CN102195290A - 控制电路、包括控制电路的功率调节器、太阳光发电系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种控制电路、包括控制电路的功率调节器、太阳光发电系统，能够将太阳光发电系统的功率调节器以更高精度地动作。包括：斩波电路(5)；与斩波电路并联连接的电容器(18)；以及控制斩波电路内的开关元件(10、11)的接通/断开而控制所述电容器的充放电的控制电路(9)，控制电路(9)包括：测量电容器(18)的两端间电压的测量电路部(9a)；以及根据测量电路部(9a)的测量输出进行规定的控制动作的控制电路部(9b)，测量电路部(9a)包括对电容器(18)的两端间电压进行差动放大的差动放大电路(9a2)，控制电路部(9b)将差动放大电路(9a2)的输出中的同相分量作为同相误差进行校准，并根据校准的差动放大电路(9a2)的输出来进行控制。

Description

控制电路、包括控制电路的功率调节器、太阳光发电系统
技术领域
本发明涉及控制电路、包括该控制电路的功率调节器以及太阳光发电系统。
背景技术
一般，太阳光发电系统通过功率调节器，将来自太阳电池的直流电力转换为与系统连接的商用频率的交流电力，并将转换后的交流电力提供给与商用电力系统连接的家庭内负载，另一方面，在交流电力超出家庭内负载的功耗的情况下，能够将剩余电力逆流到系统侧。在这样的功率调节器中，多使用电力转换效率高的非绝缘型。(例如，参照专利文献1)。
图14表示包括非绝缘型的功率调节器的太阳光发电系统的结构例。功率调节器100与商用电源2连接运转。功率调节器100包括：对来自太阳电池面板1的发电输出进行平滑化的平滑电容器101；PWM控制的逆变器102；由扼流圈构成的滤波器103；以及未图示的控制电路。在功率调节器100中，通过平滑电容器101对来自太阳电池面板1的发电输出进行平滑化。逆变器102由开关元件104～107构成，该开关元件104～107由二极管分别反并联连接的4个MOSFET等构成。在功率调节器100中，进行用于使逆变器102内的开关元件104～107以18kHz前后的高的频率接通/断开的开关控制，从而将通过平滑电容器101平滑化的太阳电池面板1的发电输出转换输出为与商用电力系统同步的交流电力。功率调节器100将这样转换的交流电力经由滤波器103而提供给未图示的负载，或者逆流到系统测。
作为构成太阳电池面板1的太阳电池，转换效率高的结晶系太阳电池成为主流。还使用能够将作为原料的硅的使用量大幅削减且生产工艺也简单且能够大面积化的便宜的薄膜太阳电池。已知在由非结晶型硅构成的薄膜太阳电池中，若太阳电池的负极侧低于绝对电位，则会引起历时恶化。
为了防止这样的薄膜太阳电池中的恶化，需要将薄膜太阳电池的负极侧设为地电位。但是在非绝缘型的功率调节器100中，由于直流侧和交流侧的基准电位的电平不同，所以不能将作为功率调节器100的输入侧的太阳电池的负极侧设为地电位。
因此，本申请的申请人已经提供了能够防止薄膜太阳电池的恶化的非绝缘型的功率调节器和使用了该功率调节器的太阳光发电系统(平成21年3月13日申请的特愿2009-61916)。
【专利文献1】(日本)特开2002-10496号公报
另外，在上述本申请人提供的太阳光发电系统中，包括将来自太阳电池面板的直流电力转换为交流电力，与商用电源连接运转的功率调节器。在这样的功率调节器中，包括：将两个开关元件串联连接而成的斩波电路；并联连接到斩波电路的电容器；以及控制该斩波电路内的开关元件的接通/断开，从而控制所述电容器的充放电的控制电路，所述控制电路包括：测量所述电容器的两端间电压的测量电路部；以及根据所述测量电路部的测量输出，进行规定的控制动作的控制电路部，所述测量电路部包括对所述电容器的两端间电压进行差动放大的差动放大电路，另一方面，控制电路部根据来自差动放大电路的测量输出，进行所述开关元件的接通/断开控制。
并且，差动放大电路输入电容器的一个电容器电极点电位和另一个电容器电极点电位，并对这两个输入进行差动放大，且将该差动放大电路的输出值输出到控制电路部。
但是，在对于上述差动放大电路的上述两个输入分量中包含有同相分量(关于此参照实施方式中的详细叙述)的情况下，该同相分量作为误差分量而出现在差动放大电路的输出上，在控制电路中，在差动放大电路的输出的A/D转换值即数字测量信号中也出现该误差分量，由于根据该误差分量来进行开关元件的接通/断开控制，所以对功率调节器的高精度的动作产生影响。
发明内容
因此，本发明的课题在于，提供一种通过将上述差动放大电路输出中的同相分量作为同相误差进行校准，从而进行高精度的动作的功率调节器和包括该功率调节器的太阳光发电系统。
(1)本发明的控制电路的特征在于，包括：测量电路部，测量电容器的两端间电压；以及控制电路部，根据所述测量电路部的测量输出，进行控制动作，所述测量电路部包括对所述电容器的两端间电压进行差动放大的差动放大电路，所述控制电路部将所述差动放大电路的输出中的同相分量作为同相误差进行校准，并根据所述校准的、来自该差动放大电路的测量输出来进行所述控制。
