JP2015061381A - 電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流の歪みを低減可能な電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置を提供する。【解決手段】シャント抵抗４０は、インバータ部２０とバッテリ８０の負側との間に接続される。制御部６０のデューティ変換部６０は、電流検出値Ｉｃを検出する有効電圧ベクトル区間が所定時間以上となるようにするとともに、サンプリングタイミングにて電流検出値Ｉｃを検出可能となるように調整されたデューティ指令値を演算する。相電流演算部６１は、同一の相において、デューティが正側に補正されたときの電流検出値である正側補正時電流検出値Ｉｗ（＋）、Ｉｖ（＋）と、負側に補正されたときの電流検出値である負側電流検出値Ｉｗ（−）、Ｉｖ（−）と、に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。これにより、リップル電流を適切に補正可能であるので、電電流の歪みを低減することができる。【選択図】 図２

Description

本発明は、電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置に関する。

従来、インバータの直流部に設けられる電流検出手段により電流を検出するインバータ装置が知られている。インバータの直流部に設けられる電流検出手段により各相電流を検出する場合、有効電圧ベクトル区間にて電流を検出する必要がある。そのため、キャリア信号であるＰＷＭ基準信号の頂点で電流検出ができず、電流検出値にリップル成分が含まれてしまう。そのため、例えば特許文献１では、キャリア頂点に対して対称なタイミングで電流を取得し、平均値をキャリア頂点での相電流検出値とし、平均値をキャリア頂点での電流値としている。

特開２０１０−８８２６０号公報

特許文献１では、キャリア頂点に対して対称なタイミングで電流を検出する必要があり、電圧の大きさに応じてサンプリング間隔が異なるため、サンプリング間隔を一定とすることができない。また、ＰＷＭ１周期にて４回の電流検出を行うため、電流検出頻度が高く、印加電圧が小さいときや大きいとき等、ゼロ電圧ベクトル期間が大きい場合、適切に電流検出を行うことができない。
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、電流の歪みを低減可能な電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置は、インバータ部と、電流検出部と、電流取得部と、制御部と、を備える。インバータ部は、回転電機の巻線の各相に対応し、高電位側に配置される高電位側スイッチング素子および低電位側に配置される低電位側スイッチング素子を有する。電流検出部は、インバータ部と直流電源の正側または負側との間に接続される。電流取得部は、所定間隔であるサンプリングタイミングで電流検出部から電流検出値を取得する。制御部は、ＰＷＭ基準信号およびデューティ指令値に基づき、高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子のオンオフ作動を制御する。

制御部は、相電流演算手段と、電圧指令値演算手段と、デューティ演算手段と、を有する。
相電流演算手段は、電流検出値に基づき、巻線の各相に通電される各相電流を演算する。電圧指令値演算手段は、各相電流に基づき、巻線に印加する電圧に係る電圧指令値を演算する。

デューティ演算手段は、電流検出値を検出可能な有効ベクトル区間が所定期間以上となるようにするとともに、サンプリングタイミングにて電流検出値を検出可能となるように調整されたデューティ指令値を電圧指令値に基づいて演算する。
相電流演算手段は、同一の相においてデューティが正側に補正されたときの電流検出値である正側補正時電流検出値と負側に補正されたときの電流検出値である負側補正時電流検出値とに基づき、補正された各相電流である補正電流を演算する。

本発明では、所定間隔であるサンプリングタイミングにて電流検出値を検出可能となるようにデューティ指令値を調整しているので、簡素な構成にて電流検出値を取得可能である。
また、電流検出値を検出する有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにデューティを補正している。デューティが正側に補正されるとリップル電流も正側に変動し、負側に補正されるとリップル電流も負側に変動する。そこで本発明では、デューティが正側に補正されたときの電流検出値と、負側に補正されたときの電流検出値とに基づき、各相電流を補正する。これにより、リップル電流を適切に補正可能であるので、電流検出誤差が低減可能される。また、電流検出誤差が低減し、電流の歪みが低減するので、トルクリップルや、音、振動を低減することができる。

本発明の第１実施形態による電動パワーステアリング装置を示す模式図である。 本発明の第１実施形態による電力変換装置の構成を示す模式図である。 本発明の第１実施形態による制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ変換部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態によるＰＷＭ基準信号を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令とスイッチング素子のオン／オフを説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令値とスイッチング素子のオン／オフを説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティ指令値とスイッチング素子がオンされるデューティ、および、印加電圧との関係を説明する説明図である。 ＰＷＭ１周期の前半と後半とでデューティを切り替えた場合のデッドタイムを説明する説明図である。 オンされているスイッチング素子と電圧ベクトルパターンとの関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値と電圧ベクトルパターンとの関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値と電圧ベクトルパターンとの関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値と電圧ベクトルパターンとの関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による補正処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態による補正処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態による調整処理を説明するフローチャートである。 本発明の第１実施形態による電圧指令値の振幅が第１所定値未満である場合の補正処理および調整処理を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値の振幅が第１所定値以上第２所定値未満である場合の補正処理および調整処理を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電圧指令値の振幅が第２所定値以上である場合の補正処理および調整処理を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態によるデューティとシャント抵抗に流れる電流との関係を説明する説明図である。 本発明の第１実施形態による電流制御を説明する説明図である。 本発明の第２実施形態による電流制御を説明する説明図である。 本発明の第４実施形態によるリップル電流を説明する説明図である。

以下、本発明による電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態による電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置を図１〜図２１に示す。以下、複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
図１に示すように、電力変換装置１は、回転電機としてのモータ１０とともに、例えば車両のステアリング操作をアシストするための電動パワーステアリング装置１００に適用される。

図１は、電動パワーステアリング装置１００を備えるステアリングシステム９０の全体構成を示すものである。ステアリングシステム９０は、ハンドル（ステアリングホイール）９１、ステアリングシャフト９２、ピニオンギア９６、ラック軸９７、車輪１０８、および、電動パワーステアリング装置１００等から構成される。

ハンドル９１は、ステアリングシャフト９２と接続される。ステアリングシャフト９２には、運転者がハンドル９１を操作することにより入力される操舵トルクを検出するトルクセンサ９４が設けられる。ステアリングシャフト９２の先端にはピニオンギア９６が設けられ、ピニオンギア９６はラック軸９７に噛み合っている。ラック軸９７の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪９８が連結される。
これにより、運転者がハンドル９１を回転させると、ハンドル９１に接続されたステアリングシャフト９２が回転する。ステアリングシャフト９２の回転運動は、ピニオンギア９６によってラック軸９７の直線運動に変換され、ラック軸９７の変位量に応じた角度に一対の車輪９８が操舵される。

電動パワーステアリング装置１００は、運転者によるハンドル９１の操舵を補助する補助トルクを出力するモータ１０、当該モータ１０の駆動制御に用いられる電力変換装置１、モータ１０の回転を減速してステアリングシャフト９２またはラック軸９７に伝える減速ギア８９等を備える。

モータ１０は、バッテリ８０（図２参照）から電力が供給されることにより駆動し、減速ギア８９を正逆回転させる。
電動パワーステアリング装置１００は、トルクセンサ９４や、車速を検出する車速センサ等からの信号に基づき、ハンドル９１の操舵を補助するための補助トルクをモータ１０から出力し、ステアリングシャフト９２またはラック軸１０７に伝達する。

モータ１０は、３相ブラシレスモータであり、いずれも図示しないロータおよびステータを有している。ロータは、円筒状の部材であり、その表面に永久磁石が貼り付けられ、磁極を有している。ステータは、内部にロータを相対回転可能に収容している。ステータは、径内方向へ所定角度毎に突出する突出部を有し、この突出部に図２に示すＵ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、および、Ｗ相コイル１３が巻回される。Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、および、Ｗ相コイル１３が巻線１５を構成している。
また、モータ１０には、ロータの回転位置である電気角θを検出する位置センサ１４が設けられる。

図２に示すように、電力変換装置１は、パルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」という。）により、モータ１０を駆動制御するものであり、インバータ部２０、電流検出部としてのシャント抵抗４０、電流取得部としてのＡＤ変換器４２、コンデンサ５０、チョークコイル５５、制御部６０、および、直流電源としてのバッテリ８０等を備える。
インバータ部２０は、３相インバータであり、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２、および、Ｗ相コイル１３のそれぞれへの通電を切り替えるべく、６つのスイッチング素子２１〜２６がブリッジ接続されている。本実施形態のスイッチング素子２１〜２６は、電界効果トランジスタの一種であるＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）であるが、その他のトランジスタ等を用いてもよい。以下、スイッチング素子２１〜２６を「ＳＷ２１〜２６」という。

３つのＳＷ２１〜２３は、ドレインがバッテリ８０の正極側に接続される。また、ＳＷ２１〜２３のソースがそれぞれＳＷ２４〜２６のドレインに接続される。ＳＷ２４〜２６のソースは、シャント抵抗４０を介してバッテリ８０の負極側に接続される。
対になっているＳＷ２１とＳＷ２４との接続点は、Ｕ相コイル１１の一端に接続する。対になっているＳＷ２２とＳＷ２５との接続点は、Ｖ相コイル１２の一端に接続する。対になっているＳＷ２３とＳＷ２６との接続点は、Ｗ相コイル１３の一体に接続する。

以下適宜、高電位側に配置されるＳＷ２１〜２３を「上ＳＷ」、低電位側に配置されるＳＷ２４〜２６を「下ＳＷ」という。また、必要に応じ、「Ｕ上ＳＷ２１」といった具合に、対応する相を併せて記載する。本実施形態では、上ＳＷ２１〜２３が「高電位側スイッチング素子」に対応し、下ＳＷ２４〜２６が「低電位側スイッチング素子」に対応する。

シャント抵抗４０は、インバータ部２０の低電位側とバッテリ８０の負極との間に設けられ、インバータ部２０の母線電流を検出する。シャント抵抗４０の両端電圧は、増幅回路４１により増幅され、ＡＤ変換器４２へ出力される。ＡＤ変換器４２では、所定のサンプリング間隔でサンプルホールドし、ＡＤ変換した電流検出値Ｉｃを制御部６０へ出力する。

コンデンサ５０およびチョークコイル５５は、バッテリ８０とインバータ部２０との間に設けられ、パワーフィルタを構成する。これにより、バッテリ８０を共有する他の装置から伝わるノイズを低減する。また、インバータ部２０側からバッテリ８０を共有する他の装置へ伝わるノイズを低減する。コンデンサ５０は、電荷を蓄えることで、ＳＷ２１〜２６への電力供給を補助したり、サージ電流などのノイズ成分を抑制したりする。コンデンサ５０の電圧Ｖｃｏｎは、制御部６０により取得される。

制御部６０は、電力変換装置１全体の制御を司るものであり、各種演算を実行するマイクロコンピュータにより構成される。
図３に示すように、制御部６０は、相電流演算部６１、３相２相変換部６２、制御器６３、２相３相変換部６４、デューティ変換部７０、デューティ更新部６５、三角波比較部６６等を有する。

相電流演算部６１では、電流検出値Ｉｃに基づき、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを演算する。以下適宜、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗという。
３相２相変換部６２は、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび電気角θに基づくｄｑ変換により、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを演算する。

制御器６３では、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*およびｑ軸電流指令値Ｉｑ^*と、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑとから、電流フィードバック演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を演算する。詳細には、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*とｄ軸電流検出値Ｉｄとの電流偏差ΔＩｄ、および、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^*とｑ軸電流検出値Ｉｑとの電流偏差ΔＩｑを算出し、電流検出値Ｉｄ、Ｉｑを電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従させるべく、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑが０に収束するように電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。

２相３相変換部６４では、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*および電気角θに基づき、逆ｄｑ変換により、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*およびＷ相電圧指令値Ｖｗ^*を演算する。以下適宜、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*およびＷ相電圧指令値Ｖｗ^*を、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*という。

デューティ変換部７０では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を、Ｕ相デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｖ相デューティ指令値Ｄ＿ＶおよびＷ相デューティＤ＿Ｗ指令値に変換する。以下適宜、Ｕ相デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｖ相デューティ指令値Ｄ＿ＶおよびＷ相デューティ指令値Ｄ＿Ｗを、「デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗ」、または、単に「デューティ」という。
図４に示すように、デューティ変換部７０は、デッドタイム補償部７１、デューティ換算部７２、電流検出期間確保演算部７３、および、電流検出タイミング調整演算部７４から構成される。

デッドタイム補償部７１では、対になる上ＳＷ２１〜２３と下ＳＷ２４〜２６とが同時オンになることを避けるべく、デッドタイムの影響により、コイル１１〜１３に印加される電圧が変化する変化量を打ち消すように、デッドタイム補償量に基づいて、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を補正し、デッドタイム補償値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを演算する。

