JP5163673B2 - 制御回路、この制御回路を備えるパワーコンディショナ、ならびに太陽光発電システム - Google Patents

制御回路、この制御回路を備えるパワーコンディショナ、ならびに太陽光発電システム Download PDF

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Description

本発明は、制御回路、この制御回路を備えるパワーコンディショナ、ならびに太陽光発電システムに関するものである。
太陽光発電システムは、一般に、太陽電池からの直流電力を、パワーコンディショナによって系統に連系した商用周波数の交流電力に変換すると共に、変換後の交流電力を、商用電力系統に接続されている家庭内負荷に供給する一方で、交流電力が家庭内負荷の消費電力を上回る場合には余剰電力を系統側へ逆潮流することができるようになっている。こうしたパワーコンディショナでは、電力変換効率に優れた非絶縁型が多用されている。 （例えば、特許文献１参照。）。
図１４に、非絶縁型のパワーコンディショナを備えた太陽光発電システムの構成例を示す。パワーコンディショナ１００は、商用電源２と連系運転する。パワーコンディショナ１００は、太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する平滑コンデンサ１０１と、ＰＷＭ制御のインバータ１０２と、リアクトルからなるフィルタ１０３と、図示しない制御回路とを備える。パワーコンディショナ１００においては、平滑コンデンサ１０１で太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する。インバータ１０２は、ダイオードをそれぞれが逆並列に接続した４個のＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子１０４〜１０７によって構成されている。パワーコンディショナ１００においては、インバータ１０２内のスイッチ素子１０４〜１０７を１８ｋＨｚ前後の高い周波数でＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチング制御を行うことにより、平滑コンデンサ１０１で平滑化した太陽電池パネル１の発電出力を商用電力系統に同期した交流電力に変換出力する。パワーコンディショナ１００は、こうして変換した交流電力を、フィルタ１０３を介して図示しない負荷に供給したり、あるいは、系統側に逆潮流したりする。
太陽電池パネル１を構成する太陽電池としては、変換効率に優れる結晶系太陽電池が主流である。一方、原料であるシリコンの使用量を大幅に削減できるとともに、生産工程も単純で大面積化が可能である安価な薄膜太陽電池も使用されてきている。アモルファスシリコンからなる薄膜太陽電池では、太陽電池の負極側が対地電位よりも低くなると、経年劣化を起こすことで知られる。
こうした薄膜太陽電池における劣化を防止するために、薄膜太陽電池の負極側をグランド電位にする必要がある。しかし、非絶縁型のパワーコンディショナ１００では、直流側と交流側との基準電位のレベルが異なるために、パワーコンディショナ１００の入力側である太陽電池の負極側をグランド電位にすることができない。
そこで、本件出願人は、薄膜太陽電池の劣化を防止できる非絶縁型のパワーコンディショナおよびそれを用いた太陽光発電システムをすでに提供（平成２１年３月１３日出願の特願２００９−６１９１６）している。
特開２００２−１０４９６号公報
ところで、上記本出願人の提供にかかる太陽光発電システムにおいては、太陽電池パネルからの直流電力を交流電力に変換し、商用電源と連系運転するパワーコンディショナを備える。このようなパワーコンディショナでは、２つのスイッチ素子を直列に接続してなるチョッパ回路と、チョッパ回路に並列接続されたコンデンサと、このチョッパ回路内のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御して前記コンデンサの充放電を制御する制御回路と、を含み、前記制御回路は、前記コンデンサの両端間電圧を計測する計測回路部と、前記計測回路部の計測出力から所定の制御動作を行う制御回路部と、を含み、前記計測回路部は、前記コンデンサの両端間電圧を差動増幅する差動増幅回路を含む一方、制御回路部は、差動増幅回路からの計測出力により前記スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うようになっている。
そして差動増幅回路はコンデンサの一方コンデンサ電極点電位と他方コンデンサ電極点電位とを入力しこれら両入力を差動増幅すると共に、その差動増幅回路の出力値を制御回路部に出力するようになっている。
しかしながら、上記差動増幅回路への上記両入力成分に同相成分（これについては実施の形態での詳述を参照）が含まれている場合、その同相成分は、誤差成分として差動増幅回路の出力に現れ、制御回路部には差動増幅回路出力のＡ／Ｄ変換値であるデジタル計測信号においてもその誤差成分が現れ、その誤差成分によりスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うから、パワーコンディショナの高精度な動作に影響を及ぼすこととなる。
したがって、本発明では、上記差動増幅回路出力中の同相成分を同相誤差として校正することで高精度な動作を可能としたパワーコンディショナおよびこれを備えた太陽光発電システムを提供することを課題とする。
（１）本発明による制御回路は、入力を交流出力に変換するべく設けられたコンデンサの両端間電圧を計測する計測回路部と、前記コンデンサを介して得られる出力が前記計測回路部の計測出力に基づいて正弦波交流出力へ変換生成されるように前記コンデンサの充放電を制御する制御動作を行う制御回路部と、を含み、前記計測回路部は、前記コンデンサの両端間電圧を差動増幅する差動増幅回路を含み、前記制御回路部は、前記コンデンサの充電期間中における該コンデンサの両端子間電圧と前記差動増幅回路の出力電圧との差分を前記差動増幅回路出力中の同相誤差として該差分のキャンセルを図るべく校正すると共に、前記校正した当該差動増幅回路からの計測出力により前記制御を行うようになっている、ことを特徴とする。
好ましい態様は、前記制御回路部は、前記同相誤差を、前記差動増幅回路を構成する抵抗の抵抗値と前記コンデンサの充電により昇圧変化する前記コンデンサの一方電極とグランドとの間電圧とに基づいて得られる同相誤差補正量によりキャンセルすることで前記校正を行うことである。
（２）本発明によるパワーコンディショナは、少なくとも２つのスイッチ素子を直列に接続してなるチョッパ回路と、チョッパ回路に並列接続されたコンデンサと、このチョッパ回路内のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御して前記コンデンサの充放電を制御する制御回路とを含み、前記制御回路は、前記コンデンサの両端間電圧を計測する計測回路部と、前記計測回路部の計測出力から所定の制御動作を行う制御回路部と、を含むパワーコンディショナであって、前記制御回路を、前記(１)に記載の制御回路により構成した、ことを特徴とする。
