧を検出する入力電圧センサの異常を診断する装置である。実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流モータ」及び「モータ制御装置」に相当する。
また、以下の第１実施形態及び第２実施形態を包括して「本実施形態」という。

［システム構成］
まず、ＭＧ駆動システム全体の構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。ハイブリッド自動車１００に搭載されたＭＧ駆動システム９０は、「直流電源」としてのバッテリ１１の直流電力をインバータ６０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給し、ＭＧ８０を駆動するシステムである。

バッテリ１１は、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等の充放電可能な二次電池である。なお、電池に代えて、電気二重層キャパシタ等を直流電源として用いてもよい。
電源リレー１２は、バッテリ１１からインバータ６０への電力供給を遮断可能である。言い換えれば、電源リレー１２の接続中に、インバータ６０の駆動が可能となる。
このシステムでは、バッテリ１１とインバータ６０との間に昇圧コンバータを備えておらず、バッテリ１１の出力電圧が直接インバータ６０に入力される。平滑コンデンサ１６は、インバータ６０の入力部に設けられ、インバータ入力電圧Ｖｉｎを平滑化する。
入力電圧センサ５は、インバータ入力電圧Ｖｉｎを検出する。入力電圧センサ５による検出値を、以下、「入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ」と記す。

インバータ６０は、上下アームの６つのスイッチング素子６１〜６６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子６１と６４、６２と６５、６３と６６とからなる各相のスイッチング素子対は、スイッチング周期において相補的にＯＮ／ＯＦＦするように操作される。スイッチング素子６１〜６６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ６０は、ＭＧ制御装置２０からのスイッチング信号（図中「ＳＷ信号」）ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子６１〜６６が動作することで、直流電力を三相交流電力に変換する。そして、ＭＧ制御装置２０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、エンジン９１を備えたハイブリッド自動車１００に搭載される。ＭＧ８０は、駆動輪９５を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン９１や駆動輪９５から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。ＭＧ８０は、例えば変速機等のギア９３を介して車軸９４に接続されている。ＭＧ８０が発生したトルクは、ギア９３を介して車軸９４を回転させることにより駆動輪９５を駆動する。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ７２、７３が設けられている。
回転角センサ８５は例えばレゾルバである。電気角演算部８６は、レゾルバ角θｍから電気角θｅを演算する。図１では、電気角演算部８６をＭＧ制御装置２０の外部に記載しているが、ＭＧ制御装置２０の内部で電気角θｅを演算してもよい。

車両制御回路１０（すなわち、ＨＶ−ＥＣＵ）は、アクセル信号、ブレーキ信号、シフト信号、車速信号等の信号や他のＥＣＵからの情報が入力され、取得した情報に基づいて車両の運転状態を総合的に判断し、車両の駆動を制御する。他のＥＣＵには、ＭＧ制御装置２０（すなわち、ＭＧ−ＥＣＵ）の他、バッテリ１１を制御するバッテリＥＣＵ、エンジン９１を制御するエンジンＥＣＵ等が含まれる。図１では、バッテリＥＣＵ、エンジンＥＣＵ等の図示を省略する。

各ＥＣＵは、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。各ＥＣＵは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

ＭＧ制御装置２０は、車両制御回路１０から入力されたトルク指令ｔｒｑ^*に基づき、電流フィードバック制御により電圧指令を演算する。そして、電圧指令に基づくスイッチング信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬをインバータ６０に出力し、スイッチング素子６１〜６６の動作を操作することにより、ＭＧ８０の通電を制御する。これにより、ＭＧ８０は、トルク指令ｔｒｑ^*に応じたトルクを出力する。

ここで、ＭＧ制御装置２０による通電制御において変調率を算出するとき、入力電圧センサ５による入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓの情報が用いられる。仮に入力電圧センサ５が異常となり、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが実値と乖離すると、ＭＧ８０の通電制御を正常に行うことができなくなる。
そこで、ＭＧ制御装置２０は、入力電圧センサ５の異常を診断する電圧センサ異常診断装置４０を含む。なお、本明細書で扱う電圧センサは入力電圧センサ５のみであるため、単に「電圧センサ異常診断装置」という。また、図中では「入力電圧センサ」を「Ｖｉｎセンサ」というようにも記載する。

特に本実施形態の電圧センサ異常診断装置４０は、ＭＧ８０の回転数が実質的にゼロに等しい領域である低回転領域、つまり、ＭＧ８０がほぼ停止している領域でのみ入力電圧センサ５の異常を診断することを特徴とする。
ところで、一般に電圧センサの異常には出力が０又は上限値に張り付く異常もあるが、張り付き異常は、周知技術により容易に判定可能である。一方、センサ値が実値に対し、例えば数〜数十％ずれるゲイン異常やオフセット異常の出力特性異常は判定が難しい。
そこで本実施形態では、張り付き異常は既に初期診断により除外されていることを前提とし、ゲイン異常やオフセット異常の出力特性異常を診断対象とする。
以下、実施形態毎に、詳しい構成及び作用効果を説明する。実施形態毎のＭＧ制御装置２０及び電圧センサ異常診断装置４０の符号について、第１実施形態では「２０１」及び「４０１」とし、第２実施形態では「２０２」及び「４０２」とする。