デューティ換算部７２では、デッドタイム補償値Ｖｕｃ、Ｖｖｃ、Ｖｗｃを、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに換算する。
電流検出期間確保演算部７３では、電流検出値Ｉｃを取得可能な期間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正し、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔ、および、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔを演算する。
電流検出タイミング調整演算部７４では、一定間隔にて電流検出値Ｉｃを検出可能となるように、中性点電圧を変更し、第１周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１、第１周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１、第２周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２、および、第２周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２１を演算する。本実施形態では、第１周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１、第１周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１、第２周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２、および、第２周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２１が、「デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗ」に対応する。
電流検出期間確保演算部７３および電流検出タイミング調整演算部７４における演算の詳細は後述する。

図３に戻り、デューティ更新部６５では、デューティ変換部７０にて演算されたデューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗを設定、更新する。
三角波比較部６６では、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗと三角波のキャリア信号であるＰＷＭ基準信号Ｐとを比較し、ＳＷ２１〜２６のオン／オフを切り替える信号を駆動回路６８（図２参照）に出力する。Ｕ＿ＭＯＳ＿Ｈ信号が出力されると、上ＳＷ２１がオンされ、下ＳＷ２４がオフされる。また、Ｕ＿ＭＯＳ＿Ｌ信号が出力されると、上ＳＷ２１がオフされ、下ＳＷ２４がオンされる。Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｈ信号が出力されると、上ＳＷ２２がオンされ、下ＳＷ２５がオフされる。Ｖ＿ＭＯＳ＿Ｌ信号が出力されると、上ＳＷ２２がオフされ、下ＳＷ２５がオンされる。Ｗ＿ＭＯＳ＿Ｈ信号が出力されると、上ＳＷ２３がオンされ、下ＳＷ２６がオフされる。Ｗ＿ＭＯＳ＿Ｌ信号が出力されると、上ＳＷ２３がオフされ、下ＳＷ２６がオンされる。

本実施形態では、対になる上ＳＷ２１と下ＳＷ２４、上ＳＷ２２と下ＳＷ２５、上ＳＷ２３と下ＳＷ２６とが同時にオンされることによる短絡を避けるべく、対になる上ＳＷ２１と下ＳＷ２４、上ＳＷ２２と下ＳＷ２５、上ＳＷ２３と下ＳＷ２６とが共にオフとなるデッドタイム期間を設けている。

ここで、デッドタイムの設定方法を図５に示す。図５の横軸は時間であるが、図中においては省略した。本実施形態では、三角波比較方式を採用し、制御部６０にて算出されるデューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿ＷとＰＷＭ基準信号Ｐとを比較することにより、ＳＷ２１〜２６のオン／オフ作動を制御している。具体的には、デューティがＰＷＭ基準信号Ｐを上回ったとき、上ＳＷ２１〜２３がオンされ、ＰＷＭ基準信号Ｐがデューティを上回ったとき、下ＳＷ２４〜２６がオンされる。

本実施形態では、デューティ０％〜１００％の振幅のＰＷＭ基準信号Ｐを上方向にシフトした上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１、および、ＰＷＭ基準信号Ｐを下方向にシフトした下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２を作成する。そして、上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１とデューティとに基づいて上ＳＷ２１〜２３のオン／オフを制御し、下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２とデューティとに基づいて下ＳＷ２４〜２６のオン／オフを制御することにより、デッドタイム期間を確保している。

本実施形態では、上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１は、ＰＷＭ基準信号Ｐから上方向に２％分シフトされる。また、下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２は、ＰＷＭ基準信号Ｐから下方向に２％分シフトされる。そのため、本実施形態では、便宜上、デューティの範囲は−２％〜１０２％となっている。また、上ＳＷ２１〜２３側のデッドタイムに相当するデューティが２％分であり、下ＳＷ２４〜２６側のデッドタイムに相当するデューティが２％分であり、合計するとデッドタイムに相当するデューティは４％である。以下適宜、デッドタイムに相当するデューティを単に「デッドタイム」という。デッドタイムの大きさは、有効パルス幅やその他要因を考慮し、適宜設定可能である。

図５に示すように、２つのＰＷＭ基準信号Ｐ１およびＰ２を用いてデッドタイムを設ける場合、デッドタイムより小さなパルスを出力することができない。そのため、デューティの下限である−２％から所定範囲内、および、デューティの上限である１０２％から所定範囲内では、出力時のデッドタイムがデューティによって変わってしまう。

具体例を図６および図７に基づいて説明する。図６および図７の説明において、ＰＷＭ基準信号Ｐの１周期において、上ＳＷ２１〜２３がオンとなる割合を上ＳＷオンデューティとし、下ＳＷ２４〜２６がオンとなる割合を下ＳＷオンデューティとする。図中において、オンデューティを「ＯＤ」、デッドタイムを「ＤＴ」と記す。

まず、設定通りのデッドタイムとなる場合の例を図６に示す。例えば、デューティが３％のとき、上ＳＷオンデューティは３％から上ＳＷ側のデッドタイム分の２％を減じた１％となる。また、下ＳＷオンデューティは、９７％（＝１００％−３％）から下ＳＷ側のデッドタイム分の２％を減じた９５％となる。すなわち、デューティが３％のとき、上ＳＷオンデューティが１％、下ＳＷオンデューティが９５％であるので、デッドタイムは設定通りの４％となる。
図６（ｂ）に示すように、デューティが９７％の場合も同様である。

次に、設定通りのデッドタイムとならない場合の例を図７に示す。デューティが２％以上のとき、上ＳＷオンデューティは、デューティから上ＳＷ側のデッドタイム分の２％を減じて算出される。一方、デューティが２％の未満のとき、上ＳＷオンデューティを０％より小さくすることができない。そのため例えばデューティが１％のとき、上ＳＷ側のデッドタイムを１％とし、デューティ１％のときの上ＳＷオンデューティを０％とするので、上ＳＷはオンされない。また、下ＳＷオンデューティは、９９％（＝１００％−１％）から下ＳＷ側のデッドタイム分の２％を減じた９７％となる。すなわち、デューティが１％のとき、上ＳＷオンデューティが０％、下ＳＷオンデューティが９７％であり、デッドタイムは３％となるので、設定の４％とは異なる値となる。
図７（ｂ）に示すように、デューティが９９％の場合も同様である。

すなわち、デューティが２〜９８％の範囲では、デッドタイムは設定通りの４％となるが、デューティの下限から所定範囲内であるデューティ−２％〜２％、および、デューティの上限から所定範囲内である９８％〜１０２％では、設定よりも小さいデッドタイムとなる。また、デューティによってデッドタイムの大きさが変化する。そのため、デッドタイム補償部７１にて、一律４％分のデッドタイム補償を行った場合、本来補償すべき量よりも多く補償を行っている状態となるため、デューティ−２％〜デューティ２％の範囲、および、デューティ９８％〜１０２％の範囲では、線間電圧に歪みが生じる。

ここで、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗと、上ＳＷオンデューティおよび下ＳＷオンデューティとの関係を図８（ａ）、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗと印加電圧との関係を図８（ｂ）に示す。
本実施形態では、上ＳＷ２１〜２３のオンオフ制御に係る上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１は２％分上側にシフトされているので、図８（ａ）に実線で示すように、上ＳＷオンデューティにおける０％〜１００％は、デューティ指令値Ｄ＿Ｕ、Ｄ＿Ｖ、Ｄ＿Ｗの２％〜１０２％に対応する。また、下ＳＷ２４〜２６のオンオフ制御に係る下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２は２％分下側にシフトされているので、図８（ａ）に破線で示すように、下ＳＷオンデューティにおける０％〜１００％は、デューティ指令の９８％〜−２％に対応する。

また、図８（ｂ）に示すように、各相の端子電圧は、相電流が負のとき、実線Ｌ１で示すように、デューティ指令値が２％以下では所定の値となり、デューティ指令値が１００％以上でバッテリ電圧Ｖｂとなる。また、各相の端子電圧は、相電流が正のとき、実線Ｌ２で示すように、デューティ指令値が２％以下では０Ｖとなり、デューティ指令値が１０２％でバッテリ電圧Ｖｂとなる。

以上説明したように、三角波比較方式にてＳＷ２１〜２６のオン／オフ作動を切り替える場合、デューティの上限から所定範囲内、または、デューティの下限から所定範囲内のデューティを出力すると、指令電圧とデューティとが一致せず、電流波形が歪む。
そこで本実施形態では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲、すなわちデューティの下限である−２％から所定範囲内、または、デューティの上限である１０２％から所定範囲内のデューティを出力回避デューティとし、当該範囲内のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行う。

出力回避デューティを設けると、ＰＷＭ基準信号Ｐ１、Ｐ２の下端または上端を含む出力回避デューティに対応する期間は、上ＳＷ２１〜２３が全オン、または、下ＳＷ２４〜２６が全オンとなる「無効電圧ベクトル」となる。また、ＰＷＭ基準信号の前半期間および後半期間に、それぞれ２回の無効電圧ベクトル区間を設ける、ということもできる。

また、三角波比較方式において、ＰＷＭ周期の１周期中にデューティを変更する場合を、図９に基づいて説明する。図９では、Ｕ相を例に説明するが、他の相についても同様である。本実施形態では、ＰＷＭ基準信号の下端から下端を「ＰＷＭ１周期」とし、下端から上端を「前半期間」、上端から下端を「後半期間」とする。
図９に示すように、ＰＷＭ１周期のデューティを５０％とすると、設定通りのデッドタイムが確保できる。
また、前半期間と後半期間とでデューティを切り替え、例えば前半期間を１０２％、後半期間を−２％としても、ＰＷＭ１周期で見た場合、理論的にはデューティ５０％で制御する場合と同等の電圧が印加される。

しかしながら、前半期間を１０２％、後半期間を−２％といった具合に、ＰＷＭ基準信号Ｐ１、Ｐ２を超えてデューティを切り替える場合、デューティの切り替えに伴い、上下ＳＷのオンオフを同時に切り替える駆動信号が出力される。この場合、別処理にてオフからオンに切り替えるＳＷのオンタイミングを強制的に遅らせることにより、デッドタイムが確保され、上下ＳＷが同時にオンされることによる短絡を回避している。そのため、オフからオンに切り替えるＳＷの駆動信号のパルスは、デッドタイム分、削られる。
具体的には、デューティを１０２％から−２％に切り替える場合、下ＳＷ２４の駆動信号が削られ、デューティを−２％から１０２％に切り替える場合、上ＳＷ２１の駆動信号が削られる。
そのため、ＰＷＭ基準信号Ｐ１、Ｐ２を超えてデューティを切り替えると、設定通りの電圧を出力することができず、線間電圧に歪みが生じる。

なお、例えば、上ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ１の上側にて、例えばデューティを５０％から１００％に切り替える場合、デューティの切り替えに伴うオンオフの切り替えが生じず、駆動信号のパルスへの影響はない。
同様に、下ＳＷ用ＰＷＭ基準信号Ｐ２の下側にて、例えばデューティを５０％から０％に切り替える場合、デューティの切り替えに伴うオンオフの切り替えが生じず、駆動信号のパルスへの影響はない。

次に、電圧ベクトルパターンについて説明する。
図１０に示すように、ＳＷ２１〜２６のオンオフの組み合わせはＶ０電圧ベクトル〜Ｖ７電圧ベクトルの８種類ある。そのうち、下ＳＷ２４〜２６が全オンであるＶ０電圧ベクトル、および、上ＳＷ２１〜２３が全オンであるＶ７電圧ベクトルは、「無効電圧ベクトル」である。無効電圧ベクトルのとき、線間電圧はゼロであり、コイル１１〜１３に電圧が印加されない。
また、Ｖ１電圧ベクトル〜Ｖ６電圧ベクトルは、「有効電圧ベクトル」である。有効電圧ベクトルでは、上ＳＷがオンの相と下ＳＷがオンの相との間の相間に電圧が発生し、コイル１１〜１３に電圧が印加される。

Ｖ１電圧ベクトル、Ｖ３電圧ベクトルおよびＶ５電圧ベクトルである奇数電圧ベクトルでは、上ＳＷが１つ、下ＳＷが２つオンされている。
Ｖ２電圧ベクトル、Ｖ４電圧ベクトル、Ｖ６電圧ベクトルである偶数電圧ベクトルでは、上ＳＷが２つ、下ＳＷが１つオンされている。

続いて、三角波比較方式における電圧ベクトルパターンについて図１１に基づいて説明する。図１１（ｂ）は、図１１（ａ）の領域ｂについて、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*をデューティに変換した図である。

図１１（ｂ）に示すように、コンデンサ電圧Ｖｃｏｎに基づき、各相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*をデューティに変換する。ここでは説明を簡略化するため、補正処理、調整処理前のデューティ換算値Ｖｕ＿ｒ、Ｖｖ＿ｒ、Ｖｗ＿ｒ、および、デッドタイムを考慮しないシフト前のＰＷＭ基準信号Ｐに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御する例を説明する。以下の図においても同様である。