好ましい態様は、前記差動増幅回路への少なくとも２つの入力のうちの一方は、チョッパ回路内の一方のスイッチ素子のＯＮ期間に該スイッチ素子を介してコンデンサにその一方コンデンサ電極から直流電圧を充電させる場合の該一方コンデンサ電極のグランドからの電圧であり、同他方は、他方コンデンサ電極の同グランドからの電圧である。
別の好ましい態様は、第１、第２および第３手段を具備し、前記第１手段は、２つの第１、第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチ回路を含み、前記第１スイッチ回路は、直流電力源の正負両極間に接続された第１コンデンサに並列接続され、前記第１、第２スイッチ素子は、前記第１周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、前記第２手段は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３、第４スイッチ素子は、前記第２周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、前記第３手段は、第３スイッチ回路と第３コンデンサとの並列接続回路を含むと共に、前記並列接続回路に並列に接続された第４スイッチ回路を含み、前記第３スイッチ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続してなり、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第５、第６スイッチ素子は、前記第３周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、前記第４スイッチ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、前記第７、第８スイッチ素子を前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御するようになっており、
さらに、前記第１ないし第８スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路を具備し、前記制御回路は、前記各コンデンサそれぞれの両端間電圧を計測する計測回路部と、前記計測回路部の計測出力から所定の制御動作を行う制御回路部と、を含み、前記計測回路部は、前記各コンデンサそれぞれの両端間電圧を差動増幅する差動増幅回路を含み、前記制御回路部は、前記差動増幅回路出力中の同相成分を同相誤差として校正すると共に、前記校正した各差動増幅回路からの計測出力により前記制御を行うようになっている。
（３）本発明による太陽光発電システムは、薄膜太陽電池と、該薄膜太陽電池と商用電源との間に配されて、前記薄膜太陽電池からの直流電力を、前記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナとを備える太陽光発電システムであって、前記パワーコンディショナは、前記（２）のパワーコンディショナを具備した、ことを特徴とする。
本発明によれば、コンデンサ両端間電圧を差動増幅する差動増幅回路の出力から同相誤差を校正するようにしたので、差動増幅回路出力によりスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路においては、より高精度にスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ制御が可能となり、結果、この制御回路を備えたパワーコンディショナではより高精度な動作が可能となる。
本発明の実施形態に係る太陽光発電システムの構成図である。 図１のパワーコンディショナの動作説明に供する図である。 図１の第１チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図１の第２チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図１の第３チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。 図５の各部の電圧波形を示す図である。 入力電圧が８００Ｖの場合の各部の電圧を示す図である。 入力電圧が５２０Ｖである場合の各部の電圧を示す図である。 図１の各部の波形を示す図である。 制御回路の構成を示す図である。 制御回路の動作説明に供する図である。 制御回路の動作説明に供する図である。 制御回路の動作説明に供する図である。 従来例の構成図である。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図１は、本発明の一つの実施の形態に係る太陽光発電システムの構成図であり、単相２線の場合の構成を示している。
この実施形態の太陽光発電システムは、太陽電池パネル１と、太陽電池パネル１からの直流電力を交流電力に変換し、商用電源２と連系運転するパワーコンディショナ３と、を備えている。
太陽電池パネル１は、複数の太陽電池モジュールを直列、並列に接続して所要の発電電力を得られるように構成されている。
この実施形態の太陽電池パネル１は、アモルファスシリコン製の薄膜太陽電池から構成されている。
この実施形態のパワーコンディショナ３は、絶縁トランスを備えていない非絶縁型(トランスレス)のパワーコンディショナである。
このパワーコンディショナ３は、平滑コンデンサである第１コンデンサ４と、第１〜第３チョッパ回路５〜７と、ノイズフィルタ８と、各部の電圧等を計測して各チョッパ回路５〜７を制御する制御回路９と、を備えている。
第１〜第３チョッパ回路５〜７および制御回路９は、太陽電池パネル１に対してカスケード接続されたチョッパコンバータを構成する。
太陽電池パネル１の負極側はグランドされている。図中で示す（ａ）点はグランドであり、このグランドの電圧はゼロである。（ｂ）点は、太陽電池パネル１の正極側である。
太陽電池パネル１の正負両極間に、第１コンデンサ４が並列に接続されている。
第１チョッパ回路５は、第１コンデンサ４に並列に接続されている。
第１チョッパ回路５は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１を含む。第１、第２スイッチ素子１０、１１にはダイオードが各々逆並列に接続されている。第１チョッパ回路５は、これら２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１により第１スイッチ回路を構成している。