（第１実施形態）
第１実施形態によるＭＧ制御装置２０１及び電圧センサ異常診断装置４０１の構成を図２に示す。ＭＧ制御装置２０１は、一般的な電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御の構成として、電流指令演算部２１、電流減算器２２、電圧指令演算部２３、２相３相変換部２５、ＰＷＭ信号生成部２６、及び、３相２相変換部３１を有する。
またＭＧ制御装置２０１は、本実施形態に特有の構成として、理論電圧指令演算部２４、制御電圧指令振幅算出部２７及び理論電圧指令振幅算出部２８を有する。図２では、これら三つのブロックを電圧センサ異常診断装置４０１の外に図示しているが、三つのブロックの一部又は全部が電圧センサ異常診断装置４０１に含まれるものとしてもよい。

ＭＧ制御装置２０１は、電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御によりインバータ６０のスイッチング動作を操作するものである。また、電流フィードバック制御では回転座標系のｄｑ軸を用いたベクトル制御を行う。これらのモータ制御技術は周知であるため、詳細な説明を省略する。また、ｄｑ軸の電流及び電圧指令について、技術常識から判断可能な箇所では、適宜「ｄｑ軸」の記載を省略する。

先に一般的な電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御の構成を説明する。
電流指令演算部２１は、車両制御回路１０から入力されたトルク指令ｔｒｑ^*に基づき、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。
電流減算器２２は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、３相２相変換部３１からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。

電圧指令演算部２３は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を算出する。特に本実施形態では、後述の「理論電圧指令」と区別するため、電圧指令演算部２３が演算した電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を「制御電圧指令」という。
２相３相変換部２５は、電気角θｅに基づき、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する。

ＰＷＭ信号生成部２６は、三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*、及び入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓに基づいて、インバータ６０の各スイッチング素子６１〜６６を操作するスイッチング信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成する。この過程でＰＷＭ信号生成部２６は、変調率を算出し、更に、スイッチング周期に対するＯＮ時間比率を規定する指令Ｄｕｔｙを算出する。

一般にインバータ６０のスイッチング制御では、相補的にＯＮ／ＯＦＦする上下アームのスイッチング素子対が同時にＯＮし過電流が流れることを防止するため、スイッチング素子対のＯＮ期間同士の間にデッドタイムが設けられる。デッドタイムにはスイッチング素子対の両方がＯＦＦする。
図３に、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング周期Ｔｓｗにおける指令Ｄｕｔｙとの関係を示す。ＰＷＭ制御では、スイッチング周期Ｔｓｗは、ＰＷＭキャリア信号のキャリア周期に一致する。スイッチング周期Ｔｓｗ中にデッドタイムＤＴが存在することにより、実際のＯＮ時間は、指令Ｄｕｔｙに対応するＯＮ時間よりも短くなる。図３の斜線部分の面積は、デッドタイムＤＴと入力電圧Ｖｉｎとの積を示す。

フィードバック制御では、デッドタイムによって生じる電圧差分を補正するように指令Ｄｕｔｙが演算される。このデッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄは、式（１）で表される。なお、係数の（√３）は、交流の相が三相であることによるものである。
Ｖ＿ｄｅａｄ＝（√３）×（ＤＴ／Ｔｓｗ）×Ｖｉｎ ・・・（１）
本実施形態では、デッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄに着目して入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出し、入力電圧センサ５の異常判定を行う。その詳細については後述する。

３相２相変換部３１は、電流センサ７２、７３から相電流検出値が入力される。図２の例ではＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの検出値が入力され、残るＵ相電流をキルヒホッフの法則により推定する。ただし、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定してもよい。
３相２相変換部３１は、電気角θｅに基づき、三相電流をｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、電流減算器２２にフィードバックする。

続いて、本実施形態に特有の構成について説明する。
理論電圧指令演算部２４は、「モータモデル式」としての電圧方程式を用いて、理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒを演算する。電圧方程式は式（２．１）、（２．２）で表され、ｄｑ軸電流値及び電気角速度に基づいてｄｑ軸電圧値を算出する式である。
Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ＋Ｌｄ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｄ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ ・・・（２．１）
Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋Ｌｑ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｑ＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×φ
・・・（２．２）

ただし、
Ｒ：巻線抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス
ω：電気角速度（又は回転数）
φ：逆起電圧定数

記号ωの本来の意味は、回転数算出部８７にて電気角θｅを時間微分して算出される電気角速度である。ただし本明細書では、「電気角速度ω［ｒａｄ／ｓ］を換算した回転数［１／ｓ］」の意味で、「回転数ω」ともいう。なお、図２では、電気角演算部８６と同様に回転数算出部８７をＭＧ制御装置２０１の外に記載しているが、ＭＧ制御装置２０１内で回転数ωを算出してもよい。
また、ＭＧ８０の機器定数である巻線抵抗Ｒ、ｄｑ軸インダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び逆起電圧定数φは、固定値としてもよいし、計算で算出してもよい。また、実際の特性に近い値や実測値をマップ化しておき、トルク指令ｔｒｑ^*又はｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づいて演算してもよい。