优选的方式是，所述控制电路部通过根据同相误差校正量来消除所述同相误差，从而进行所述校准。
(2)本发明的功率调节器包括：斩波电路，至少将两个开关元件串联连接而成；电容器，并联连接到斩波电路；以及控制电路，控制该斩波电路内的开关元件的接通/断开，从而控制所述电容器的充放电，所述控制电路包括：测量电路部，测量所述电容器的两端间电压；以及控制电路部，根据所述测量电路部的测量输出，进行规定的控制动作，其特征在于，由所述(1)所述的控制电路来构成所述控制电路。
优选的方式是，对于所述差动放大电路的至少两个输入中的一个为如下电压：在斩波电路内的一个开关元件的接通期间、经由该开关元件、对电容器从该电容器的一个电容器电极充电直流电压时的该一个电容器电极离地的电压，而至少两个输入中的另一个为另一个电容器电极离同一个地的电压。
其他的优选的方式是，包括第1、第2、第3部件，所述第1部件包括将两个第1、第2开关元件串联连接而成的第1开关电路，所述第1开关电路并联连接到与直流电源的正负两极之间连接的第1电容器，所述第1、第2开关元件在所述第1频率交替地接通/断开，所述第2部件包括第2电容器和第2开关电路的并联连接电路，所述并联连接电路的并联连接一侧连接到所述第1、第2开关元件的串联连接部，所述第2开关电路将两个第3、第4开关元件串联连接而成，所述第3、第4开关元件在所述第2频率交替地接通/断开，所述第3部件包括第3开关电路和第3电容器的并联连接电路的同时包括与所述并联连接电路并联连接的第4开关电路，所述第3开关电路将两个第5、第6开关元件串联连接而成，所述第5、第6开关元件的串联连接部连接到所述第3、第4开关元件的串联连接部，所述第5、第6开关元件在所述第3频率交替地接通/断开，所述第4开关电路将两个第7、第8开关元件串联连接而成，将所述第7、第8开关元件以比所述第3频率高的PWM频率进行PWM控制。
此外，包括控制所述第1至第8开关元件的接通/断开的控制电路，所述控制电路包括：测量电路部，测量所述各个电容器各自的两端间电压；以及控制电路部，根据所述测量电路部的测量输出，进行规定的控制动作，所述测量电路部包括对所述各个电容器各自的两端间电压进行差动放大的差动放大电路，所述控制电路部将所述差动放大电路的输出中的同相分量作为同相误差进行校准，并根据所述校准的、来自该差动放大电路的测量输出来进行所述控制。
(3)本发明的太阳光发电系统，包括薄膜太阳电池和功率调节器，该功率调节器配置在该薄膜太阳电池和商用电源之间，将来自所述薄膜太阳电池的直流电力转换为与所述商用电源系统连接的交流电力而输出，其特征在于，所述功率调节器是所述(2)的功率调节器。
根据本发明，由于从对电容器两端间电压进行差动放大的差动放大电路的输出中校准同相误差，所以在根据差动放大电路的输出来控制开关元件的接通/断开的控制电路中，能够更高精度地进行开关元件的接通/断开控制，其结果，在包括该控制电路的功率调节器中，能够进行更高精度的动作。
附图说明
图1是本发明的实施方式的太阳光发电系统的结构图。
图2(A)～(D)是用于图1的功率调节器的动作说明的图。
图3(A)～(B)是用于说明图1的第1斩波电路的动作原理的图。
图4(A)～(D)是用于说明图1的第2斩波电路的动作原理的图。
图5是用于说明图1的第3斩波电路的动作原理的图。
图6(A)～(B)是表示图5的各个部分的电压波形的图。
图7(A)～(C)是表示在输入电压为800V的情况下的各个部分的电压的图。
图8(A)～(C)是表示在输入电压为520V的情况下的各个部分的电压的图。
图9(A)～(F)是表示图1的各个部分的波形的图。
图10是表示控制电路的结构的图。
图11是用于控制电路的动作说明的图。
图12是用于控制电路的动作说明的图。
图13是用于控制电路的动作说明的图。
图14是以往例的结构图。
标号说明
1  太阳电池面板
2  商用电源
3  功率调节器
5  第1斩波电路
6  第2斩波电路
7  第3斩波电路
9  控制电路
9a 测量电路部
9a1-9a3 差动放大电路
9b 控制电路部
10～17  第1～第8开关元件
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。
图1是本发明的一个实施方式的太阳光发电系统的结构图，表示单相2线的情况的结构。
该实施方式的太阳光发电系统包括太阳电池面板1和功率调节器3，功率调节器3将来自太阳电池面板1的直流电力转换为交流电力，并与商用电源2连接运转。
太阳电池面板1构成为，将多个太阳电池模块串联、并联连接而获得所需的发电电力。
该实施方式的太阳电池面板1由非结晶型硅制的薄膜太阳电池构成。
该实施方式的功率调节器3是不具有绝缘变压器的非绝缘型(transformerless)的功率调节器。