第１チョッパ回路５において、第１、第２スイッチ素子１０、１１は、制御回路９からのゲート信号によって、系統周波数、例えば５０Ｈｚと同じ第１周波数ｆ1で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。これら第１、第２スイッチ素子１０、１１は、第２、第３チョッパ回路６、７のスイッチ素子１２〜１７と同様に、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。なお、スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の他のスイッチ素子であってもよい。
第２チョッパ回路６は、第２コンデンサ１８と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第３、第４スイッチ素子１２、１３を直列接続してなる第２スイッチ回路と、を含む。第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路とは互いに並列接続されている。第３、第４スイッチ素子１２、１３は、制御回路９からのゲート信号によって、第１周波数ｆ1の２倍の周波数である第２周波数ｆ2、例えば、１００Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
この第２チョッパ回路６において第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路との並列接続一端側は、第１チョッパ回路５において第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｃ）で示す。図中（ｃ）（ｄ）は第２コンデンサ１８の両コンデンサ電極側に該当する。
第３チョッパ回路７は、ダイオードを逆並列に接続した２つの第５、第６スイッチ素子１４、１５を直列接続してなる第３スイッチ回路と、第３コンデンサ１９と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第７、第８スイッチ素子１６、１７を直列接続してなる第４スイッチ回路と、を含む。第３チョッパ回路７において、これら第３スイッチ回路、第３コンデンサ１９および第４スイッチ回路は互いに並列接続されている。これら回路の並列接続一端側と他端側とをそれぞれ図中（ｆ）（ｇ）で示す。第３コンデンサ１９の両コンデンサ電極側はこの（ｆ）（ｇ）に該当する。
第５、第６スイッチ素子１４、１５は、制御回路９からのゲート信号によって、第１周波数ｆ1の３倍の周波数である第３周波数ｆ3、例えば、１５０Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
第７、第８スイッチ素子１６、１７は、制御回路９からのゲート信号によって、高周波数ｆ4、例えば、１８ｋＨｚでＰＷＭ制御される。
第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５の直列接続部は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｅ）で示す。
また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部に、リアクトル２０と第４コンデンサ２１とからなるノイズフィルタ８が接続されている。その接続点を図中（ｈ）で示す。
このノイズフィルタ８には、図示しない負荷および商用電源２が接続されている。
制御回路９は、系統電圧Ｖｓおよび系統電流Ｉｓを、図示しない差動増幅回路等を介して計測し、従来と同様に商用電源２の系統周波数に同期した正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*を算出するとともに、第１〜第３コンデンサ４、１８、１９の両端の電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３を図１０に示す差動増幅回路等を介して計測して、各チョッパ回路５〜７を制御するためのゲート信号を生成する。
前記電圧Ｖｄ１は、グランドである（ａ）点電圧を基準として（ｂ）点に現れる太陽電池パネル１の直流出力電圧である。
電圧Ｖｄ２は、第２チョッパ回路６の第２コンデンサ１８の一方のコンデンサ電極点（ｄ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｃ）での充電電圧である。
電圧Ｖｄ３は、第３チョッパ回路７の第３コンデンサ１９の一方のコンデンサ電極点（ｆ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｇ）での充電電圧である。
図２は、この実施形態の各チョッパ回路５〜７の動作の概略を説明するための図であり、同図（Ａ）は図１の要部の構成図、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、同図（Ａ）中の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をそれぞれを示しており、同図（Ｂ），（Ｃ）には、上述の系統に同期した正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*の波形を細い実線で示している。
前記電圧Ｖ１は、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位とした第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧である。
電圧Ｖ２は、前記（ｃ）点の電位を第２基準電位とした第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。
電圧Ｖ３は、第３チョッパ回路７の第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
第１チョッパ回路５では、商用電源２の系統周波数と同じ５０Ｈｚの場合、系統周波数と同じ５０Ｈｚの第１周波数ｆ1で第１、第２スイッチ素子１０、１１を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
これにより、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、正側に立ち上がる複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列となる。この電圧Ｖ１の方形波の電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１となる。
第２チョッパ回路６では、第１周波数ｆ1の２倍の周波数である１００Ｈｚの第２周波数ｆ2で第３，第４スイッチ素子１２、１３を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
これにより、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、同図（Ｃ）に示すように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準として、負側に立ち下がる複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列となる。