図１１（ｂ）に示すＰＷＭ１周期では、Ｖ７→Ｖ６→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ６→Ｖ７の順に電圧ベクトルが切り替わる。このように、ＰＷＭ１周期では、Ｖ７電圧ベクトル→偶数電圧ベクトル→奇数電圧ベクトル→Ｖ０電圧ベクトル→奇数電圧ベクトル→偶数電圧ベクトル→Ｖ７電圧ベクトルの順に電圧ベクトルが切り替わる。

奇数電圧ベクトルであるＶ１電圧ベクトル区間は、当該期間において最も大きいデューティであるＵ相デューティと真ん中のデューティであるＷ相デューティとの差に対応している。
偶数電圧ベクトルであるＶ６電圧ベクトル区間は、当該期間において真ん中のデューティであるＷ相デューティと最も小さいデューティであるＶ相デューティとの差に対応している。
有効電圧ベクトルであるＶ１電圧ベクトル区間とＶ６電圧ベクトル区間との和は、最も大きいデューティであるＵ相デューティと最も小さいデューティであるＶ相デューティとの差に対応している。
すなわち、奇数電圧ベクトル区間、偶数電圧ベクトル区間、および、有効電圧ベクトル区間は、対応するデューティの差に応じた長さとなる。以下、奇数電圧ベクトル区間に対応するデューティの差を「奇数電圧デューティＤｏ」、偶数電圧ベクトル区間に対応するデューティの差を「偶数電圧デューティＤｅ」、有効電圧ベクトル区間に対応するデューティの差を「有効電圧デューティＤａ」とする。

本実施形態では、直流母線に設けられるシャント抵抗４０にて電流を検出する。この場合、有効電圧ベクトル区間にて電流を検出する。有効電圧ベクトル区間にて検出される電流検出値Ｉｃは、オンされているＳＷのアームが他の２相と異なる相の電流に相当する。
すなわち、Ｖ１電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＵ相電流Ｉｕに相当し、Ｖ２電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＷ相電流Ｉｗに相当し、Ｖ３電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＶ相電流Ｉｖに相当する。また、Ｖ４電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＵ相電流Ｉｕに相当し、Ｖ５電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＷ相電流Ｉｗに相当し、Ｖ６電圧ベクトルで検出される電流検出値ＩｃはＶ相電流Ｉｖに相当する。

本実施形態では、ＰＷＭ１周期において、異なる相の電流を検出可能な２つの有効電圧ベクトルのタイミングにて電流検出値Ｉｃを検出する。そして、相電流演算部６１では、電流検出値Ｉｃと、当該電流検出値Ｉｃを検出したときの電圧ベクトルとに基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する
図１１（ｂ）に示す例で説明すると、例えば前半期間のＶ６電圧ベクトルのタイミングにて１回目の電流検出値Ｉｃを検出し、後半期間のＶ１電圧ベクトルのタイミングにて１回目の電流検出値Ｉｃを検出するとする。相電流演算部６１では、１回目の電流検出値Ｉｃに基づいてＶ相電流Ｉｖを演算し、２回目の電流検出値Ｉｃに基づいてＵ相電流Ｉｕを演算する。また、３相和＝０より、Ｗ相電流Ｉｗを演算する。

ところで、シャント抵抗４０にて電流検出値Ｉｃを検出する場合、リンギングが収束する時間（例えば４．５μ秒）、ＳＷ２１〜２６のオン／オフの切り替えを行わないホールド時間を確保する必要がある。本実施形態では、有効電圧ベクトルにて電流検出を行うので、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間の長さを所定期間以上とする必要がある。

例えば、図１１（ｂ）のように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が比較的離間している場合、有効電圧ベクトル区間が長いので、有効電圧ベクトルのタイミングにて電流を検出することができる。
一方、図１２に示すように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が小さいと、有効電圧ベクトル区間が短いので、電流を検出することができない。
また、図１３に示すように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が大きくても、２相の電圧指令値が近い場合、１相分の電流しか検出することができず、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算することができない。
なお、図１２および図１３においては、下ＳＷ２４〜２６のオンオフ信号については省略した。

上述の通り、有効電圧ベクトルの各区間は、対応するデューティの差に応じた長さとなる。そこで本実施形態では、電流検出期間確保演算部７３にて、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正することにより、電流検出タイミングの有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにしている。具体的には、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間に対応するデューティの差が、所定期間に対応する電流検出デューティ下限値Ｄｍとなるように、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正する。換言すると、デューティの差が電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であれば、当該デューティの差に対応する有効電圧ベクトル区間にて、電流検出可能である、ということである。

ここで、電流検出期間確保演算部７３における補正処理を図１４および図１５に示すフローチャートに基づいて説明する。
最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す。）では、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒの大小関係を判定し、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づき、補正前の奇数電圧デューティＤｏ、偶数電圧デューティＤｅ、および、有効電圧デューティＤａを特定する。

デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒのうち、補正処理前において、最も大きいデューティを第１デューティＤ１、次に大きいデューティを第２デューティＤ２、最も小さいデューティを第３デューティＤ３とすると、奇数電圧デューティＤｏ、偶数電圧デューティＤｅ、および、有効電圧デューティＤａは、式（１）〜（３）で表される。
Ｄｏ＝Ｄ１−Ｄ２ ・・・（１）
Ｄｅ＝Ｄ２−Ｄ３ ・・・（２）
Ｄａ＝Ｄ１−Ｄ３ ・・・（３）

Ｓ１０２では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満であるか否かを判断する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満であると判断された場合（Ｓ１０２：ＹＥＳ）、Ｓ１０４へ移行する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上であると判断された場合（Ｓ１０２：ＮＯ）、Ｓ１０３へ移行する。

Ｓ１０３では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が、第１所定値ＴＨａ１より大きい値である第２所定値ＴＨａ２未満であるか否かを判断する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２未満であると判断された場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）、Ｓ１０５へ移行する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２以上であると判断された場合（Ｓ１０３：ＮＯ）、図１５中のＳ１１２へ移行する。

電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上であると判断された場合（Ｓ１０２：ＮＯ）に移行するＳ１０４では、第１デューティＤ１の補正値である第１デューティ補正値Ｃ１を式（４）、第２デューティＤ２の補正値である第２デューティ補正値Ｃ２を式（５）、第３デューティＤ３の補正値である第３デューティ補正値Ｃ３を式（６）とする。
Ｃ１＝Ｄｍ＋Ｄｏ ・・・（４）
Ｃ２＝０ ・・・（５）
Ｃ３＝−（Ｄｍ＋Ｄｅ） ・・・（６）
Ｓ１０４の処理後は、図１５中のＳ１１９へ移行する。

なお、Ｓ１０１におけるデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒの大小関係の判定にヒステリシスを持たせる場合、Ｓ１０１において判定された大小関係と実際の大小関係とが一致しないことがある。このような場合、電流検出デューティ下限値Ｄｍに奇数電圧デューティＤｏを加算した値と、電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティを減算した値とを比較し、大きい方の値を第１デューティ補正値Ｃ１としてもよい。同様に、電流検出デューティ下限値Ｄｍに偶数電圧デューティＤｅを加算した値と、電流検出デューティ下限値Ｄｍから偶数電圧デューティＤｅを減算した値とを比較し、大きい方の値に−１を乗じた値を第３デューティ補正値Ｃ３としてもよい。

電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が、第１所定値ＴＨａ１より大きい値である第２所定値ＴＨａ２未満であるか否かを判断する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２未満であると判断された場合（Ｓ１０３：ＹＥＳ）に移行するＳ１０５では、第１デューティ補正値Ｃ１を０とする。すなわち、第１デューティＤ１の補正値Ｃ１は、式（７）で表される。
Ｃ１＝０ ・・・（７）

Ｓ１０６では、奇数電圧デューティＤｏが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティＤｏを減算した値未満であるか否かを判断する。奇数電圧デューティＤｏが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティＤｏを減算した値未満であると判断された場合（Ｓ１０６：ＹＥＳ）、Ｓ１０７へ移行する。奇数電圧デューティＤｏが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティＤｏを減算した値以上であると判断された場合（Ｓ１０６：ＮＯ）、Ｓ１０８へ移行する。

Ｓ１０７では、第２デューティ補正値Ｃ２を、式（８−１）とする。
Ｃ２＝Ｄｍ−Ｄｏ ・・・（８−１）
Ｓ１０８では、第２デューティ補正値Ｃ２を、奇数電圧デューティＤｏとする（式（６））。
Ｃ２＝Ｄｏ ・・・（８−２）
本実施形態では、奇数電圧デューティＤｏと電流検出デューティ下限値Ｄｍから奇数電圧デューティＤｏを減算した値とを比較し、大きい方の値を第２デューティ補正値Ｃ２とする。

Ｓ１０７またはＳ１０８に続いて移行するＳ１０９では、有効電圧デューティＤａが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値未満であるか否かを判断する。有効電圧デューティＤａが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値未満であると判断された場合（Ｓ１０９：ＹＥＳ）、Ｓ１１０へ移行する。有効電圧デューティＤａが、電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値以上であると判断された場合（Ｓ１０９：ＮＯ）、Ｓ１１１へ移行する。

Ｓ１１０では、第３デューティ補正値Ｃ３を、式（９−１）とする。
Ｃ３＝−（Ｄｍ−Ｄａ） ・・・（９−１）
Ｓ１１１では、第３デューティ補正値Ｃ３を、式（９−２）とする。
Ｃ３＝−Ｄａ ・・・（９−２）
本実施形態では、有効電圧デューティＤａと電流検出デューティ下限値Ｄｍから有効電圧デューティＤａを減算した値とを比較し、大きい方の値に−１を乗じた値を第３デューティ補正値Ｃ３とする。
Ｓ１０８またはＳ１０９の処理後は、図１５中のＳ１１９へ移行する。

電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２以上であると判断された場合（Ｓ１０３：ＮＯ）に移行する図１５中のＳ１１２では、奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であるか否かを判断する。奇数電圧デューティＤｏまたは偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１２：ＮＯ）、Ｓ１１４へ移行する。奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ１１２：ＹＥＳ）、Ｓ１１３へ移行する。

Ｓ１１３では、第１デューティ補正値Ｃ１を式（１０）、第２デューティ補正値Ｃ２を式（１１）、第３デューティ補正値Ｃ３を式（１２）とする。
Ｃ１＝−Ｄｍ＋Ｄｏ ・・・（１０）
Ｃ２＝０ ・・・（１１）
Ｃ３＝−Ｄｍ＋Ｄｅ ・・・（１２）

奇数電圧デューティＤｏまたは偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１２：ＮＯ）に移行するＳ１１４では、奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であるか否かを判断する。奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１４：ＮＯ）、Ｓ１１６へ移行する。奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ１１４：ＹＥＳ）、Ｓ１１５へ移行する。

Ｓ１１５では、第１デューティ補正値Ｃ１を式（１３）、第２デューティ補正値Ｃ２を式（１４）、第３デューティ補正値Ｃ３を式（１５）とする。
Ｃ１＝−（Ｄｍ−Ｄｏ）×０．５ ・・・（１３）
Ｃ２＝（Ｄｍ−Ｄｏ）×０．５ ・・・（１４）
Ｃ３＝０ ・・・（１５）

奇数電圧デューティＤｏが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１４：ＮＯ）に移行するＳ１１６では、偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であるか否かを判断する。偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上であると判断された場合（Ｓ１１６：ＮＯ）、Ｓ１１８へ移行する。偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ未満であると判断された場合（Ｓ１１６：ＹＥＳ）、Ｓ１１７へ移行する。

Ｓ１１７では、第１デューティ補正値Ｃ１を式（１６）、第２デューティ補正値Ｃ２を式（１７）、第３デューティ補正値Ｃ３を式（１８）とする。
Ｃ１＝０ ・・・（１６）
Ｃ２＝（Ｄｍ−Ｄｅ）×０．５ ・・・・（１７）
Ｃ３＝−（Ｄｍ−Ｄｅ）×０．５ ・・・（１８）

奇数電圧デューティＤｏおよび偶数電圧デューティＤｅがともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上である場合（Ｓ１１４：ＹＥＳかつＳ１１６：ＹＥＳ）に移行するＳ１１８では、第１デューティ補正値Ｃ１、第２デューティ補正値Ｃ２および第３デューティ補正値Ｃ３を０とする（式（１９））。
Ｃ１＝Ｃ２＝Ｃ３＝０ ・・・（１９）