式（２．１）、（２．２）にて、過渡特性を表す時間微分（ｄ／ｄｔ）項を無視し、ｄｑ軸電流としてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を用いた式（３．１）、（３．２）により演算されるｄｑ軸電圧指令を「理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒ」という。
Ｖｄ＿ｔｈｒ＝Ｒ×Ｉｄ^*−ω×Ｌｑ×Ｉｑ^* ・・・（３．１）
Ｖｑ＿ｔｈｒ＝Ｒ×Ｉｑ^*＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ^*＋ω×φ ・・・（３．２）

また、理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒを用いて入力電圧センサ５の異常診断が行われるのは、回転数ωが実質的にゼロに等しい低回転領域のみである。したがって、式（３．１）、（３．２）でω≒０［ｒａｄ／ｓ］のとき、式（３．３）、（３．４）のように、理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒは巻線抵抗Ｒ項のみで表される。
Ｖｄ＿ｔｈｒ≒Ｒ×Ｉｄ^* ・・・（３．３）
Ｖｑ＿ｔｈｒ≒Ｒ×Ｉｑ^* ・・・（３．４）
異常診断中にＭＧ８０を回転させたくない場合、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*≒０とすることが好ましい。このとき、式（３．４）より、ｑ軸理論電圧指令Ｖｑ＿ｔｈｒ≒０となる。

理論電圧指令演算部２４で演算された理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒは、理論電圧指令振幅算出部２８に取得される。
また、図２に破線で示すように、理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒをフィードフォワード項（図中「ＦＦ項」として、電圧指令演算部２３により演算されるフィードバック項に加算してもよい。言い換えれば、ＭＧ制御装置２０１において応答性向上のためにフィードフォワード項を用いる構成では、理論電圧指令振幅算出部２８は、フィードフォワード項の値を用いて理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを算出することができる。

制御電圧指令振幅算出部２７は、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づき、式（４．１）により、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを算出する。
Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ＝√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2） ・・・（４．１）
理論電圧指令振幅算出部２８は、理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒに基づき、式（４．２）により、理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを算出する。
Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ＝√（Ｖｄ＿ｔｈｒ²＋Ｖｑ＿ｔｈｒ²） ・・・（４．２）

図４のｄｑ軸電圧ベクトル図に、低回転領域における理論電圧指令ベクトルを太実線矢印で、制御電圧指令ベクトルをブロック矢印で示す。
一般に理論電圧指令ベクトルは、式（３．１）、（３．２）の各項に対応する逆起電圧ベクトル（ω×φ）、巻線抵抗電圧（Ｒ×Ｉ）、同期インダクタンス電圧（ω×Ｌ×Ｉ）の合成ベクトルとして表される。ただし低回転領域では、式（３．３）、（３．４）のように、巻線抵抗電圧（Ｒ×Ｉ）が支配的となる。また、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*≒０とすると、理論電圧指令ベクトルは、ほぼ負のｄ軸成分のみで表され、ベクトルの大きさが理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒである。
制御電圧指令ベクトルは、理論電圧指令ベクトルと位相が同じであり、振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌが理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒよりもわずかに大きい。

以下、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌから理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを差し引いた差分を「電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐ」と記す。入力電圧センサ５が正常であり、フィードバック制御が適正に実施されている前提では、電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐが生じる要因は、デッドタイムＤＴによって生じる電圧差のみであると考えられる。したがって、式（５）に示すように、電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐはデッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄと等しくなる。
ΔＶａｍｐ＝Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ−Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ＝Ｖ＿ｄｅａｄ ・・・（５）

次に、電圧センサ異常診断装置４０１の構成について説明する。
第１実施形態の電圧センサ異常診断装置４０１は、低回転領域判定部４３、入力電圧推定値算出部４５１、及び異常判定部４６を有する。図中、「入力電圧推定値」を「Ｖｉｎ推定値」と記載する。
低回転領域判定部４３は、ＭＧ８０の回転数ωが実質的にゼロに等しい領域、すなわち「ω≒０」である低回転領域にあることを判定し、入力電圧推定値算出部４５１に通知する。なお、低回転領域は、例えば回転数ωが１００ｒｐｍ未満の領域に相当する。

入力電圧推定値算出部４５１は、低回転領域判定部４３が判定した低回転領域において、インバータ入力電圧Ｖｉｎの推定値である入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出する。具体的には、入力電圧推定値算出部４５１は、制御電圧指令振幅算出部２７から制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを取得し、理論電圧指令振幅算出部２８から理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを取得する。
また、図２に破線で示すように、一構成例での入力電圧推定値算出部４５１は、ＰＷＭ信号生成部２６からスイッチング周期Ｔｓｗ及びデッドタイムＤＴを取得してもよい。

上述の式（１）に式（５）を代入して変形すると、式（６．１）が得られる。

式（６．１）は、変換係数Ｋを用いて、式（６．２）、（６．３）のように表される。
Ｖｉｎ＿ｅｓｔ＝Ｋ×ΔＶａｍｐ ・・・（６．２）
Ｋ＝Ｔｓｗ／｛（√３）×ＤＴ｝ ・・・（６．３）