この電圧Ｖ２の方形波の電圧レベルは、直流出力電圧Ｖｄ１の１／２となるように制御される。
この第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、グランドである（ａ）点を基準とした場合、すなわち、第１基準電位を基準とした場合は、後述の図４（Ｄ）に示すように、（ａ）−（ｃ）点間の電圧Ｖ１と、（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した正負に交互に変化する正弦波状に対応した階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２となる。この階段状の電圧Ｖ１＋Ｖ２は、図４（Ｄ）に細い実線で示される上述の正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*と同期して正負に交互に変化する。
第３チョッパ回路７では、この階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*との差電圧を補償するように第５、第６スイッチ素子１４、１５を、第１周波数ｆ1の３倍の周波数である１５０Ｈｚの第３周波数ｆ3で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御し、また、第７、第８スイッチ素子１６、１７を、１８ｋＨｚの周波数ｆ４でＰＷＭ制御する。
これによって、図２（Ａ）の第３チョッパ回路７の第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準としてＰＷＭの平均値で示すと、図２(Ｄ)に示すように、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*との差電圧に対応したものとなる。
したがって、第３チョッパ回路６の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準とした場合には、商用電源２に同期した目標電圧の指令値Ｖ*に対応した正弦波状の電圧となる。
以下、第１〜第３チョッパ回路５〜７の動作原理を更に詳細に説明する。
図３は、第１チョッパ回路５の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は太陽電池パネル１、第１コンデンサ４および第１チョッパ回路５を、同図（Ｂ）は（ａ）−（ｃ）間電圧Ｖ１をそれぞれ示している。特に、同図（Ｂ）には、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*を細い実線で示している。
太陽電池パネル１の正極側である（ｂ）点には、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として第１コンデンサ４で平滑化された太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１が現れる。
第１チョッパ回路５において、直流出力電圧Ｖｄ１は、５０Ｈｚの第１周波数ｆ1で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第１、第２スイッチ素子１０、１１によってチョッピングされる。
第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦのときは、（ｂ）点電圧である第１コンデンサ４の充電電圧Ｖｄ１が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮのときは、（ａ）点のグランド電圧が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
したがって、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、グランド電位を第１基準電位として正側に立ち上がる複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列となる。この電圧Ｖ１は、（ａ）点を基準とした第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧であり、方形波の電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１、例えば、８００Ｖとなる。
この第１チョッパ回路５では、系統の電圧と位相が一致した方形波電圧列を生成するので、有効電力を出力することができる。
図４は、第２チョッパ回路６の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は第１チョッパ回路５および第２チョッパ回路６を、同図（Ｂ）は電圧Ｖ１を、同図（Ｃ）は電圧Ｖ２を、同図（Ｄ）は電圧Ｖ１＋Ｖ２をそれぞれ示しており、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*を細い実線で併せて示している。
第２チョッパ回路６において、同図（Ｂ）に示される（ｃ）点の電圧Ｖ１は、１００Ｈｚの第２周波数ｆ2で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第３，第４スイッチ素子１２、１３により、チョッピングされる。
第３スイッチ素子１２がＯＮ、第４スイッチ素子１３がＯＦＦのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点と同電位となり、第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電位は、（ｃ）点の電位よりもマイナスとなる。したがって、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電位を第２基準電位として同図（Ｃ）に示すように、負側に立ち下がる複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列となる。
なお、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦしたときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８が充電される。また、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮしているときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８の充電電荷はそれらＯＮしているスイッチ素子１１，１３を介して放電される。このように第２コンデンサ１８は、図４（Ｃ）に示すように、充電期間Ｔ１に亘る充電と、放電期間Ｔ２に亘る放電とを交互に繰り返し、（ｃ）点の第２基準電位を基準にして負側に立ち下がる方形波電圧が生成される。この方形波の電圧レベルＶｄ２は、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１の１／２（Ｖｄ２＝−Ｖｄ１／２）、例えば、４００Ｖである。