図１３中のＳ１０４、Ｓ１１０、Ｓ１１１、図１４中のＳ１１３、Ｓ１１５、Ｓ１１７またはＳ１１８に続いて移行するＳ１１９では、第１デューティ補正値Ｃ１、第２デューティ補正値Ｃ２および第３デューティ補正値Ｃ３に基づき、第１デューティＤ１、第２デューティＤ２、および、第３デューティＤ３を補正し、前半デューティ一時値Ｄ１＿ａｔ、Ｄ２＿ａｔ、Ｄ３＿ａｔ（式（２０）、（２１）、（２２））、および、後半デューティ一時値Ｄ１＿ｂｔ、Ｄ２＿ｂｔ、Ｄ３＿ｂｔを演算する（式（２３）、（２４）、（２５））。
Ｄ１＿ａｔ＝Ｄ１＋Ｃ１ ・・・（２０）
Ｄ２＿ａｔ＝Ｄ２＋Ｃ２ ・・・（２１）
Ｄ３＿ａｔ＝Ｄ３＋Ｃ３ ・・・（２２）
Ｄ１＿ｂｔ＝Ｄ１−Ｃ１ ・・・（２３）
Ｄ２＿ｂｔ＝Ｄ２−Ｃ２ ・・・（２４）
Ｄ３＿ｂｔ＝Ｄ３−Ｃ３ ・・・（２５）

例えば、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒが、Ｄｕ＿ｒ＞Ｄｖ＿ｒ＞Ｄｗ＿ｒとすると、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔ、および、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔは、式（２６）〜（３１）となる。
Ｄｕ＿ａｔ＝Ｄｕ＿ｒ＋Ｃ１ ・・・（２６）
Ｄｖ＿ａｔ＝Ｄｖ＿ｒ＋Ｃ２ ・・・（２７）
Ｄｗ＿ａｔ＝Ｄｗ＿ｒ＋Ｃ３ ・・・（２８）
Ｄｕ＿ｂｔ＝Ｄｕ＿ｒ−Ｃ１ ・・・（２９）
Ｄｖ＿ｂｔ＝Ｄｖ＿ｒ−Ｃ２ ・・・（３０）
Ｄｗ＿ｂｔ＝Ｄｗ＿ｒ−Ｃ３ ・・・（３１）

これにより、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となる。また、本実施形態では、前半期間にて補正値Ｃ１１〜Ｃ１３を加算し、後半期間にて補正値Ｃ１１〜Ｃ１３を減算しているので、ＰＷＭ１周期でみたとき、補正値Ｃ１１〜Ｃ１３は相殺される。

本実施形態では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満である場合、第１デューティ補正値Ｃ１を電流検出デューティ下限値Ｄｍに奇数電圧デューティＤｏを加算した値とし（式（４）参照）、第２デューティ補正値Ｃ２を０としている（式（５）参照）。そのため、第１デューティＤ１に係る前半デューティ一時値Ｄ１＿ａｔと第２デューティＤ２に係る前半デューティ一時値Ｄ２＿ａｔとの差、および、第１デューティＤ１に係る後半デューティ一時値Ｄ１＿ｂｔと第２デューティＤ２に係る後半デューティ一時値Ｄ２＿ｂｔとの差は、ともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上となる。

また、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満である場合、第３デューティ補正値Ｃ３を電流検出デューティ下限値Ｄｍに偶数電圧デューティＤｅを加算した値とし（式（５）参照）、第２デューティ補正値Ｃ２を０としている（式（５）参照）。そのため、第３デューティＤ３に係る前半デューティ一時値Ｄ２＿ａｔと第２デューティＤ２に係る前半デューティ一時値Ｄ２＿ａｔとの差、および、第３デューティＤ３に係る後半デューティ一時値Ｄ３＿ｂｔと第２デューティＤ２に係る後半デューティ一時値Ｄ２＿ｂｔとの差は、ともに電流検出デューティ下限値Ｄｍ以上となる。

次に、電流検出タイミング調整演算部７４における調整処理について説明する。
本実施形態では、ＡＤ変換器４２にて電流検出値Ｉｃを検出するタイミングが一定間隔となるように、電流検出タイミング調整演算部７４にて有効電圧ベクトルが発生するタイミングを調整している。なお、ＡＤ変換器４２にて電流検出値Ｉｃを検出するタイミングは、有効電圧ベクトル区間内であって、リンギングが収束するための時間が経過した後のタイミングとする。

ＡＤ変換器４２は、ＰＷＭ１周期において、シャント抵抗４０の両端電圧を所定間隔で４回サンプリングする。ＡＤ変換器４２におけるサンプリングタイミングは、ＰＷＭ基準信号Ｐの中心（下端、上端）から検出シフト時間ｔ１（例えば数μｓ）後のタイミング、および、その中間のタイミングとする。ここで、ＰＷＭ１周期における１回目のサンプリングタイミングをｔ１１、２回目のサンプリングタイミングをｔ１２、３回目のサンプリングタイミングをｔ１３、４回目のサンプリングタイミングをｔ１４とする。

電流検出タイミング調整演算部７４では、ｔ１１およびｔ１２の少なくとも一方と、ｔ１３およびｔ１４の少なくとも一方とが、有効電圧ベクトル区間内であってリンギングが収束するための時間が経過した後のタイミングとなるように、コイル１１〜１３に印加される電圧の平均値である中性点電圧を変更し、電流検出を行う有効電流ベクトルが発生するタイミングを調整している。なお、中性点電圧を変更しても、コイル１１、１２、１３に印加される線間電圧は変わらない。

電流検出タイミング調整演算部７４における調整処理を、図１６に基づいて説明する。図１６に示す調整処理は、１回の処理にて、ＰＷＭ２周期分のデューティ指令値を演算する。
Ｓ１５１では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満であるか否かを判断する。この処理は、図１４中のＳ１０２と同様の処理である。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満であると判断された場合（Ｓ１５１：ＹＥＳ）、Ｓ１５３へ移行する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上であると判断された場合（Ｓ１５１：ＮＯ）、Ｓ１５２へ移行する。

Ｓ１５２では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２未満であるか否かを判断する。この処理は、図１３中のＳ１０３と同様の処理である。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２未満であると判断された場合（Ｓ１５２：ＹＥＳ）、Ｓ１５５へ移行する。電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２以上であると判断された場合（Ｓ１５２：ＮＯ）、Ｓ１５７へ移行する。

電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満であると判断された場合（Ｓ１５１：ＹＥＳ）に移行するＳ１５３では、第１周期の前半期間において、最も小さい相のデューティが下側デューティ設定値ｘ１５となるように変調する。以下、最も小さい相のデューティが所定の値となるように変調する変調方法を「下べた変調」という。
また、第１周期の後半期間において、最も大きい相のデューティが上側デューティ設定値ｘ２５となるように変調する。以下、最も大きい相のデューティが所定の値となるように変調する変調方法を「上べた変調」という。本実施形態では、下側デューティ設定値ｘ１５を式（３２）、上側デューティ設定値ｘ２５を式（３３）とする。式中のｘｄ１、ｘｄ２は、デューティの中心値からのシフト量であり、電流検出タイミングに応じて設定される。本実施形態では、ｘｄ１＝ｘｄ２＝４［％］とする。
ｘ１５［％］＝５０＋ｘｄ１ ・・・（３２）
ｘ２５［％］＝５０−ｘｄ２ ・・・（３３）

例えば、第１周期の前半期間にて、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔが、Ｄｕ＿ａｔ＞Ｄｖ＿ａｔ＞Ｄｗ＿ａｔであり、５４％の下べた変調とすると、第１周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１は、式（３４）〜（３６）となる。
Ｄｕ＿ａ１［％］＝Ｄｕ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋５４ ・・・（３４）
Ｄｖ＿ａ１［％］＝Ｄｖ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋５４ ・・・（３５）
Ｄｗ＿ａ１［％］＝Ｄｗ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋５４ ・・・（３６）

また、第１周期の後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔであり、４６％の上べた変調とすると、第１周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１は、式（３７）〜（３９）となる。
Ｄｕ＿ｂ１［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋４６ ・・・（３４）
Ｄｖ＿ｂ１［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋４６ ・・・（３５）
Ｄｗ＿ｂ１［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋４６ ・・・（３６）

Ｓ１５４では、第２周期の前半期間において、真ん中のデューティ（図中では「中Ｄｕｔｙ」と記載する。）が中間デューティ設定値ｘ３１となるように変調する。また、第２周期の後半期間において、真ん中のデューティが中間デューティ設定値ｘ３２となるように変調する。本実施形態では、中間デューティ設定値ｘ３１、３２を式（３７）、（３８）とする。式中のｘｄ３、ｘｄ４は、デューティの中心値からのシフト量であり、電流検出タイミングに応じて設定される。本実施形態では、ｘｄ３＝ｘｄ４＝４［％］とする。なお、本実施形態では、ｘｄ１＝ｘｄ２＝ｘｄ３＝ｘｄ４＝４［％］であるが、シフト量ｘｄ１〜ｘｄ４は、適宜設定可能である。
ｘ３１＝５０＋ｘｄ３ ・・・（３７）
ｘ３２＝５０−ｘｄ４ ・・・（３８）

例えば、第２周期の前半期間において、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔが、Ｄｕ＿ａｔ＞Ｄｖ＿ａｔ＞Ｄｗ＿ａｔであり、中間デューティ設定値を５４％とすると、第２周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２は、式（３９）〜（４１）となる。
Ｄｕ＿ａ２［％］＝Ｄｕ＿ａｔ−Ｄｖ＿ａｔ＋５４ ・・・（３９）
Ｄｖ＿ａ２［％］＝Ｄｖ＿ａｔ−Ｄｖ＿ａｔ＋５４ ・・・（４０）
Ｄｗ＿ａ２［％］＝Ｄｗ＿ａｔ−Ｄｖ＿ａｔ＋５４ ・・・（４１）

また、第２周期の後半期間において、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔであり、中間デューティ設定値を４６％とすると、第２周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２は、式（４２）〜（４４）となる。
Ｄｕ＿ｂ２［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋４６ ・・・（４２）
Ｄｖ＿ｂ２［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋４６ ・・・（４３）
Ｄｗ＿ｂ２［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋４６ ・・・（４４）
なお、Ｓ１５３、Ｓ１５４では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１より小さく、各相デューティが５０％付近となるように変調しているので、ＰＷＭ基準信号Ｐの上端および下端にて、所定期間以上のゼロ電圧ベクトル期間が確保される。

電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上であると判断され（Ｓ１５１：ＮＯ）、第２所定値ＴＨａ２未満であると判断された場合（Ｓ１５２：ＹＥＳ）に移行するＳ１５５では、第１周期の前半期間において、最も小さい相のデューティがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、第１周期の後半期間において、真ん中のデューティが中間デューティ設定値ｘ３２となるように変調する。
デューティ下限値ｘ１１は、デッドタイムに応じた値であり、本実施形態では、デューティ下限値ｘ１１を４％とする。これにより、ＰＷＭ基準信号Ｐの下端を含む所定期間にてゼロ電圧ベクトル期間であるＶ７電圧ベクトル期間を確保することができる。

例えば、第１周期の前半期間において、前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔが、Ｄｕ＿ａｔ＞Ｄｖ＿ａｔ＞Ｄｗ＿ａｔであり、４％の下べた変調とすると、第１周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１は、式（４５）〜（４７）となる。
Ｄｕ＿ａ１［％］＝Ｄｕ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋４ ・・・（４５）
Ｄｖ＿ａ１［％］＝Ｄｖ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋４ ・・・（４６）
Ｄｗ＿ａ１［％］＝Ｄｗ＿ａｔ−Ｄｗ＿ａｔ＋４ ・・・（４７）

また、第１周期の後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔであり、中間デューティ設定値を４６％とすると、第１周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１は、式（４８）〜（５０）となる。
Ｄｕ＿ｂ１［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋４６ ・・・（４８）
Ｄｖ＿ｂ１［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋４６ ・・・（４９）
Ｄｗ＿ｂ１［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｖ＿ｂｔ＋４６ ・・・（５０）

Ｓ１５６では、第１周期と同様、第２周期の前半期間において、最も小さい相のデューティがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、第２周期の後半期間において、真ん中のデューティが中間デューティ設定値ｘ３２となるように変調する。
すなわち、第２周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２、および、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２は、式（５１）〜（５６）となる。
Ｄｕ＿ａ２＝Ｄｕ＿ａ１ ・・・（５１）
Ｄｖ＿ａ２＝Ｄｖ＿ａ１ ・・・（５２）
Ｄｗ＿ａ２＝Ｄｗ＿ａ１ ・・・（５３）
Ｄｕ＿ｂ２＝Ｄｕ＿ｂ１ ・・・（５４）
Ｄｖ＿ｂ２＝Ｄｖ＿ｂ１ ・・・（５５）
Ｄｗ＿ｂ２＝Ｄｗ＿ｂ１ ・・・（５６）
なお、Ｓ１５５、Ｓ１５６では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２未満であり、前半期間にて４％の下べた変調とし、後半期間において真ん中のデューティが５０％付近となるように変調しているので、ＰＷＭ基準信号Ｐの上端および下端にて、所定期間以上のゼロ電圧ベクトル期間が確保される。