低回転領域では、スイッチング周期Ｔｓｗ及びデッドタイムＤＴを定数とみなすことができる。したがって、入力電圧推定値算出部４５１は、スイッチング周期Ｔｓｗ及びデッドタイムＤＴを取得することなく、式（６．２）の変換係数Ｋを定数として入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを演算可能である。以下、入力電圧推定値算出部４５１は、基本的に、式（６．２）を用いるものとして説明する。
入力電圧推定値算出部４５１は、式（６．２）により、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌから理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを差し引いた電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐに変換係数Ｋを乗じて入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出する。

異常判定部４６は、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ、及び入力電圧推定値算出部４５１が算出した入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを取得する。そして、低回転領域において、「入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの差の絶対値」が電圧閾値Ｖｔｈより大きいとき、入力電圧センサ５が異常であると判定する。

続いて、ＭＧ制御装置２０１の制御演算フローを図５に示す。図２では各ブロックの機能を個別に説明したが、図５では、特にフィードバック変数の影響に注意しながら、一連の制御演算の流れを説明する。破線枠内がＭＧ制御装置２０１に相当する。
ＭＧ制御では、まず、外部からのトルク指令ｔｒｑ^*に基づいて演算された電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対し相電流Ｉｖ、Ｉｗがフィードバックされ、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が演算される。傍系では、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対し及び回転数ω（≒０）に基づき、理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒが演算される。

直系では、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓで除することにより変調率が算出される。この箇所を「＃１」とする。
また、少し戻り、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の変化に伴い、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌは、正の相関で変化する。この箇所を「＃２」とする。
＃１及び＃２は、後述の説明にて参照される箇所である。

一方、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*、及び電気角θｅに基づき、三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が演算される。この三相電圧指令のブロックには、電圧位相Ｖψの情報が含まれるものと解釈する。変調率に三相電圧指令を乗ずることにより、指令Ｄｕｔｙが算出される。
枠外の右側は、指令Ｄｕｔｙに基づくインバータ６０の実際の駆動による出力を示す。インバータ６０に実際に入力される入力電圧実値Ｖｉｎ＿ａｃｔと指令Ｄｕｔｙとの積が相電圧Ｖｕｖｗとして出力される。

ここで、本実施形態による制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ及び理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒの技術的思想について整理する。
制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌとは、ＭＧ制御においてフィードバック制御により生成される制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の振幅に相当する。入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが用いられることなく、デッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄが自動的に補正された電圧値となる。

理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒとは、モータモデル式である電圧方程式に基づいて生成される理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒの振幅に相当する。入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓは用いられず、また、デッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄは考慮されない。

なお、低回転領域でＭＧ８０を回転させない条件、すなわち「回転数ω≒０、且つトルク指令ｔｒｑ^*＝０」の条件におけるデッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄを予め実測やシミュレーションにより求めておく構成も考えられる。その構成では、入力電圧推定値算出部４５１は、規定のデッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄ及び変換係数Ｋに基づいて、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを精度良く算出することができる。

次に図６のタイムチャートを参照し、電圧センサ異常診断の例を説明する。
図６の縦軸は、上から順に、トルク指令ｔｒｑ^*、入力電圧Ｖｉｎのセンサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ、実値Ｖｉｎ＿ａｃｔ及び推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔ、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ及び理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ、並びに異常信号を示す。
ここでは、「ω≒０」の低回転領域であり、且つトルク指令ｔｒｑ^*がゼロでない場合を想定する。トルク指令ｔｒｑ^*は、この異常診断期間におけるＭＧ要求出力が漸増していることを示している。

デッドタイムＤＴが存在する前提では、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌは理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒより大きくなる。そして、式（６．２）により、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌから理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを差し引いた電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐに比例した入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔが算出される。
入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔに対し電圧閾値Ｖｔｈをオフセットした範囲を図中に細い二点鎖線で示す。入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとセンサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓとの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈ以下である状態を入力電圧センサ５の正常範囲と考える。

タイムチャートの初期、入力電圧センサ５は正常であり、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ、実値Ｖｉｎ＿ａｃｔ及び推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔは一致して上昇している。制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌと理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒとは、一定の比率を維持しつつ、わずかに上昇している。
その後、時点ｔ＿ｏｃｃに異常が発生する。ここでは、センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが実値Ｖｉｎ＿ａｃｔより大きくなる異常が発生した場合を想定する。

異常発生時ｔ＿ｏｃｃ以後、入力電圧実値Ｖｉｎ＿ａｃｔの上昇率に対し、センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓの上昇率が大きくなる。
図５の＃１に参照されるように、分母となるセンサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが大きくなると、指令Ｄｕｔｙは小さくなる。指令Ｄｕｔｙが絞られるため、ＭＧ８０へ電流が流れなくなる。すると、電流フィードバック制御により、次回の演算時ｔ＿ｆｂに、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が大きくなるように演算される。

図５の＃２に参照されるように、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が大きくなると制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌが大きくなり、上昇率が増加する。一方、フィードバックに依らない理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒの上昇率は変化しない。したがって、フィードバック演算時ｔ＿ｆｂ以後、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌと理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒとは次第に乖離する。