前記電圧Ｖ２は、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準とした第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。したがって、第２チョッパ回路６では、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として（ｅ）点には、同図（Ｂ）の（ａ）−（ｃ）点間電圧Ｖ１と、同図（Ｃ）の（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した、同図（Ｄ）に示す正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*の変化に対応して交互に正負に変化する階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２が現れることになる。
この第２チョッパ回路６では、負側に立ち下がる方形波電圧列を生成するので、偶数次の高調波を除去することができ、また、等しい電力で充電と放電とを繰り返すので原理的な有効電力は、ゼロとなる。
また、充放電は，後述の図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが第２コンデンサ１８を流れることで行われる。図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが正のとき図４（Ｃ）のＴ１の期間第２コンデンサ１８は正弦波電流で充電される。このため、実際の動作ではＴ１期間徐々にＶ２は減少する。同様に、図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが負のとき図４（Ｃ）のＴ２の期間第２コンデンサ１８は正弦波電流で放電される。このため、実際の動作ではＴ２期間徐々にＶ２は増加する。
図５は、第３チョッパ回路７の動作原理を説明するための図であり、図６（Ａ）は前記階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２を、同図（Ｂ）は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準として、第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３をＰＷＭの平均値で示したものであり、図６（Ａ）には、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*を細い実線で併せて示している。
第５，第６スイッチ素子１４、１５は、図６（Ａ）に示す（ｅ）点の階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*との差電圧の正負に応じたタイミングでＯＮ／ＯＦＦ制御される。その結果、上記電圧Ｖ１＋Ｖ２は、そのＯＮ／ＯＦＦ制御のタイミングで第３コンデンサ１９に充放電される。
換言すれば、電圧Ｖ１＋Ｖ２＞正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*の関係式が成立するときは、差電圧は正であり、第５スイッチ素子１４がＯＮ、第６スイッチ素子１５がＯＦＦに制御される結果、電圧Ｖ１＋Ｖ２は第３コンデンサ１９に充電される。
一方、電圧Ｖ１＋Ｖ２＜正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*の関係式が成立するときは、差電圧は負であり、第５スイッチ素子１４がＯＦＦ、第６スイッチ素子１５がＯＮに制御される結果、第３コンデンサ１９に充電された電圧は放電される。
上記差電圧の大小関係の周期は、第３周波数ｆ3である１５０Ｈｚであり、結果として、第５，第６スイッチ素子１４、１５は、その第３周波数ｆ3で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
更に、第３チョッパ回路７では、電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*との差電圧を補正するデューティで、第１周波数ｆ1よりも数百倍高い周波数である１８ｋＨｚの第４周波数ｆ4で第７、第８スイッチ素子１６、１７をＰＷＭ制御する。これによって、第７，第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ｂ）に示すように、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*との差電圧に対応する電圧Ｖ３が現れる。この電圧Ｖ３は、ＰＷＭの平均値を示しており、この電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
したがって、第３チョッパ回路７では、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準として、第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ａ）に示される（ａ）−（ｅ）点間電圧Ｖ１＋Ｖ２と、図６（Ｂ）に示される（ｅ）−（ｈ）点間電圧Ｖ３とを合計した、図６（Ａ）の細い実線で示される電力系統周波数の変化と同相の正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*が現れることになる。
この第３チョッパ回路７では、系統周波数の３倍の周波数でチョッピングするとともに、正弦波電圧との差分をなくしているので、第３次以上の高調波を抑制することができる。
次に、図１の制御回路９による各チョッパ回路５〜７のチョッパ制御について、更に詳細に説明する。
制御回路９は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１に対するゲート信号によって、上述の図３（Ｂ）の正側に立ち上がる複数の方形波電圧のパルス幅を制御する。
すなわち、第１チョッパ回路５の出力電圧の基本波成分を、系統電源の基本波電圧と一致させるように制御するものであり、方形波電圧のパルス幅δが、例えば、次式で算出される値になるように制御する。
δ＝ｓｉｎ-1[（√２πＶ）／（２Ｖｄ１）]
ここで、Ｖは、系統電源の電圧Ｖｓの実効値である。
このパルス幅δを、Δδ1だけ調整すると、基本波電圧を増減することができ、このΔδ1を、計測した上述の電圧Ｖｄ３とその目標値Ｖｄ３*との誤差に係数を乗じて算出する。
制御回路９は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３に対するゲート信号によって、上述の図４（Ｃ）に示される電圧Ｖｄ２が、第１チョッパ回路５の電圧Ｖｄ１の１／２になるように制御する。