電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２以上であると判断された場合（Ｓ１５２：ＮＯ）に移行するＳ１５７では、第１周期の前半期間において、最も小さい相のデューティがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、第１周期の後半期間において、最も大きい相のデューティがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。デューティ上限値ｘ２１は、デッドタイムに応じた値であり、本実施形態では、デューティ上限値ｘ２１を９６％とする。これにより、ＰＷＭ基準信号Ｐの下端を含む所定期間、および、上端を含む所定期間にて、ゼロ電圧ベクトル期間を確保することができる。

例えば、第１周期の後半期間にて、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔが、Ｄｕ＿ｂｔ＞Ｄｖ＿ｂｔ＞Ｄｗ＿ｂｔであり、９６％の上べた変調とすると、第１周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１は、式（５７）〜（５９）となる。なお、第１周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１は、Ｓ１５５の式（４５）〜（４７）と同様である。
Ｄｕ＿ｂ１［％］＝Ｄｕ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋９６ ・・・（５７）
Ｄｖ＿ｂ１［％］＝Ｄｖ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋９６ ・・・（５８）
Ｄｗ＿ｂ１［％］＝Ｄｗ＿ｂｔ−Ｄｕ＿ｂｔ＋９６ ・・・（５９）

Ｓ１５８では、第１周期と同様、第２周期の前半期間において、最も小さい相のデューティがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、第２周期の後半期間において、最も大きい相のデューティがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。すなわち、第２周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２、および、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２は、Ｓ１５６と同様、式（５１）〜（５６）となる。

すなわち、本実施形態では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満である場合、奇数周期である第１周期と、偶数周期である第２周期とで、異なる調整処理を行うことにより、第１周期のデューティ指令値と第２周期のデューティ指令値とが異なっている。また、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上である場合、第１周期のデューティ指令値と第２周期のデューティ指令値とは等しい。

本実施形態の補正処理および調整処理の具体例を図１７〜図１９に基づいて説明する。図１７は電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満である場合の例であり、図１８は電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上第２所定値ＴＨａ２未満である場合の例であり、図１９は電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２以上である場合の例である。以降の図では、主に上ＳＷ２１〜２３のオン／オフ作動を中心に説明するが、説明を簡略化するため、ＰＷＭ基準信号を図５に示すシフト前のＰＷＭ基準信号Ｐとし、デューティの範囲が０％〜１００％であるものとして説明する。

図１７では、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒが、Ｄｖ＿ｒ＞Ｄｕ＿ｒ＞Ｄｗ＿ｒの例を説明する。
図１７（ａ）に示すように、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御した場合、有効電圧ベクトル期間が短く、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができない。

そこで本実施形態では、図１７（ｂ）に示すように、電流検出可能な有効電圧ベクトル期間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正している。詳細には、第１周期の前半期間にて電流検出を行うＶ２電圧ベクトル期間、および、第２周期の前半期間にて電流検出を行うＶ３電圧ベクトル期間が、ともに電流検出可能な期間以上となるように、デューティ換算値が最も大きい相であるＶ相のデューティを上方向に補正し、Ｖ相の前半デューティ一時値Ｄｖ＿ａｔとする。また、デューティ換算値が最も小さい相であるＷ相のデューティを下方向に補正し、Ｗ相の前半デューティ一時値Ｄｗ＿ａｔとする。

また、第１周期の後半期間にて電流検出を行うＶ５電圧ベクトル期間、および、第２周期の後半期間にて電流検出を行うＶ６電圧ベクトル期間が、ともに電流検出可能な期間以上となるように、デューティ換算値が最も大きい相であるＶ相のデューティを下方向に補正し、Ｖ相の後半デューティ一時値Ｄｖ＿ｂｔとする。また、デューティ換算値が最もお小さい相であるＷ相のデューティを上方向に補正し、Ｗ相の後半デューティ一時値Ｄｗ＿ｂｔとする。
電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満の場合、デューティ換算値が真ん中であるＵ相のデューティは補正しないので、Ｕ相の前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔおよび後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔは、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒと等しい。

これにより、Ｖ上ＳＷ２２をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが後ろにシフトされる。また、Ｗ上ＳＷ２３をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが前にシフトされる。このとき、Ｖ上ＳＷ２２およびＷ上ＳＷ２３がオンされる期間は、補正の前後で変わらない。
また、前半期間と後半期間とで、大きさが等しく補正方向が反対となるようにＶ相およびＷ相のデューティを補正しており、補正による印加電圧の変化が前半期間と後半期間とで相殺されるので、ＰＷＭ１周期でみたとき、印加電圧は補正の前後で変わらない。

図１７（ｃ）、（ｄ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２にて所定のサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、１４にてサンプルホールドされる値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能なように、調整処理を行う。
詳細には、図１７（ｃ）に示すように、第１周期の前半期間において、最も小さいデューティであるＷ相の前半デューティ指令値Ｄｗ＿ａ１が下側デューティ設定値ｘ１５（本実施形態では５４％）となるように下べた変調する。また、第１周期の後半期間において、最も大きい相のデューティであるＷ相の後半デューティ指令値Ｄｖ＿ｂ１が上側デューティ設定値ｘ２５（本実施形態では４６％）となるように上べた変調する。

また、図１７（ｄ）に示すように、第２周期の前半期間において、真ん中のデューティであるＵ相の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ２が中間デューティ設定値ｘ３１（本実施形態では５４％）となるように変調する。また、第２周期の後半期間において、真ん中のデューティであるＵ相の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２が中間デューティ設定値ｘ３２（本実施形態では４６％）となるように変調する。このとき、前半期間および後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。

上述の通り、ＰＷＭ１周期におけるサンプリングタイミングをｔ１１〜ｔ１４とし、ｔ１１にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ１１、ｔ１２にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ１２、ｔ１３にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ１３、ｔ１４にてサンプリングされる電流検出値をＩｃ１４とする。図１７（ｃ）、（ｄ）では、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いるサンプリングタイミングを示す矢印を丸印で囲んで示している。他の図面においても同様である。

図１７（ｃ）に示すように、第１周期の１回目のサンプリングタイミングｔ１２にて検出される電流検出値Ｉｃ１２は、Ｖ２電圧ベクトル区間に検出される値であって、Ｗ相のデューティが負側に補正されている時の値である。また、４回目のサンプリングタイミングｔ１４にて検出される電流検出値Ｉｃ１４は、Ｖ５電圧ベクトル区間に検出される値であって、Ｗ相のデューティが正側に補正されているときの値である。本実施形態では、Ｗ相のデューティが負側に補正されているときの電流検出値Ｉｃ１２、および、正側に補正されているときの電流検出値Ｉｃ１４に基づき、相電流演算部６１にてＷ相電流Ｉｗを演算している。

図１７（ｄ）に示すように、第２周期の２回目のサンプリングタイミングｔ１２にて検出される電流検出値Ｉｃ１２は、Ｖ３電圧ベクトル区間に検出される値であって、Ｖ相のデューティが正側に補正されているときの値である。また、４回目のサンプリングタイミングｔ１４に検出される電流検出値Ｉｃ１４は、Ｖ６電圧ベクトル区間に検出される値であって、Ｖ相のデューティが下側に補正されているときの値である。本実施形態では、Ｖ相のデューティが正側に補正されたときの電流検出値Ｉｃ１２、および、負側に補正されたときの電流検出値Ｉｃ１４に基づき、相電流演算部６１にてＶ相電流Ｉｖを演算している。

本実施形態では、電流指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満である場合、デューティが正側に補正されたときの電流検出値、および、負側に補正されたときの電流検出値を用い、相電流演算部６１にて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのリップル補正処理を行う。リップル補正処理の詳細については後述する。
なお、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１および３回目のサンプリングタイミングｔ１３にて検出される電流検出値Ｉｃ１３は、オフセット補正に用いられる。

図１８は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上第２所定値ＴＨａ２未満であり、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒが、Ｄｕ＿ｒ＞Ｄｖ＿ｒ＞Ｄｗ＿ｒの例を説明する。

図１８（ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上第２所定値ＴＨａ２未満である場合、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御すると、有効電圧ベクトル区間が短く、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することができない。
そこで本実施形態では、図１８（ｂ）に示すように、電流検出可能な有効電圧ベクトル区間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正している。詳細には、前半期間において、電流検出を行うＶ２電圧ベクトルが電流検出可能な期間以上となるように、デューティ換算値が最も小さい相であるＷ相のデューティを下方向に補正し、Ｗ相の前半デューティ一時値Ｄｗ＿ａｔとする。このとき、電流検出を行うＶ２電圧ベクトル区間が短くならないよう、Ｖ相の前半デューティ一時値Ｄｖ＿ａｔがＵ相の前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔより大きくなるように、Ｖ相のデューティを上方向に補正する。

また、後半期間において、電流検出を行うＶ６電圧ベクトルが電流検出可能な期間以上となるように、デューティ換算値が真ん中であるＶ相のデューティを下方向に補正し、Ｖ相の後半デューティ一時値Ｄｖ＿ｂｔとする。このとき、電流検出を行うＶ６電圧ベクトル区間が短くならないよう、Ｗ相の後半デューティ一時値Ｄｗ＿ｂｔがＵ相の後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔより大きくなるように、デューティ換算値Ｄｗ＿ｒを上方向に補正する。
電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上第２所定値ＴＨａ２未満である場合、デューティ換算値が最も大きい相であるＵ相のデューティは補正しないので、Ｕ相の前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔおよび後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔは、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒと等しい。

これにより、Ｖ上ＳＷ２２をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが後ろにシフトされる。また、Ｗ上ＳＷ２３をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが前にシフトされる。このとき、Ｖ上ＳＷ２２およびＷ上ＳＷ２３がオンされる期間は、補正の前後で変わらない。
また、前半期間と後半期間とで、大きさが等しく補正方向が反対となるようにＶ相およびＷ相のデューティを補正しており、補正による印加電圧の変化が前半期間と後半期間とで相殺されるので、ＰＷＭ１周期でみたとき、印加電圧は補正の前後で変わらない。

図１８（ｃ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２にて所定間隔のサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、１４にてサンプルホールドされる値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能なように、調整処理を行う。詳細には、前半期間において、最も小さいデューティであるＷ相の前半デューティ指令値Ｄｗ＿ａがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、後半期間において、最も小さい相のデューティであるＶ相の後半デューティ指令値Ｄｖ＿ｂが下側デューティ設定値ｘ１２となるように下べた変調する。これにより、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、Ｖ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。

図１８（ｃ）では、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１は、Ｖ２電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ１１に基づいてＷ相電流Ｉｗが演算される。また、４回目のサンプリングタイミングｔ１４にて検出される電流検出値Ｉｃ１４は、Ｖ６電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ１４に基づいてＶ相電流Ｉｖが演算される。Ｕ相電流Ｉｕは、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗに基づいて演算される。

なお、２回目のサンプリングタイミングｔ１２にて検出される電流検出値Ｉｃ１２および３回目のサンプリングタイミングｔ１３にて検出される電流検出値Ｉｃ１３は、オフセット補正に用いられる。

図１９は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２以上であり、Ｕ相デューティ換算値Ｄｕ＿ｒが最も大きく、Ｖ相のデューティ換算値Ｄｖ＿ｒとＷ相のデューティ換算値Ｄｗ＿ｒとが略等しく、偶数電圧デューティＤｅが電流検出デューティ下限値Ｄｍ以下である場合の例である。ここでは、Ｄｖ＿ｒ＞Ｄｗ＿ｒとする。
図１９（ａ）に示すように、補正前のデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに基づいてＳＷ２１〜２６のオン／オフを制御した場合、Ｖ１電圧ベクトル区間にてＵ相電流Ｉｕを検出可能であるものの、Ｖ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを検出することができない。

そこで本実施形態では、図１９（ｂ）に示すように、電流検出可能な有効電圧ベクトル区間を確保すべく、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正している。詳細には、前半期間において、電流検出を行うＶ２電圧ベクトルが電流検出可能な期間となるように、デューティ換算値が真ん中であるＶ相のデューティを上方向に補正し、Ｖ相の前半デューティ一時値Ｄｖ＿ａｔとする。また、デューティ換算値が最も小さい相であるＷ相のデューティを下方向に補正し、Ｗ相の前半デューティ一時値Ｄｗ＿ａｔとする。
また、後半期間において、後半期間の補正分を相殺すべく、Ｖ相のデューティを下方向に補正し、Ｖ相の後半デューティ一時値Ｄｖ＿ｂｔとする。また、Ｗ相のデューティを上方向に補正し、Ｗ相の後半デューティ一時値Ｄｗ＿ｂｔとする。
この例では、デューティ換算値が最も大きい相であるＵ相のデューティは補正しないので、Ｕ相の前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔおよび後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔは、デューティ換算値Ｄｕ＿ｒと等しい。