それにより入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔが上昇するが、その上昇量はセンサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓの上昇量に比べて小さい。その結果、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの乖離が拡大する。その後、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈを上回った時点ｔ＿ｊで、異常判定される。そして、異常と判定される状態が確定時間Ｔｆｉｘ継続した時点ｔ＿ｄｇにて、入力電圧センサ５の異常判定が確定し、異常信号が生成される。

一方、センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが実値Ｖｉｎ＿ａｃｔより小さくなる異常が発生した場合、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓの低下量が推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔの低下量に比べて大きくなる。そして、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈを上回った時点ｔ＿ｊで、同様に異常判定される。

次に図７のフローチャートを参照し、電圧センサ異常診断装置４０１が実行する異常診断処理について説明する。フローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ３１では、低回転領域判定部４３は、現在のＭＧ８０の回転数ωが低回転領域にあるか否か判断し、ＮＯの場合、処理を終了する。

ここで、図１に示すように、ハイブリッド自動車１００のＭＧ駆動システム９０には、バッテリ１１とインバータ６０との間に電源リレー１２が設けられ、インバータ６０の入力部にコンデンサ１６が設けられている。このシステムにおいて、ＭＧ制御装置２０は、車両停止時における電源リレー１２による電力経路の遮断後、コンデンサ１６の残電荷をＭＧ８０に熱として放電させる「ディスチャージ処理」を実行する。

このとき電流指令演算部２１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*を負の値、すなわち非ゼロとし、ｑ軸電流指令Ｉｑ^*をゼロとするように電流指令を演算する。ｑ軸電流指令Ｉｑ^*がゼロのため、ＭＧ８０にトルクは付与されず、回転数ω≒０の状態となる。また、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*が非ゼロであるため、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ及び理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒとして、非ゼロの有意な値が算出される。
Ｓ３１では、低回転領域判定部４３は、例えばこのディスチャージ処理が実行されている状態を、異常診断可能な「低回転領域」として認識する。つまり、ディスチャージ処理の実行中であれば、次のステップに進む。

入力電圧推定値算出部４５１は、Ｓ３３及びＳ３４で、制御電圧指令振幅算出部２７から制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを取得し、理論電圧指令振幅算出部２８から理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを取得する。Ｓ３３及びＳ３４は順不同とする。
Ｓ３６では、入力電圧推定値算出部４５１は、取得情報を用いて、式（６．２）により、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出する。

Ｓ３７では、異常判定部４６は、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ及び入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを取得し、それらの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈより大きいとき、入力電圧センサ５が異常であると判定する。そして、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈより大きい異常状態が所定の確定時間以上にわたって継続したか否か判断する。Ｓ３７でＹＥＳの場合、Ｓ３８で、異常判定部４６は入力電圧センサ５の異常を確定する。

一方、Ｓ３７でＮＯの場合、一時的な外乱等によって入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとが乖離し、異常と判定された可能性が高い。したがって、異常判定部４６は、異常判定を確定せず、処理を終了する。
なお、異常状態が連続して確定時間に達した場合のみ異常を確定するか、或いは、異常状態が中断しても、ある期間中の累積時間が確定時間に達した場合にも異常を確定するか等の詳細なロジックは、適宜設定してよい。

第１実施形態の効果について説明する。
（１）特許文献１（特許第４７９３０５８号公報）に開示された従来技術では、各相の相電流と相電圧との積の三相和である第１出力推定値と、モータのトルク及び回転数の積に基づいて算出した第２出力推定値とを比較し、インバータ入力電圧センサの異常を判定する。この判定方法では、モータのトルク及び回転数が安定した状態で異常を判定しないと、誤判定が生じるおそれがある。また、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに適用される場合、インバータに高電圧が入力され、ＭＧの駆動力が発生している領域でしか異常判定することができない。

それに対し第１実施形態では、低回転領域で、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ及び理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒに基づいて、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出し、センサ値Ｖｉｎ＿ａｃｔと比較することにより入力電圧センサ５の異常を判定する。低回転領域では、電圧指令Ｖａｍｐにおけるデッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄの割合が大きくなるため、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを精度良く算出し、誤判定を防止することができる。

（２）また、異常診断の実施を低回転領域に限定するため、予め実測等により求めたデッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄを用い、変換係数Ｋを定数として入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出することができる。
さらに、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システム９０に適用される場合、車両停止時や起動直後等の、駆動力がほぼ発生しない領域で異常診断を実施することができる。したがって、異常と判定された場合、車両をそのまま停止させることができる。

（３）特許文献１の従来技術では、バッテリ電圧センサ及びインバータ入力電圧センサのセンサ値を比較することにより、いずれかの電圧センサが異常であることを判定する。
それに対し、本実施形態では、入力電圧センサの異常判定のためにバッテリ電圧信号を用いる必要がない。したがって、バッテリ１１の出力電圧が直接インバータ６０に入力されるシステムにおいて、バッテリ電圧センサの設定、及び、バッテリ電圧信号の通信が不要となる。