すなわち、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３がゲート信号によってＯＮ／ＯＦＦ制御されると、上述のように第２コンデンサ１８が充電と放電とを繰り返し、図４（Ｃ）に示す負側に立ち下がる複数の方形波電圧列を生成するのであるが、充電期間Ｔ１、すなわち、充電に対応する方形波のパルス幅は、第１チョッパ回路５から出力される方形波のパルス幅と同じであり、放電期間Ｔ２、すなわち、放電に対応する方形波のパルス幅は、充電に対応する方形波のパルス幅を、Δδ2だけ微調整したものである。
このΔδ2は、計測した電圧Ｖｄ２と目標とする電圧Ｖｄ２*との誤差に係数値を乗じて算出する。この目標とする電圧Ｖｄ２*を、計測した電圧Ｖｄ１の１／２の電圧としている。
制御回路９は、太陽電池パネル１の発電出力の変動に応じて、方形波電圧のパルス幅を上述のように制御する。
図７および図８に、太陽電池パネル１からの入力電圧Ｖｄ１が変動した場合の正側および負側の方形波電圧Ｖ１，Ｖ２のシミュレーション波形を示す。図７は、入力電圧Ｖｄ１が８００Ｖの場合を、図８は、入力電圧Ｖｄ１が５２０Ｖである場合をそれぞれ示している。
図７（Ａ）、図８（Ａ）は正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*を示す。図７（Ｂ）、図８（Ｂ）は第１チョッパ回路５による正側の電圧Ｖ１を示す。図７（Ｃ）、図８（Ｃ）は第２チョッパ回路６による負側の電圧Ｖ２を示す。
入力電圧Ｖｄ１が低くなると、図８（Ｂ）に示す正側の方形波および図８（Ｃ）に示す負側の方形波のいずれのパルス幅も、図７に比べて広くなるように制御することが分かる。
また、制御回路９は、上述の図６（Ａ）に示す階段波状の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*との差電圧の正負に応じてタイミングで、第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御し、更に、前記差電圧を補正するようなデューティで、第７、第８スイッチ素子１６、１７を高周波数でＰＷＭ制御し、上述のように目標電圧の指令値Ｖ*の正弦波電圧を生成する。
図９は、図１の各部のシミュレーション波形を示すものであり、いずれもグランドを基準としている。
図９（Ａ）は系統電圧Ｖｓ、図９（Ｂ）は第３チョッパ回路７の出力電圧Ｖ、図９（Ｃ）は系統電流Ｉｓ、図９（Ｄ）は電圧Ｖ１およびＶ２（破線）、図９（Ｅ）は電圧Ｖ３、図９（Ｆ）は電圧Ｖｄ２およびＶｄ３（破線）である。
この実施形態では、上述のように、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１は、例えば、８００Ｖの電圧を５０Ｈｚの第１周波数ｆ1でスイッチングし、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３は、例えば、４００Ｖの電圧を１００Ｈｚの第２周波数ｆ2でスイッチングし、第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５は、例えば、２６０Ｖの電圧を１５０Ｈｚの第３周波数ｆ3でスイッチングしている。すなわち、これらスイッチ素子１０〜１５は、従来のパワーコンディショナのＰＷＭ制御のインバータのＰＷＭ周波数に比べて、はるかに低い周波数でスイッチングしている。
また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７は、階段波状の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ*との差電圧である２６０Ｖ程度の電圧を１８ｋＨｚの高い周波数でＰＷＭ制御している。すなわち、第７、第８スイッチ素子１６、１７では、従来のパワーコンディショナのＰＷＭ制御のインバータに比べて、低い電圧をスイッチングしている。
このように、第１〜第３チョッパ回路５〜７の第１〜６スイッチ素子１０〜１５では、従来のＰＷＭ制御に比べて、はるかに低い周波数でスイッチングしているので、スイッチング損失を低減できるとともに、導通損失の低いスイッチ素子や安価なスイッチ素子を選択することができる一方、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７では、従来のＰＷＭ制御に比べて低い電圧をスイッチングするので、スイッチング損失を低減することが可能となる。
これによって、パワーコンディショナ３の電力変換効率を、従来例のパワーコンディショナに比べて向上させることができる。
なお、方形波電圧生成手段は、第１チョッパ回路５、第２チョッパ回路６、第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５および第３コンデンサ１９、並びに、それらを制御する制御回路９を含み、正弦波電圧生成手段は、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７およびそれらを制御する制御回路９を含む。
この実施形態では、太陽電池パネル１は、上述のようにアモルファスシリコン製の薄膜太陽電池から構成されている。
かかるアモルファスシリコン製の太陽電池では、その負極側電位がグランド電位より低くなると、経年劣化を起こすことが知られており、その対策のため、その負極側をグランド電位にする必要がある。
しかしながら、上述の図１４に示される非絶縁型のパワーコンディショナ１００では、直流側と交流側とでは、基準電位のレベルが異なるために、パワーコンディショナ１００の入力側である太陽電池１の負極側をグランド電位にすることができない。これに対して、本実施の形態のパワーコンディショナ３では、直流側と交流側との基準電位のレベルが同じであるので、太陽電池１の負極側をグランド電位にすることが可能となる。
上述の実施形態では、単相２線の場合に適用して説明したけれども、本発明の他の実施形態として、単相３線、Δ型三相３線、Ｙ型三相４線に適用してもよい。
次に、図１０を参照して、本実施の形態の特徴である制御回路９について説明する。制御回路９は、図１０で示すように、第１ないし第３コンデンサ４，１８，１９それぞれの両端間電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２，Ｖｄ３を計測する計測回路部９ａと、前記計測回路部９ａの計測出力から所定の制御動作を行う制御回路部９ｂと、を含む。
計測回路部９ａは、第１ないし第３コンデンサ４，１８，１９それぞれの両端間電圧を差動増幅する第１ないし第３差動増幅回路９ａ１，９ａ２，９ａ３を含む。
制御回路部９ｂは、第１ないし第３差動増幅回路９ａ１，９ａ２，９ａ３それぞれの出力中の同相成分を同相誤差として校正すると共に、前記校正した第１ないし第３差動増幅回路９ａ１，９ａ２，９ａ３それぞれからの計測出力により各スイッチ素子１０−１７へＯＮ／ＯＦＦ制御出力を出力するようになっている。