これにより、Ｖ上ＳＷ２２をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが後ろにシフトされる。また、Ｗ上ＳＷ２３をオンからオフに切り替えるタイミング、および、オフからオンに切り替えるタイミングが前にシフトされる。このとき、Ｖ上ＳＷ２２およびＷ上ＳＷ２３がオンされる期間は、補正の前後で変わらない。
また、前半期間と後半期間とで、大きさが等しく補正方向が反対となるようにＶ相およびＷ相のデューティを補正しており、補正による印加電圧の変化が前半期間と後半期間とで相殺されるので、ＰＷＭ１周期でみたとき、印加電圧は補正の前後で変わらない。

図１９（ｃ）に示すように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２にて所定間隔のサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、１４にてサンプルホールドされる値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能なように、調整処理を行う。詳細には、前半期間において、最も小さいデューティであるＷ相の前半デューティ指令値Ｄｗ＿ａがデューティ下限値ｘ１１となるように下べた変調する。また、後半期間において、最も大きい相のデューティであるＵ相の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂがデューティ上限値ｘ２１となるように上べた変調する。これにより、前半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍとなる。また、前半期間におけるＶ０電圧ベクトル区間、および、後半期間におけるＶ７電圧ベクトル区間が最小時間Ｔｍ以上となる。

図１９（ｃ）では、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１は、Ｖ２電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ１１に基づいてＷ相電流Ｉｗが演算される。また、３回目のサンプリングタイミングｔ１３にて検出される電流検出値Ｉｃ１３は、Ｖ１電圧ベクトル区間に検出される値であるので、相電流演算部６１にて、電流検出値Ｉｃ１３に基づいてＵ相電流Ｉｕが演算される。また、Ｖ相電流Ｉｖは、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗに基づいて演算される。

なお、２回目のサンプリングタイミングｔ１２にて検出されるＩｃ１２および４回目のサンプリングタイミングｔ１４にて検出される電流検出値Ｉｃ１４は、オフセット補正に用いられる。

ここで、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる電流検出値と電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅との関係について言及しておく。
本実施形態では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅によらず、ＡＤ変換器４２によるサンプリングタイミングｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４を変更することなく検出された電流検出値に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算可能である。
また、図１７（ｃ）にて説明したように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満である場合、相電流演算部は、２回目のサンプリングタイミングｔ１２にて検出される電流検出値Ｉｃ１２、および、４回目のサンプリングタイミングｔ１４にて検出される電流検出値Ｉｃ１４に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。
また、図１８（ｃ）にて説明したように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上第２所定値ＴＨａ２未満である場合、相電流演算部６１は、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１、および、４回目のサンプリングタイミングｔ１４にて検出される電流検出値Ｉｃ１４に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。

さらにまた、図１９（ｃ）にて説明したように、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第２所定値ＴＨａ２以上である場合、相電流演算部６１は、１回目のサンプリングタイミングｔ１１にて検出される電流検出値Ｉｃ１１、および、３回目のサンプリングタイミングｔ１３にて検出される電流検出値Ｉｃ１３に基づき、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。
すなわち本実施形態では、所定間隔のサンプリングタイミングにて検出された電流検出値Ｉｃ１１〜Ｉｃ１４のうち、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる値を、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅に応じて切り替えている。

本実施形態では、デッドタイムの大きさが変化するデューティの上限または下限を含む所定範囲を出力回避デューティとしている。具体的には、デューティ下限値ｘ１１（例えば４％）未満であるデューティ、および、デューティ上限値ｘ２１（例えば９６％）より大きいデューティを出力回避デューティとしている。そのためＰＷＭ基準信号Ｐの下端および上端を含む出力回避デューティに対応する期間は、上ＳＷ２１〜２３が全オン、または、下ＳＷ２４〜２６が全オンとなる無効電圧ベクトルとなるように調整処理を行っている。換言すると、前半期間および後半期間に、それぞれ２回の無効電圧ベクトル区間を設けている。これにより、デッドタイムの大きさが変化する出力回避デューティを出力しないので、デッドタイムの大きさの変化に伴う電流の歪みを防ぐことができ、トルクリップル、および、音や振動を低減することができる。

次に、シャント抵抗４０に流れる電流について、図２０に基づいて説明する。図２０は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満の各相デューティを模式的に示している。また、図２０においては、ＰＷＭの第１周期を「ＰＷＭ１」、第２周期を「ＰＷＭ２」とした。以降の図についても同様とする。
本実施形態では、１つのシャント抵抗４０にて電流検出を行っているので、有効電圧ベクトル期間に電流検出を行っている。換言すると、ＰＷＭ基準信号Ｐの頂点ではないタイミングで電流検出を行っている。

ＰＷＭ基準信号Ｐの頂点で電流検出を行う場合、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのリップルの略中心にて電流検出がなされるため、リップルの影響を受けにくい。
一方、本実施形態のように、１つのシャント抵抗４０にてＰＷＭ基準信号Ｐの頂点ではないタイミングで電流検出を行う場合、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる電流検出値Ｉｃは、リップルの影響を含んでいる。リップル電流は、デューティが上側に補正された場合、上側に変動する。また、リップル電流は、デューティが下側に補正された場合、下側に変動する。

また、本実施形態では、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が電流検出可能な所定期間以上となるように、デューティの補正を行っている。
例えば、Ｗ相電流Ｉｗについて説明すると、前半期間において負方向に補正され、後半期間において正方向に補正される。そこで本実施形態では、負方向に補正されている前半期間における所定のタイミングｔｓａにて検出される電流検出値Ｉｍと、正方向に補正されている後半期間における所定のタイミングｔｓｂにて検出される電流検出値Ｉｐとに基づき、リップルの中心電流Ｉａを算出し、当該中心電流Ｉａを補正電流Ｉｗｃとする。これにより、リップルの影響による電流検出誤差を低減することができる。図２０の例では、「正方向に補正されている後半期間における所定のタイミングｔｓｂにて検出される電流検出値Ｉｐ」が「正側補正時電流検出値」に対応し、「負方向に補正されている前半期間における所定のタイミングｔｓａにて検出される電流検出値Ｉｍ」が「負側補正時電流検出値」に対応する。
中心電流Ｉａは、式（６１）に示すように、前半期間の電流検出値Ｉｍと後半期間の電流検出値Ｉｐとの平均値である。
Ｉａ＝（Ｉｍ＋Ｉｐ）×０．５ ・・・（６１）

図２１は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満のときの電流制御を説明する図であり、ＰＷＭ奇数周期（ＰＷＭ１、ＰＷＭ３）が図１７（ｃ）にて説明した第１周期に対応し、ＰＷＭ偶数周期（ＰＷＭ２、ＰＷＭ４）が図１７（ｄ）にて説明した第２周期に対応する。
図２１において、第１周期におけるサンプリングタイミングｔ１２における電流検出値をＩｗ（−）、サンプリングタイミングｔ１４における電流検出値をＩｗ（＋）とする。また、第２周期におけるサンプリングタイミングｔ１２における電流検出値をＩｖ（＋）、サンプリングタイミングｔ１４における電流検出値をＩｖ（−）とする。

図２１に示すように、ＰＷＭ１周期目の前半期間にて検出される電流検出値Ｉｗ（−）は、Ｖ２電圧ベクトル区間であって、Ｗ相が負方向に補正されている。また、ＰＷＭ第１周期の前半期間にて検出される電流検出値Ｉｗ（＋）は、Ｖ５電圧ベクトル区間であって、Ｗ相が正方向に補正されている。そこで本実施形態では、電流検出値Ｉｗ（−）および電流検出値Ｉｗ（＋）との平均値を、補正されたＷ相電流である補正電流Ｉｗｃとする。ＰＷＭ３周期目も同様である。

また、ＰＷＭ２周期目の前半期間にて検出される電流検出値Ｉｖ（＋）は、Ｖ３電圧ベクトル区間であって、Ｖ相が正方向に補正されている。また、ＰＷＭ第２周期の後半期間にて検出される電流検出値Ｉｖ（−）は、Ｖ６電圧ベクトル区間であって、Ｖ相が負方向に補正されている。そこで本実施形態では、電流検出値Ｉｖ（＋）およびＩｖ（−）との平均値を、補正されたＶ相電流であるＶ相補正電流Ｉｖｃとする。ＰＷＭ４周期目も同様である。
また、Ｖ相補正電流ＩｖｃおよびＷ相補正電流Ｉｗｃに基づき、補正されたＵ相電流であるＵ相補正電流Ｉｕｃを演算する。

本実施形態では、第１周期の電流検出値Ｉｗ（−）、Ｉｗ（＋）に基づいてＷ相補正電流Ｉｗｃが演算され、第２周期の電流検出値Ｉｖ（＋）、Ｉｖ（−）に基づいてＶ相補正電流Ｉｖｃが演算される。また、Ｕ相補正電流Ｉｕｃは、Ｗ相補正電流ＩｗｃおよびＶ相補正電流Ｉｖｃに基づき、３相和＝０より演算する。すなわち、本実施形態では、２周期毎に補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃが演算され、電流制御がなされる。図２１の例では、第１周期および第２周期の電流検出値Ｉｗ（−）、Ｉｗ（＋）、Ｉｖ（＋）、Ｉｖ（−）に基づいて補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃが演算され、演算された補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃに基づき、第１周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１、第１周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１、第２周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２、および、第２周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２が演算される。

演算された第１周期のデューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１、Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１は、５周期目の制御に用いられ、第２周期のデューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２は、６周期目の制御に用いられる。すなわち、（２ｎ−１）周期目および（２ｎ）周期目の電流検出値に基づいて演算されたデューティ指令値は、（２ｎ＋３）周期目および（２ｎ＋４）周期目の制御に用いられる。
図２１の例では、電流検出値Ｉｗ（＋）、Ｉｖ（＋）が「正側補正時電流検出値」に対応し、電流検出値Ｉｗ（−）、Ｉｖ（−）が「負側補正時電流検出値」に対応する。

以上詳述したように、電力変換装置１は、インバータ部２０と、シャント抵抗４０と、ＡＤ変換器４２と、制御部６０と、を備える。
インバータ部２０は、モータ１０の巻線１５の各相に対応し、高電位側に配置される上ＳＷ２１〜２３、および、低電位側に配置される下ＳＷ２４〜２６を有する。シャント抵抗４０は、インバータ部２０とバッテリ８０の負側との間に接続される。ＡＤ変換器４２は、所定間隔であるサンプリングタイミングでシャント抵抗４０から電流検出値Ｉｃを取得する。

制御部６０は、ＰＷＭ基準信号Ｐおよびデューティ指令値に基づき、上ＳＷ２１〜２３および下ＳＷ２４〜２６のオンオフ作動を制御する。
制御部６０は、相電流演算部６１と、制御器６３および２相３相変換部６４と、デューティ変換部７０と、を有する。
相電流演算部６１は、電流検出値Ｉｃに基づき、巻線１５の各相に通電される各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算する。

制御器６３は、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を演算する。また、２相３相変換部６４は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*に基づき、Ｕ相コイル１１、Ｖ相コイル１２およびＷ相コイル１３に印加する電圧に係る電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を演算する。

デューティ変換部７０は、電流検出値Ｉｃを検出する有効電圧ベクトル区間が所定時間以上となるようにするとともに、サンプリングタイミングにて電流検出値Ｉｃを検出可能となるように調整されたデューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１、Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１、Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２、Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２を演算する。

相電流演算部６１は、同一の相において、デューティが正側に補正されたときの電流検出値である正側補正時電流検出値Ｉｗ（＋）、Ｉｖ（＋）と、負側に補正されたときの電流検出値である負側補正時電流検出値Ｉｗ（−）、Ｉｖ（−）と、に基づき、補正された各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗである補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算する。

本実施形態では、所定間隔であるサンプリングタイミングにて電流検出値Ｉｃを検出可能となるようにデューティ指令値を調整しているので、簡素な構成にて電流検出値Ｉｃを取得可能である。
また、電流検出値Ｉｃを検出する有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにデューティを補正している。デューティを正側に補正すると、リップル電流も正側に変動し、デューティを負側に補正すると、リップル電流も負側に変動する。そこで、デューティが正側に補正されたときの電流検出値Ｉｗ（＋）、Ｉｖ（＋）と、負側に補正されたときの電流検出値Ｉｗ（−）、Ｉｖ（−）とに基づき、補正された各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗである補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算する。これにより、リップル電流を適切に補正可能であるので、電流検出誤差が低減される。また、電流検出誤差が低減し、電流の歪みが低減するので、トルクリップルや、音、振動を低減することができる。