（４）図７のフローチャートのＳ３１では、例えばディスチャージ処理の実行中を低回転領域として認識し、異常診断を実施することが好ましい。これにより、入力電圧センサ異常診断のための新たな処理行程を追加することなく、ディスチャージ処理が実行される既存の処理ルーチン内で異常診断を実施することができる。
ディスチャージ処理の実行中、電流指令演算部２１は、コンデンサ１６の残電荷を熱として消費させるためのｄ軸電流指令Ｉｄ^*を非ゼロとし、ＭＧ８０にトルクを発生させるｑ軸電流指令Ｉｑ^*をゼロとするように電流指令を演算する。これにより、ディスチャージ処理の実行中に車両が不意に動くことを回避しつつ、コンデンサ１６の残電荷を好適に消費させることができる。

（第２実施形態）
第２実施形態によるＭＧ制御装置２０２及び電圧センサ異常診断装置４０２の構成を図８に示す。
ＭＧ制御装置２０２は、第１実施形態のＭＧ制御装置２０１に対し、理論電圧指令演算部２４、制御電圧指令振幅算出部２７及び理論電圧指令振幅算出部２８を有しない。電圧センサ異常診断装置４０２は、第１実施形態の電圧センサ異常診断装置４０１に対し、更に二相通電位置判定部４４を有する。また、入力電圧推定値算出部４５２は、電流センサ７２、７３によって検出された相電流検出値Ｉｖ、Ｉｗを取得する点が異なる。その他、実質的に同一の構成については、図８に、図２と同一の符号を付して説明を省略する。

まず、三相交流モータであるＭＧ８０の低回転領域における「二相通電位置」について図９を参照して説明する。図９に、ＭＧ８０の回転が停止した状態のまま電流位相を一定として通電したときの相電流の変化を示す。通電開始後、各相電流は一定の直流電流値に収束する。
ここで、ＭＧ８０の停止位置に応じて、三相のうち一相（例えばＵ相）の軸に電流位相が直交するとき、図９（ａ）に示すように、その一相に流れる相電流Ｉｕがゼロとなる。それ以外のとき、図９（ｂ）に示すように、三相に非ゼロの相電流が流れる。

図９（ａ）に示す、「三相のうち一相に流れる相電流がゼロとなり、他の二相に流れる相電流が非ゼロとなる回転位置」を「二相通電位置」とする。なお、第２実施形態では、二相のセンサ相の相電流検出値Ｉｖ、Ｉｗから、キルヒホッフの法則を用いて他の一相である推定相の電流値Ｉｕを推定している。この場合、センサ相又は推定相のいずれの電流がゼロとなってもよい。したがって、二相通電位置は、電気角一周期の１２０［ｄｅｇ］おきに三回現れる。
図９（ａ）の二相通電位置では、非ゼロである二相の電流Ｉｗ、Ｉｖは符号が反転した関係となる。また、正の相電流Ｉｗの収束値、又は、負の相電流Ｉｖの収束値の絶対値である直流電流Ｉｄｃは、バッテリ電流に等しくなる。

図８に戻り、低回転領域判定部４３により低回転領域であると判定されたとき、二相通電位置判定部４４は、電気角θｅに基づき、現在のＭＧ８０の回転位置が二相通電位置であるか否か判定する。なお実用上は、誤差の許容範囲等を考慮し、理想的な二相通電位置を跨ぐ所定の微小範囲を二相通電位置として定義する。

二相通電位置判定部４４は、現在、二相通電位置であるか否かの判定結果を入力電圧推定値算出部４５２に通知する。また、現在のＭＧ８０の回転位置が、図９（ｂ）のように二相通電位置とは異なるとき、電流指令演算部２１に通知する。すると、電流指令演算部２１は、最も近い二相通電位置からのずれ角度に応じて、ＭＧ８０を二相通電位置まで微小回転させるトルクを発生するようにｑ軸電流指令Ｉｑ^*を演算する。このときの微小回転角度は、正方向のみに回転可能な構成では、＋１２０［ｄｅｇ］以下となる。また、正逆方向に回転可能な構成では、−６０［ｄｅｇ］以上、＋６０［ｄｅｇ］以下となる。

現在のＭＧ８０の回転位置が二相通電位置であると通知されると、入力電圧推定値算出部４５２は、図９（ａ）に示す直流電流Ｉｄｃを検出する。
また、図１０に、インバータ６０及びＭＧ８０を含むＲＬＣ回路を示す。このＲＬＣ回路において、抵抗成分Ｒ及びインダクタンス成分Ｌは、主にＭＧ８０の巻線８１、８２、８３の抵抗及びインダクタンスに起因し、容量成分Ｃは、コンデンサ１６の容量、スイッチング素子の接合容量、その他の浮遊容量等に起因する。
入力電圧推定値算出部４５２は、上記の直流電流Ｉｄｃ及び回路定数Ｒ、Ｌ、Ｃに基づいてＲＬＣ回路方程式を解き、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出する。