以上の構成を具備したパワーコンディショナ３においては、第１ないし第３コンデンサ４、１８、１９の両端の電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３を差動増幅する差動増幅回路９ａ１，９ａ２，９ａ３においては、それらへの入力成分に同相成分が含まれている場合、その同相成分が、誤差成分として出力側に現れる。
制御回路部９ｂには差動増幅回路９ａ１，９ａ２，９ａ３からのアナログ計測信号をＡ／Ｄ変換し、そのＡ／Ｄ変換値であるデジタル計測信号においてはその誤差成分が含まれる。そのため、その誤差成分が含まれた状態にて各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うと、パワーコンディショナ３の高精度な動作に影響を及ぼすこととなる。
そこで、本実施の形態ではそうした同相誤差成分を校正するようにしたことを特徴とする。以下では、差動増幅回路９ａ２を代表し図１１を参照して説明する。他の差動増幅回路９ａ３においても同様である。差動増幅回路９ａ２は、抵抗Ｒ１−Ｒ４とアンプ部ＡＭＰとを備え、アンプ部ＡＭＰの一方入力側は抵抗Ｒ１を介して第２コンデンサ１８の一方コンデンサ電極（（ｃ）点）に接続され、他方入力側は抵抗Ｒ３を介して第２コンデンサ１８の他方コンデンサ電極（（ｄ）点）に接続されている。そして、アンプ部ＡＭＰの一方入力側の電圧Ｖｉｎ１は第２コンデンサ１８の一方コンデンサ電極（（ｃ）点）におけるグランド（（ａ）点）からの電圧であり、他方入力側の電圧Ｖｉｎ２は第２コンデンサ１８の他方コンデンサ電極（（ｄ）点）におけるグランド（（ａ）点）からの電圧である。そして各抵抗Ｒ１ないしＲ４の抵抗値をＲ１ないしＲ４、差動増幅回路９ａ２の出力電圧をＶｏｕｔとすると、差動増幅回路９ａ２の出力は、次式（１）で算出することができる。なお、電圧Ｖ１は、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位とした第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧である。電圧Ｖ２は、（ｃ）点の電位を第２基準電位とした第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。
Ｖｉｎ１＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＋Ｖｏｕｔ＊Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｖｉｎ２＊Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）…（１）
上記式（１）において差動成分を（Ｖｉｎ２−Ｖｉｎ１）＝Ｖｄ２とし、同相成分をＶｉｎ２とすると、上記式（１）は第２コンデンサ１８の両端間電圧Ｖｄ２の計測が目的であるので、差動成分と同相成分とに分離すると、次式（２）を得ることができる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖｉｎ２−Ｖｉｎ１）＊Ｒ２／Ｒ１＋Ｖｉｎ２＊（Ｒ１＊Ｒ４−Ｒ２＊Ｒ３）／｛Ｒ１＊（Ｒ３＋Ｒ４）｝＋Ｖｏｕｔ‐ｏｆｆｓｅｔ …（２）
ここで、第１項（Ｖｉｎ２−Ｖｉｎ１）＊Ｒ２／Ｒ１が差動成分であり、第２項Ｖｉｎ２＊（Ｒ１＊Ｒ４−Ｒ２＊Ｒ３）／｛Ｒ１＊（Ｒ３＋Ｒ４）｝が同相成分（同相誤差と称する）であり、第３項Ｖｏｕｔ‐ｏｆｆｓｅｔが差動増幅回路９ａ２固有のオフセット値である。
そして、差動増幅回路９ａ２においては、第２項の同相誤差のＶｉｎ２が変化すると、差動増幅回路９ａ２の出力Ｖｏｕｔが影響する。この同相誤差はＶｉｎ２に比例する。
図１２を参照してこの同相誤差を説明すると、図１２において、Ｌ１は第１コンデンサ４の両端間電圧Ｖｄ１を示すラインである。このラインＬ１は一定である。Ｌ２は、電圧Ｖ１を示すラインである。電圧Ｖ１はグランド（（ａ）点）からの（ｃ）点での電圧である。Ｌ３は電圧（Ｖ１−Ｖｄ２）＝Ｖｉｎ２を示すラインである。Ｌ４は商用電源２の系統周波数に同期した正弦波状の目標電圧のラインである。Ｌ５は第２コンデンサ１８の両端間電圧Ｖｄ２のラインを示す。この電圧Ｖｄ２は第２コンデンサ１８の両端間電圧である。電圧Ｖｄ２はスイッチ素子１０がＯＮのときは充電カーブを描いて上昇し、スイッチ素子１０がＯＦＦのときは充電安定から放電カーブを描いて下降する。Ｑ１は、スイッチ素子１０のＯＮ／ＯＦＦ期間、Ｑ２はスイッチ素子１１のＯＮ／ＯＦＦ期間を示す。
以上において、図１２で示すラインＬ５に対して、スイッチ素子１０のＯＮ期間では、Ｖｉｎ２の値、すなわち、（Ｖ１−Ｖｄ２）の値に比例した同相誤差が差動増幅回路９ａ２の出力Ｖｏｕｔに現れる。
この同相誤差について図１３を参照して説明する。図１３（ａ）は差動増幅回路９ａ２の出力Ｖｏｕｔを示すラインＬ５´である。第２コンデンサ１８の電圧Ｖｄ２はラインＬ５である。
差動増幅回路９ａ２で差動増幅すると、その出力Ｖｏｕｔは図１３（ａ）のラインＬ５´で示すように変化する。これは、上記式（２）の第２項成分による。スイッチ素子１０のＯＮ期間において、ラインＬ５に対してラインＬ５´とを比較して、第２コンデンサ１８の電圧Ｖｄ２に対して計測出力Ｖｏｕｔの電圧はハッチングで示す差がある。このラインＬ５´で示す出力Ｖｏｕｔが制御回路部９ｂに入力される。制御回路部９ｂでは図１３（ｂ）においその同相誤差補正量（ｒ）を有し、差動増幅回路９ａ２から入力される出力Ｖｏｕｔのスイッチ素子１０のＯＮ期間における同相誤差をその同相誤差補正量（ｒ）により校正（キャンセル）するようになっている。その結果、制御回路部９ｂにおいては図１３（ｃ）の同相誤差が補正されたラインＬ５´´に従い、スイッチ素子１０，１１のＯＮ／ＯＦＦを制御する。なお、図１３（ｂ），（ｃ）は図解のためであり、制御回路部９ｂにおいては、計測回路部９ａの差動増幅回路９ａ２から入力される図１３（ａ）の出力Ｖｏｕｔに従い、図１３（ｂ），（ｃ）に対応した内容に応じてデジタル処理するようになっている。なお、同相誤差補正量（ｒ）に関しては、図１３（ａ）のスイッチ素子のＯＮ期間の終了直前におけるラインＬ５´のレベル（ｐ）と、スイッチ素子のＯＮ期間の終了直後におけるラインＬ５´のレベル（ｑ）とのレベル差を演算し、その演算の値から同相誤差補正量（ｒ）を設定してもよい。
以上説明したように本実施の形態では、制御回路９では、計測回路部９ａの差動増幅回路９ａ１−９ａ３出力中の同相成分を同相誤差として校正し、前記校正した計測出力により、制御回路部９ｂでは所定の制御を行うようになっているので、より高精度にスイッチ素子１０−１７のＯＮ／ＯＦＦ制御が可能となり、結果、パワーコンディショナ３をより高精度に制御動作させることが可能となる。
なお、差動増幅回路９ａ３における第３コンデンサ１９の両端間電圧Ｖｄ３の差動増幅出力においても上記と同様の考えで同相誤差を校正することができるのでその詳細説明は略する。
１ 太陽電池パネル
２ 商用電源
３ パワーコンディショナ
５ 第１チョッパ回路
６ 第２チョッパ回路
７ 第３チョッパ回路