相電流演算部６１は、電流検出値Ｉｗ（＋）とＩｗ（−）との平均値に基づき、Ｗ相補正電流Ｉｗｃを演算する。また、相電流演算部６１は、電流検出値Ｉｖ（＋）とＩｖ（−）との平均値に基づき、Ｖ相補正電流Ｉｖｃを演算する。なお、相電流演算部６１は、３相和＝０より、Ｖ相補正電流ＩｖｃおよびＷ相補正電流Ｉｗｃに基づき、Ｕ相補正電流Ｉｕｃを演算する。
これにより、リップルが補正された補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを簡易な演算にて適切に演算することができる。

デューティ変換部７０は、デューティ換算部７２と、電流検出期間確保演算部７３と、電流検出タイミング調整演算部７４と、を有する。
デューティ換算部７２は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*をデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒに換算する。
電流検出期間確保演算部７３は、ＰＷＭ基準信号Ｐの１以上の所定倍周期における前半期間および後半期間において、有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正する。

電流検出タイミング調整演算部７４は、全相の下ＳＷ２４〜４６がオンとなるＶ０電圧ベクトル区間および全相の上ＳＷ２１〜２３がオンとなるＶ７電圧ベクトル区間が、上ＳＷ２１〜２３および当該上ＳＷ２１〜２３と対応して設けられる下ＳＷ２４〜２６が共にオフとなるデッドタイム期間から決定される最小時間Ｔｍ以上となり、かつ、前半期間および後半期間の少なくとも一方にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が含まれるように、デューティ指令値である前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１、Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２、および、後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１、Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２を演算する。

本実施形態では、無効電圧ベクトルであるＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が、デッドタイムから決定される最小時間Ｔｍ以上となるように調整される。すなわち、本実施形態では、デッドタイムの影響により、指令電圧とデューティとが一致しない範囲のデューティを用いずにＰＷＭ制御を行っている。

また、前半期間および後半期間の少なくとも一方には、最小時間以上であるＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれるようにデューティを調整している。そのため、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間とでデューティを変更しても、デューティの切り替えに伴ってパルスが削られることがない。
なお、ＰＷＭ基準信号Ｐの上端において、最も大きい相のデューティがデューティの上限（例えば１０２％）未満であり、かつ、ＰＷＭ基準信号Ｐの下端において、最も小さい相のデューティがデューティの下限（例えば−２％）より大きい場合、前半期間および後半期間にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれる。特に、本実施形態では、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が最小時間以上となるように、デューティ下限値ｘ１１およびデューティ上限値ｘ２１を設定している。

これにより、デッドタイムの影響による電圧指令とデューティとの不一致が生じず、電流波形の歪みを低減できるので、トルクリップルや、音、振動を低減することができる。
また、電流検出を行う有効電圧ベクトル区間が、所定期間以上となるようにデューティ換算値Ｄｕ＿ｒ、Ｄｖ＿ｒ、Ｄｗ＿ｒを補正しているので、適切に電流検出値Ｉｃを検出することができる。

電流検出タイミング調整演算部７４は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満である場合、所定周期倍を基準とし、奇数周期と偶数周期とで、デューティ指令値を異なる値とする。また、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満である場合、奇数周期にて１相分の正側補正時電流検出値Ｉｗ（＋）および負側補正時電流検出値Ｉｗ（−）が検出されて当該相の補正電流Ｉｗｃを演算可能であり、偶数周期にて他の１相分の正側補正時電流検出値Ｉｖ（＋）および負側補正時電流検出値Ｉｖ（−）が検出されて当該等の補正電流Ｉｖｃを演算可能である。これにより、サンプリングタイミングを変更することなく、奇数周期および偶数周期にて検出された電流検出値に基づき、適切に補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算することができる。

また、本実施形態では、ＡＤ変換器４２にてサンプリングされた電流検出値のうち、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの演算に用いる値を、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅に応じて切り替える。これにより、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅に応じ、適切なタイミングで検出された電流検出値に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算することができる。

また、電動パワーステアリング装置１００は、電力変換装置１と、運転者による操舵を補助する補助トルクを出力するモータ１０と、を備える。電力変換装置１では、電流検出誤差が低減され、電流の歪みが低減するので、トルクリップルや、音、振動を低減することができる。

本実施形態では、相電流演算部６１が「相電流演算手段」を構成し、制御器６３および２相３相変換部６４が「電圧指令値演算手段」を構成し、デューティ変換部７０が「デューティ演算手段」を構成する。また、デューティ換算部７２が「デューティ換算手段」を構成し、電流検出期間確保演算部７３が「補正手段」を構成し、電流検出タイミング調整演算部７４が「調整手段」を構成する。また、第１所定値ＴＨａ１が「所定値」に対応する。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態を図２２に基づいて説明する。本実施形態では、電流制御周期が第１実施形態と異なっているので、この点を中心に説明する。
第１実施形態では、２周期毎に各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが演算され、電流制御がなされた。

図２２に示すように、本実施形態では、４周期毎に電流制御がなされる。具体的には、相電流演算部６１は、２周期目にて検出される電流検出値Ｉｖ（＋）、Ｉｖ（−）の平均値に基づき、Ｖ相電流Ｉｖを演算する。また、相電流演算部６１は、３周期目にて検出される電流検出値Ｉｗ（−）、Ｉｗ（＋）の平均値に基づき、Ｗ相電流Ｉｗを演算する。また、三相和＝０より、Ｕ相電流Ｉｕを演算する。

そして、算出された各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、第１周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ１、Ｄｖ＿ａ１、Ｄｗ＿ａ１、第１周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ１、Ｄｖ＿ｂ１、Ｄｗ＿ｂ１、第２周期の前半デューティ指令値Ｄｕ＿ａ２、Ｄｖ＿ａ２、Ｄｗ＿ａ２、および、第２周期の後半デューティ指令値Ｄｕ＿ｂ２、Ｄｖ＿ｂ２、Ｄｗ＿ｂ２が演算される。
このように構成しても、上記実施形態と同様の効果を奏する。
また、電流制御周期を長くし、演算回数を減らすことにより、演算負荷を低減することができる。

（第３実施形態）
上記実施形態では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満のとき、ＰＷＭ１周期において正方向に補正されたときの電流検出値、および、負方向に補正されたときの電流検出値を取得し、中心電流Ｉａを演算し、当該中心電流Ｉａに基づいて電流制御がなされた。
一方、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上の場合、デューティが正側に補正された場合または負側に補正された場合の一方に基づいて各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを演算しているので、電流波形の歪みを補正することができない。

そこで本実施形態では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満のとき、補正係数Ｙを演算する。そして、演算された補正係数Ｙに基づき、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上の場合における各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを補正する。以下の演算は、いずれも相電流演算部６１にてなされる。以下適宜、各相の補正係数をＹｕ、Ｙｖ、Ｙｗとする。

本実施形態では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満において、電流検出期間確保演算部７３にて演算された前半デューティ一時値Ｄｕ＿ａｔ、Ｄｖ＿ａｔ、Ｄｗ＿ａｔ、および、後半デューティ一時値Ｄｕ＿ｂｔ、Ｄｖ＿ｂｔ、Ｄｗ＿ｂｔを電圧に換算し、前半期間における補正電圧Ｖｕ＿ａｃ、Ｖｖ＿ａｃ、Ｖｗ＿ａｃ、および、後半期間における補正電圧Ｖｕ＿ｂｃ、Ｖｖ＿ｂｃ、Ｖｗ＿ａｃとする。なお、補正電圧は、調整処理後のデューティを電圧換算したものとしてもよい。
ここで、補正前の電圧指令値Ｖｖ^*＞Ｖｕ^*＞Ｖｗ^*とすると、前半期間における補正電圧Ｖｕ＿ａｃ、Ｖｖ＿ａｃ、Ｖｗ＿ａｃ、および、後半期間における補正電圧Ｖｕ＿ｂｃ、Ｖｖ＿ｂｃ、Ｖｗ＿ｂｃは、式（７１）〜（７６）となる。

Ｖｕ＿ａｃ＝Ｖｕ^* ・・・（７１）
Ｖｖ＿ａｃ＝Ｖｖ^*＋α ・・・（７２）
Ｖｗ＿ａｃ＝Ｖｗ^*＋β ・・・（７３）
Ｖｕ＿ｂｃ＝Ｖｕ^* ・・・（７４）
Ｖｖ＿ｂｃ＝Ｖｖ^*−α ・・・（７５）
Ｖｗ＿ｂｃ＝Ｖｗ^*−β ・・・（７６）

式中のαはＶ相電圧の補正量であり、βはＷ相電圧の補正量である。この例では、Ｖ相電圧の補正量αは、第１デューティ補正値Ｃ１を電圧に換算した値である。また、Ｗ相電圧の補正量βは、第３デューティ補正値Ｃ３を電圧に換算した値である。

このとき、前半期間における中性点電圧Ｖｎ＿ａ、および、後半期間における中性点電圧Ｖｎ＿ｂは、式（７７）、（７８）となる。
Ｖｎ＿ａ＝（Ｖｕ＿ａｃ＋Ｖｖ＿ａｃ＋Ｖｗ＿ａｃ）／３ ・・・（７７）
Ｖｎ＿ｂ＝（Ｖｕ＿ｂｃ＋Ｖｖ＿ｂｃ＋Ｖｗ＿ｂｃ）／３ ・・・（７８）

以下、Ｖ相を例に説明するが、Ｕ相、Ｗ相についても同様とする。
前半期間におけるＶ相電圧と後半期間におけるＶ相電圧との差である電圧差分値ΔＶｖは、式（７９）で表される。
ΔＶｖ＝（Ｖｖ＿ａｃ−Ｖｎ＿ａ）−（Ｖｖ＿ｂｃ−Ｖｎ＿ｂ） ・・・（７９）

ここで、電圧に対する電流の変化割合をＶ相補正係数Ｙｖとすると、Ｖ相電流Ｉｖの変動幅であるリップル電流Ｒｖは、電圧差分値に基づき、式（８０）で表される。
Ｒｖ＝Ｙｖ×（ΔＶｖ） ・・・（８０）
また、Ｖ相電流Ｉｖの演算に用いる正側補正時電流検出値をＩｖ（＋）、負側補正時電流検出値をＩｖ（−）とすると、Ｖ相リップル電流Ｒｖの傾きである補正係数Ｙｖは、式（８１）となる。なお、電流検出値Ｉｖ１はデューティが正側に補正されているときの値であり、電流検出値Ｉｖ２はデューティが負側に補正されているときの値である。
Ｙｖ＝（Ｉｖ（＋）＋Ｉｖ（−））／（ΔＶｖ） ・・・（８１）

また、電流検出値Ｉｖ１に基づき、補正係数Ｙｖにて補正されたＶ相補正電流Ｉｖｃは、式（８２）で表される。ここで、補正係数Ｙｖは、Ｖ相のリップル電流Ｒｖの傾きと捉えることもできる。
Ｉｖｃ＝Ｉｖ（＋）＋Ｙｖ×（Ｖｖ＿ａｃ−Ｖｎ＿ａ）／２ ・・・（８２）
なお、電流検出値Ｉｖ（−）に基づいても、同様に演算可能である。
Ｗ相についても、同様の演算を行う。

本実施形態では、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満のとき、式（８１）で表される補正係数Ｙｖを演算、学習し、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１以上におけるＶ相補正電流Ｉｖｃの演算における補正に用いる。
例えば、図１８のように、電流検出値Ｉｃ１４に基づくＶ相補正電流Ｉｖｃは、式（８３）となる。
Ｉｖｃ＝Ｉｃ１４−Ｙｖ×（Ｖｖ＿ｂｃ−Ｖｎ＿ｂ）／２ ・・・（８３）

これにより、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が大きい場合であっても、リップル電流を補正した各相の補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算可能であるので、電流検出誤差を低減可能である。

本実施形態では、相電流演算部６１は、正側補正時電流検出値Ｉｖ（＋）と負側補正時電流検出値Ｉｖ（−）とに基づいて補正係数Ｙを演算し、当該補正係数Ｙに基づいて補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算する。これにより、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを適切に補正し、電流の歪みを低減可能である。

相電流演算部６１は、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満であるときに演算された補正係数Ｙを用いて補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算する。これにより、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅によらず、リップルを補正した補正電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを演算可能であり、電流の歪みを低減することができる。

特に本実施形態では、電力変換装置１を電動パワーステアリング装置１００に適用している。電動パワーステアリング装置１００のモータ１０は、始動、停止を比較的頻繁に繰り返すため、電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*の振幅が第１所定値ＴＨａ１未満となる機会が多い。そのため、モータ１０が連続して駆動され続ける装置と比較し、高い頻度で補正係数Ｙの演算、および、学習を行うことができる。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。