次に図１１のフローチャートを参照し、電圧センサ異常診断装置４０２が実行する異常診断処理について説明する。Ｓ３７及びＳ３８は、第１実施形態の図７のフローチャートと実質的に同一のステップであるため、同一のステップ番号を付して説明を省略する。
Ｓ４１では、低回転領域判定部４３は、現在のＭＧ８０の回転数ωが低回転領域にあるか否か判断し、ＮＯの場合、処理を終了する。第２実施形態の異常診断は、ディスチャージ処理時以外にも、ＭＧ駆動中の低回転領域において、トルク発生有無に関わらず実施することができる。

Ｓ４２では、二相通電位置判定部４４は、現在のＭＧ８０の回転位置が二相通電位置であるか否か判定する。Ｓ４２でＹＥＳの場合、Ｓ４５に進む。
Ｓ４２でＮＯの場合、Ｓ４３では、電流指令演算部２１が演算したｑ軸電流指令Ｉｑ^*に基づき、ＭＧ８０を二相通電位置まで回転させるようにｑ軸電流Ｉｑが通電される。Ｓ４３の実行後、再びＳ４２の判定がされる。

Ｓ４５では、入力電圧推定値算出部４５２は、相電流Ｉｖ、Ｉｗを取得し、その収束値である直流電流Ｉｄｃを検出する。Ｓ４６では、入力電圧推定値算出部４５２は、直流電流Ｉｄｃ、並びに、インバータ６０及びＭＧ８０を含む回路の抵抗成分Ｒ、インダクタンス成分Ｌ、及び容量成分Ｃの回路定数に基づいてＲＬＣ回路方程式を解き、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出する。

第２実施形態は、第１実施形態と同様に低回転領域で入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを精度良く算出し、入力電圧センサ５の異常判定における誤判定を防止することができる。また、二相通電位置での直流電流Ｉｄｃに基づいて入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出するため、第１実施形態のように、デッドタイム分の電圧補正量を考慮する必要がない。

（その他の実施形態）
（１）図１には、一つのＭＧを備えたシステム構成を例示しているが、本発明は、二つ以上のＭＧを備えたシステムにも同様に適用可能である。具体的には、主に発電機として機能するＭＧ１、及び、主に電動機として機能するＭＧ２を備えたシリーズパラレル方式のハイブリッド自動車等に適用することができる。その場合、ＭＧ１、ＭＧ２をそれぞれ駆動する二つのインバータが並列に設けられており、インバータ入力電圧Ｖｉｎは、二つのインバータに共通に入力される。したがって、いずれか一方のＭＧの通電を制御する回路に電圧センサ異常診断装置を設けることにより、異常診断が可能である。

（２）本発明の電圧センサ異常診断装置は、バッテリの出力電圧が直接インバータに入力されるシステムに限らず、例えば、バッテリとインバータとの間に昇圧コンバータを備えるシステムにおいて、昇圧後電圧を検出する入力電圧センサに適用されてもよい。
その場合、昇圧制御のためにバッテリ電圧情報が必要となるため、基本的にバッテリ電圧センサを無くすことはできない。ただし、低回転領域でインバータ入力電圧センサの異常診断が可能であるという効果については、上記実施形態と同様に得られる。

（３）本発明が適用されるモータ駆動システムにおいて駆動される交流モータは、上記実施形態のＭＧのように発電機としての機能を併せ持つものでなくてもよい。また、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。多相交流モータの回転機の相の数は、四相以上であってもよい。
さらに、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、一般機械用等、どのような用途のモータ駆動システムに適用されてもよい。

（４）第１実施形態では、理論電圧指令振幅算出部２７は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ及び回転数ωから電圧方程式を用いて演算される理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒに基づき、理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを算出する。その他、理論電圧指令振幅算出部２７は、電圧方程式以外のモータモデル式として、式（７）の三相モデル式を用いて演算される三相電圧指令に基づき、理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを算出してもよい。なお、電圧方程式や三相モデル式は、マップを参照することにより計算してもよい。

ただし、
ｐ：微分演算子
Ｒ：巻線抵抗
Ｌ：自己インダクタンス
Ｍ：相互インダクタンス
ω：電気角速度（又は回転数）
φ：逆起電圧定数
なお、Ｌ、Ｍの添え字は、相、又は相間を示す。

（５）第１実施形態においてインバータ６０を駆動するスイッチング信号は、指令Ｄｕｔｙとキャリア信号との比較により生成されるＰＷＭパルス信号に限らず、上下アームのスイッチング素子対をスイッチング周期Ｔｓｗにおいて相補的にＯＮ／ＯＦＦさせる信号であればよい。例えば、予め設定された複数のパルスパターンの中から変調率に応じて選択された最適パターンを、電気角周期に同期したスイッチング信号として用いてもよい。パルスパターンを用いる場合もデッドタイムが設けられる点はＰＷＭ信号と同様であり、上記実施形態による電圧センサ異常診断を適用することができる。

（６）第１実施形態がハイブリッド自動車等のＭＧ駆動システムに適用される場合に異常診断を実施するイミングとして、ディスチャージ処理時以外に、車両起動後の電源リレー溶着チェック判定時に実施してもよい。電源リレー溶着チェック判定時には、ディスチャージ処理時と同様に回転数ω≒０となり、且つ、少なくともｄ軸電流指令Ｉｄ^*が非ゼロとなる。例えば特開２０１５−１６２９７７号には、システムメインリレー（ＳＭＲ）の溶着チェックの手順が開示されている。