９ 制御回路
９ａ 計測回路部
９ａ１−９ａ３ 差動増幅回路
９ｂ 制御回路部
１０〜１７ 第１〜第８スイッチ素子

Claims (5)

  1. 入力を交流出力に変換するべく設けられたコンデンサの両端間電圧を計測する計測回路部と、
    前記コンデンサを介して得られる出力が前記計測回路部の計測出力に基づいて正弦波交流出力へ変換生成されるように前記コンデンサの充放電を制御する制御動作を行う制御回路部と、
    を含み、
    前記計測回路部は、前記コンデンサの両端間電圧を差動増幅する差動増幅回路を含み、
    前記制御回路部は、前記コンデンサの充電期間中における該コンデンサの両端子間電圧と前記差動増幅回路の出力電圧との差分を前記差動増幅回路出力中の同相誤差として該差分のキャンセルを図るべく校正すると共に、前記校正した当該差動増幅回路からの計測出力により前記制御を行うようになっている、
    ことを特徴とする制御回路。
  2. 前記制御回路部は、前記同相誤差を、前記差動増幅回路を構成する抵抗の抵抗値と前記コンデンサの充電により昇圧変化する前記コンデンサの一方電極とグランドとの間電圧とに基づいて得られる同相誤差補正量によりキャンセルすることで前記校正を行う、請求項１に記載の制御回路。
  3. 少なくとも２つのスイッチ素子を直列に接続してなるチョッパ回路と、チョッパ回路に並列接続されたコンデンサと、このチョッパ回路内のスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御して前記コンデンサの充放電を制御する制御回路と、を含むパワーコンディショナであって、
    前記制御回路を、前記請求項１または２に記載の制御回路により構成した、ことを特徴とするパワーコンディショナ。
  4. 前記差動増幅回路への少なくとも２つの入力のうちの一方は、チョッパ回路内の一方のスイッチ素子のＯＮ期間に該スイッチ素子を介してコンデンサに、その一方コンデンサ電極から直流電圧を充電させる場合の該一方コンデンサ電極のグランドからの電圧であり、同他方は、他方コンデンサ電極の同グランドからの電圧である、請求項３に記載のパワーコンディショナ。
  5. 薄膜太陽電池と、該薄膜太陽電池と商用電源との間に配されて、前記薄膜太陽電池からの直流電力を、前記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナとを備える太陽光発電システムであって、
    前記パワーコンディショナは、請求項３または４に記載のパワーコンディショナである、ことを特徴とする太陽光発電システム。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013140611A1 (ja) * 2012-03-23 2013-09-26 三菱電機株式会社 パワーコンディショナ、及び太陽光発電システム
JP5963531B2 (ja) * 2012-05-15 2016-08-03 オムロン株式会社 インバータ装置および太陽光発電システム
DK3011669T3 (da) 2013-06-17 2017-11-13 Abb Schweiz Ag Kondensatorkortslutning i en højspændingsomformer
JP5839011B2 (ja) * 2013-09-18 2016-01-06 株式会社デンソー 電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5424677A (en) * 1994-07-01 1995-06-13 Fluke Corporation Common mode error correction for differential amplifiers
GB2294821A (en) * 1994-11-04 1996-05-08 Gec Alsthom Ltd Multilevel converter
US5642275A (en) * 1995-09-14 1997-06-24 Lockheed Martin Energy System, Inc. Multilevel cascade voltage source inverter with seperate DC sources
SG68589A1 (en) * 1995-09-27 1999-11-16 At & T Corp Differential amplifier circuit for use in a read channel for a magnetic recording system
JP3874217B2 (ja) * 1997-10-13 2007-01-31 ソニー株式会社 指紋読取り装置及びその方法
JP3941346B2 (ja) 2000-06-16 2007-07-04 オムロン株式会社 太陽光発電システムにおけるパワーコンディショナ
US6854076B2 (en) * 2001-04-03 2005-02-08 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for calibration of an electronic device
JP2002354677A (ja) 2001-05-28 2002-12-06 Japan Storage Battery Co Ltd 太陽光発電用パワーコンディショナ
JP3979278B2 (ja) 2002-11-29 2007-09-19 松下電工株式会社 系統連系インバータ装置
DE102005041825A1 (de) * 2005-09-02 2007-03-15 Siemens Ag Regelvorrichtung für eine dreiphasige Drehstrommaschine
JP4661524B2 (ja) 2005-10-26 2011-03-30 Ｔｄｋ株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータとその制御方法
JP4762824B2 (ja) * 2006-08-10 2011-08-31 株式会社豊田中央研究所 電力変換回路
JP5040013B2 (ja) 2007-09-06 2012-10-03 三菱自動車工業株式会社 車両の旋回挙動制御装置
EP2148417B1 (de) * 2008-07-22 2018-01-10 SMA Solar Technology AG Wechselrichterschaltungsanordnung für einen Photovoltaikgenerator mit mehreren eingangs seriell geschalteten Stromrichtern
JP4888817B2 (ja) 2009-03-13 2012-02-29 オムロン株式会社 パワーコンディショナおよび太陽光発電システム

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