（第４実施形態）
上記実施形態では、正側補正時電流検出値Ｉｖ（＋）、負側補正時電流検出値Ｉｖ（−）、および、補正電圧に基づき、各相電流の補正に用いる補正係数を演算した。
本実施形態では、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ自体の傾きを考慮して補正係数Ｙを演算し、各相電流の補正に用いる。本実施形態では、第３実施形態と同様、Ｖ相電流Ｉｖを例に説明するが、Ｕ相、Ｗ相についても同様である。

本実施形態におけるＶ相の補正係数Ｙｖの演算方法を図２３に基づいて説明する。
図２３の例では、ｍ周期目の正側補正時電流検出値をＩｖ１（＋）、（ｍ＋２）周期目の正側補正時電流検出値をＩｖ２（＋）とし、ｍ周期目の負側補正時電流検出値をＩｖ１（−）、（ｍ＋２）周期目の負側補正時電流検出値をＩｖ２（−）とする。ここでは、正側補正時電流検出値Ｉｖ１（＋）、Ｉｖ２（＋）が当該周期における最小値であり、負側補正時電流検出値Ｉｖ１（−）、Ｉｖ２（−）が当該周期における最大値であるとみなす。また、Ｉｖ１（＋）とＩｖ２（＋）との間隔、および、Ｉｖ１（−）とＩｖ２（−）との間隔が、ＰＷＭ２周期分に相当する。
また、図２３では、Ｖ相電流Ｉｖの変動幅であるリップル電流をＲｖ、１周期におけるＶ相電流Ｉｖの変化量をＢｖとする。

ここで、ＰＷＭ２．５周期間隔である電流検出値Ｉｖ１１と電流検出値Ｉｖ２２との差ΔＩ１ｖは、式（９１）となる。
ΔＩ１ｖ＝Ｉｖ２２−Ｉｖ１１＝Ｒｖ＋２．５Ｂｖ ・・・（９１）
また、ＰＷＭ０．５周期間隔である電流検出値Ｉｖ１１と電流検出値Ｉｖ１２との差ΔＩ２ｖは、式（９２）となる。
ΔＩ２ｖ＝Ｉｖ１２−Ｉｖ１１＝Ｒｖ＋０．５Ｂｖ

式（９１）、（９２）より、リップル電流Ｒｖは、式（９３）となる。
Ｒｖ＝（５×ΔＩ２ｖ−ΔＩ１ｖ）／４ ・・・（９３）
また、リップル電流Ｒｖは、式（８０）で表されるので、Ｖ相の補正係数Ｙｖは、式（９４）で表される。
Ｙｖ＝Ｒｖ／（ΔＶｖ） ・・・（９４）
補正係数Ｙｖにて補正されたＶ相の補正電流Ｉｖｃは、式（９５−１）で表される。
Ｉｖｃ＝Ｉｖ１（＋）＋Ｙｖ×（Ｖｖ＿ａｃ−Ｖｎ＿ａ）／２
・・・（９５−１）

また、リップル電流Ｒｖは、以下の式（９６）、（９７）にて演算してもよい。
ＰＷＭ２周期間隔である電流検出値Ｉｖ１（＋）と電流検出値Ｉｖ２（＋）との差ΔＩ３ｖは、式（９５）となる。
ΔＩ３ｖ＝２Ｂｖ ・・・（９６）
式（９２）、（９６）より、リップル電流Ｒｖは、式（９６）となる。
Ｒｖ＝（４×ΔＩ２ｖ−ΔＩ３ｖ）／４ ・・・（９７）

補正係数Ｙｖにて補正されたＶ相の補正電流Ｉｖｃを式（９５−１）にて演算する例を説明したが、サンプリングタイミングがＰＷＭ基準信号Ｐの頂点からずれている点を考慮し、更なる補正をしてもよい。
例えば、サンプリングタイミングがＰＷＭ基準信号Ｐの頂点からＴｓｍｐ後である場合、Ｖ相の補正電流Ｉｖｃは、式（９５−２）となる。
Ｉｖｃ＝Ｉｖ１（＋）＋Ｙｖ×（Ｖｖ＿ａｃ−Ｖｎ＿ａ）／２−Ｙｖ×Ｔｓｍｐ
・・・（９５−２）
また、サンプリングタイミングがＰＷＭ基準信号Ｐの頂点のＴｓｍｐ前である場合、Ｖ相の補正電流Ｉｖｃは、式（９５−３）となる。
Ｉｖｃ＝Ｉｖ１（＋）＋Ｙｖ×（Ｖｖ＿ａｃ−Ｖｎ＿ａ）／２＋Ｙｖ×Ｔｓｍｐ
・・・（９５−３）

このように演算することでサンプリングタイミングがＰＷＭ基準信号Ｐの頂点からずれている影響も加味した補正が行える。
また、本実施形態では、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの基本波成分の変化を考慮して補正係数を演算するので、各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをより適切に補正可能であり、電流の歪みを低減可能である。
また、上記実施形態と同様の効果を奏する。

（他の実施形態）
（ア）上記実施形態では、前半期間および後半期間の両方にＶ０電圧ベクトルおよびＶ７電圧ベクトルが含まれる。ここで、デューティが最も小さい相の下ＳＷを前半期間または後半期間を通して常にオンとすることにより、デューティ０％は出力可能である。また、デューティが最も大きい相の上ＳＷを前半期間または後半期間を通して常にオンとすることにより、デューティ１００％は出力可能である。そこで他の実施形態では、デューティ下限値ｘ１１を０％とする、または、デューティ上限値ｘ２１を１００％としてもよい。この場合、前半期間または後半期間の一方に、Ｖ７電圧ベクトル区間およびＶ０電圧ベクトル区間が含まれ、前半期間または後半期間の一方の他方には、Ｖ７電圧ベクトル区間またはＶ０電圧ベクトル区間の一方が含まれる。

また、電圧指令値に応じ、デューティ下限値ｘ１１またはデューティ上限値ｘ２１を変更してもよい。具体的には、電圧指令値が所定値以下である場合、デューティ下限値ｘ１１またはデューティ上限値ｘ２１をデッドタイムに応じた値とすることにより、前半期間および後半期間の両方にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間が含まれるようにする。また、電圧指令値が所定値以上である場合、デューティ下限値ｘ１１を０％とする、または、デューティ上限値ｘ２１を１００％とすることにより、前半期間または後半期間の一方には、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれ、前半期間または後半期間の他方には、Ｖ０電圧ベクトル区間またはＶ７電圧ベクトル区間の一方が含まれるようにする。これにより、より広い範囲の電圧を印加可能となる。

電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用する場合、電圧指令値に替えて、操舵速度に応じ、デューティ下限値ｘ１１またはデューティ上限値ｘ２１を変更し、操舵速度が所定速度以下である場合、前半期間および後半期間の両方にＶ０電圧ベクトルおよびＶ７電圧ベクトルの両方が含まれるようにし、操舵速度が所定速度より大きい場合、前半期間または後半期間の一方にＶ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれ、前半期間または後半期間の他方にＶ０電圧ベクトル区間またはＶ７電圧ベクトル区間の一方が含まれるようにしてもよい。

（イ）上記実施形態では、ＰＷＭ１周期の前半期間と後半期間にて、異なる補正処理および調整処理とした。他の実施形態では、補正手段は、前半期間と後半期間とで補正したデューティが相殺されるような処理であれば、例えば前半期間と後半期間とを入れ替える等、どのように補正してもよい。また、調整手段は、前半期間または後半期間の少なくとも一方に、Ｖ０電圧ベクトル区間およびＶ７電圧ベクトル区間の両方が含まれれば、例えば前半期間と後半期間とを入れ替える等、どのように調整してもよい。

（ウ）ＡＤ変換器による電流検出回数は、ＰＷＭ１周期に４回に限らず、何回であってもよい。
（エ）上記実施形態では、電流検出部は、インバータ部と直流電源の負側との間に設けられる。他の実施形態では、電流検出部は、インバータ部と直流電源の正側との間に設けてもよい。
（オ）上記実施形態では、ＰＷＭ基準信号である搬送波を三角波としたが、他の実施形態では、ＰＷＭ基準信号は、三角波に限らず、例えば鋸波等であってもよい。例えば搬送波を鋸波とした場合は２つのＰＷＭ周期に対して１つ目の周期を前半期間、２つ目の周期を後半期間と考えて処理を行えば同様の効果が得られる。
また、上記実施形態では、ＰＷＭ基準信号の１周期を前半期間と後半期間とに分け、補正処理および調整処理を行う。他の実施形態では、ＰＷＭ基準信号の１以上の所定倍周期を前半期間と後半期間とに分け、補正処理および調整処理を行ってもよい。

（カ）上記実施形態では、回転電機は、電動パワーステアリング装置に適用される。他の実施形態では、例えば車載用の電動モータであって、電動ファン、オイルポンプ、ウォーターポンプ等に用いてもよい。車載用以外の電動モータとしてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１・・・電力変換装置
１０・・・モータ（回転電機）
１５・・・巻線
２０・・・インバータ部
２１〜２３・・・上ＳＷ（高電位側スイッチング素子）
２４〜２６・・・下ＳＷ（低電位側スイッチング素子）
４０・・・シャント抵抗（電流検出部）
４２・・・ＡＤ変換器（電流取得部）
６０・・・制御部

Claims (8)

1. 回転電機（１０）の巻線（１５）の各相に対応し、高電位側に配置される高電位側スイッチング素子（２１〜２３）および低電位側に配置される低電位側スイッチング素子（２４〜２６）を有するインバータ部（２０）と、
   前記インバータ部と直流電源（８０）の正側または負側との間に接続される電流検出部（４０）と、
   所定間隔であるサンプリングタイミングで前記電流検出部から電流検出値を取得する電流取得部（４２）と、
   ＰＷＭ基準信号およびデューティ指令値に基づき、前記高電位側スイッチング素子および前記低電位側スイッチング素子のオンオフ作動を制御する制御部（６０）と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記電流検出値に基づき、前記巻線の各相に通電される各相電流を演算する相電流演算手段（６１）と、
   前記各相電流に基づき、前記巻線に印加する電圧に係る電圧指令値を演算する電圧指令値演算手段（６３、６４）と、
   前記電流検出値を検出する有効電圧ベクトル区間が所定期間以上となるようにするとともに、前記サンプリングタイミングにて前記電流検出値を検出可能となるように調整された前記デューティ指令値を前記電圧指令値に基づいて演算するデューティ演算手段（７０）と、
   を有し、
   前記相電流演算手段は、
   同一の相においてデューティが正側に補正されたときの前記電流検出値である正側補正時電流検出値と負側に補正されたときの前記電流検出値である負側補正時電流検出値とに基づき、補正された前記各相電流である補正電流を演算することを特徴とする電力変換装置（１）。
2. 前記相電流演算手段は、前記正側補正時電流検出値と前記負側補正時電流検出値とに基づいて補正係数を演算し、当該補正係数に基づいて前記補正電流を演算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記相電流演算手段は、前記電圧指令値の振幅が所定値未満であるときに演算された前記補正係数を用いて前記補正電流を演算することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記相電流演算手段は、前記正側補正時電流検出値と前記負側補正時電流検出値との平均値に基づき、前記補正電流を演算することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記デューティ演算手段は、
   前記電圧指令値をデューティ換算値に換算するデューティ換算手段（７２）と、
   前記ＰＷＭ基準信号の１以上の所定倍周期における前半期間および後半期間において、前記有効電圧ベクトル区間が前記所定期間以上となるように前記デューティ換算値を補正する補正手段（７３）と、
   全相の前記低電位側スイッチング素子がオンとなるＶ０電圧ベクトル区間および全相の前記高電位側スイッチング素子がオンとなるＶ７電圧ベクトル区間が、前記高電位側スイッチング素子および当該高電位側スイッチング素子と対応して設けられる前記低電位側スイッチング素子が共にオフとなるデッドタイム期間から決定される最小時間以上となり、かつ、前記前半期間および前記後半期間の少なくとも一方に前記Ｖ０電圧ベクトル区間および前記Ｖ７電圧ベクトル区間が含まれるように前記デューティ指令値である前半デューティ指令値および後半デューティ指令値を演算することを特徴とする調整手段（７４）と、
   を含むことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記調整手段は、前記電圧指令値の振幅が所定値未満である場合、前記所定倍周期を基準とし、奇数周期と偶数周期とで、前記デューティ指令値を異なる値とすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記電流取得部にてサンプリングされた前記電流検出値のうち、前記各相電流の演算に用いる値を、前記電圧指令値の振幅に応じて切り替えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
8. 請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
   運転者による操舵を補助する補助トルクを出力する前記回転電機と、
   を備える電動パワーステアリング装置（１００）。

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