このように車両起動後の電源リレー溶着チェック時に異常診断を実施することにより、車両起動後、ＭＧ８０のトルク発生前に確実に異常を診断することができる。また、車両起動直後にはＭＧ８０の温度が雰囲気温度に近いため、電圧方程式の回路定数等について温度特性による補正が不要となる。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１１・・・バッテリ（直流電源）、
２０１、２０２・・・ＭＧ制御装置（モータ制御装置）、
４０１、４０２・・・電圧センサ異常診断装置、
４３・・・低回転領域判定部、
４５１、４５２・・・入力電圧推定値算出部、
４６・・・異常判定部、
５ ・・・入力電圧センサ、
６０・・・インバータ
８０・・・ＭＧ（交流モータ）。

Claims (8)

1. 直流電源（１１）に接続されたインバータ（６０）が供給する交流電力により駆動される三相以上の多相の交流モータ（８０）の通電を制御するモータ制御装置（２０１、２０２）に適用され、前記インバータに入力されるインバータ入力電圧（Ｖｉｎ）を検出する入力電圧センサ（５）の異常を診断する電圧センサ異常診断装置であって、
   前記交流モータの回転数が実質的にゼロに等しい領域である低回転領域にあることを判定する低回転領域判定部（４３）と、
   前記低回転領域において、前記インバータ入力電圧の推定値である入力電圧推定値（Ｖｉｎ＿ｅｓｔ）を算出する入力電圧推定値算出部（４５１、４５２）と、
   前記入力電圧センサによる検出値である入力電圧センサ値（Ｖｉｎ＿ｓｎｓ）と前記入力電圧推定値との差の絶対値が電圧閾値（Ｖｔｈ）より大きいとき、前記入力電圧センサが異常であると判定する異常判定部（４６）と、
   を備える電圧センサ異常診断装置。
2. 前記モータ制御装置（２０１）は、電流フィードバック制御により演算された電圧指令に基づいて演算され、前記インバータを構成する複数の上下アームのスイッチング素子対をスイッチング周期において相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング信号により、前記インバータのスイッチング動作を操作するものであり、
   前記入力電圧推定値算出部（４５１）は、
   フィードバック制御により演算される制御電圧指令の振幅であり、前記スイッチング素子対のＯＮ期間同士の間に設けられるデッドタイム分の電圧補正量が補正された制御電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ）から、モータモデル式を用いて演算される理論電圧指令の振幅である理論電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ）を差し引いた電圧指令振幅偏差（ΔＶａｍｐ）に変換係数を乗じて、入力電圧推定値を算出する請求項１に記載の電圧センサ異常診断装置。
3. 前記交流モータは三相交流モータであり、
   前記モータ制御装置は、三相軸をｄｑ軸に変換するベクトル制御を行うものであり、
   前記モータモデル式は、ｄｑ軸電流値及び電気角速度に基づいてｄｑ軸電圧値を算出する電圧方程式である請求項２に記載の電圧センサ異常診断装置。
4. 前記交流モータの回転数が前記低回転領域であり、前記モータ制御装置が演算するｄ軸電流指令又はｑ軸電流指令の少なくとも一方が非ゼロのとき、前記入力電圧センサの異常診断を実施する請求項３に記載の電圧センサ異常診断装置。
5. 前記交流モータの回転数が前記低回転領域であり、前記モータ制御装置が演算するｄ軸電流指令が非ゼロ、且つ、ｑ軸電流指令がゼロのとき、前記入力電圧センサの異常診断を実施する請求項４に記載の電圧センサ異常診断装置。
6. 前記インバータと前記直流電源との間に電力経路を遮断可能な電源リレー（１２）が設けられ、前記インバータの入力部にコンデンサ（１６）が設けられたシステムにおいて前記交流モータの通電を制御するモータ制御装置に適用され、
   前記電源リレーによる電力経路の遮断後、前記コンデンサの残電荷を前記交流モータに熱として放電させるディスチャージ処理を前記モータ制御装置が実行中に、前記入力電圧センサの異常診断を実施する請求項５に記載の電圧センサ異常診断装置。
7. 前記交流モータは三相交流モータであり、
   前記低回転領域において、三相のうち一相に流れる相電流がゼロとなり、他の二相に流れる相電流が非ゼロとなる回転位置を二相通電位置とすると、
   前記入力電圧推定値算出部（４５２）は、
   前記二相通電位置で二相に流れる直流電流（Ｉｄｃ）、並びに、前記インバータ及び前記交流モータを含む回路の抵抗成分、インダクタンス成分、及び容量成分の回路定数に基づいて入力電圧推定値を算出する請求項１に記載の電圧センサ異常診断装置。
8. 前記交流モータの回転位置が前記二相通電位置とは異なるとき、前記交流モータを前記二相通電位置まで回転させるトルクを発生するｑ軸電流を指令するように、前記モータ制御装置に通知する請求項７に記載の電圧センサ異常診断装置。

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