该功率调节器3包括作为平滑电容器的第1电容器4、第1～第3斩波电路5～7、噪声滤波器8、以及测量各个部分的电压等而控制各个斩波电路5～7的控制电路9。
第1～第3斩波电路5～7以及控制电路9构成对太阳电池面板1级联(cascade)连接的斩波转换器(chopper converter)。
太阳电池面板1的负极侧接地。图中所示的(a)点是地，该地的电压为零。(b)点是太阳电池面板1的正极侧。
在太阳电池面板1的正负两极之间并联连接了第1电容器4。
第1斩波电路5并联连接到第1电容器4。
第1斩波电路5包括串联连接的两个第1、第2开关元件10、11。对于第1、第2开关元件10、11，分别以反并联方式连接二极管。第1斩波电路5由这两个第1、第2开关元件10、11构成第1开关电路。
在第1斩波电路5中，第1、第2开关元件10、11根据来自控制电路9的门(gate)信号，以与系统频率例如50Hz相同的第1频率f1交替地接通/断开控制。这些第1、第2开关元件10、11与第2、第3斩波电路6、7的开关元件12～17相同地，例如由N沟道MOSFET构成。另外，开关元件并不限定于MOSFET，也可以是IGBT、晶体管等其他的开关元件。
第2斩波电路6包括第2电容器18、以及将反并联方式连接二极管的两个第3、第4开关元件12、13串联连接而构成的第2开关电路。第2电容器18和第2开关电路相互并联连接。第3、第4开关元件12、13根据来自控制电路9的门信号，以作为第1频率f1的两倍频率的第2频率f2例如100Hz交替地接通/断开控制。
在该第2斩波电路6中第2电容器18和第2开关电路的并联连接一端侧连接到在第1斩波电路5中第1、第2开关元件10、11的串联连接部。图中用(c)表示该连接点。图中(c)、(d)相当于第2电容器18的两个电容器电极侧。
第3斩波电路7包括：将反并联方式连接二极管的两个第5、第6开关元件14、15串联连接而构成的第3开关电路、第3电容器19、以及将反并联方式连接二极管的两个第7、第8开关元件16、17串联连接而构成的第4开关电路。在第3斩波电路7中，这些第3开关电路、第3电容器19以及第4开关电路相互并联连接。在图中分别用(f)、(g)表示这些电路的并列连接一端侧和另一端侧。第3电容器19的两个电容器电极侧对应于该(f)、(g)。
第5、第6开关电路14、15根据来自控制电路9的门信号，以作为第1频率f1的三倍频率的第3频率f3例如150Hz交替地接通/断开控制。
第7、第8开关元件16、17根据来自控制电路9的门信号，以高频f4例如18kHz被PWM控制。
第3斩波电路7的第5、第6开关元件14、15的串联连接部连接到第2斩波电路6的第3、第4开关元件12、13的串联连接部。图中用(e)表示该连接点。
此外，在第3斩波电路7的第7、第8开关元件16、17的串联连接部，连接了由扼流圈20和第4电容器21构成的噪声滤波器8。图中用(h)表示该连接点。
在该噪声滤波器8中，连接了未图示的负载和商用电源2。
控制电路9经由未图示的差动放大电路等，测量系统电压Vs和系统电流Is，与以往相同地计算与商用电源2的系统频率同步的正弦波状的目标电压的指令值V*，并经由图10所示的差动放大电路等，测量第1～第3电容器4、18、19的两端的电压Vd1、Vd2、Vd3，生成用于控制各个斩波电路5～7的门信号。
所述电压Vd1是以地即(a)点电压作为基准，出现在(b)点的太阳电池面板1的直流输出电压。
电压Vd2是以第2斩波电路6的第2电容器18的一个电容器电极点(d)作为基准的、另一个电容器电极点(c)的充电电压。
电压Vd3是以第3斩波电路7的第3电容器19的一个电容器电极点(f)作为基准的、另一个电容器电极点(g)的充电电压。
图2是用于说明本实施方式的各个斩波电路5～7的动作的概略的图，同图(A)是图1的主要部分的结构图，同图(B)～(D)分别表示在同图(A)的电压V1、V2、V3，在同图(B)、(C)中用细实线表示与上述的系统同步的正弦波状的目标电压的指令值V*的波形。
所述电压V1是以地即(a)点的电位作为第1基准电位的、第1斩波电路5的第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电压。
电压V2是以所述(c)点的电位作为第2基准电位的、第2斩波电路6的第3、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点的电压。
电压V3是以第3斩波电路7的第5、第6开关元件14、15的串联连接部即(e)点作为基准的、第7、第8开关元件16、17的串联连接部即(h)点的电压。
在第1斩波电路5中，在与商用电源2的系统频率相同的50Hz的情况下，以与系统频率相同的50Hz的第1频率f1，将第1、第2开关元件10、11交替地进行接通/断开控制。
由此，如同图(B)所示，第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电压V1成为沿正侧上升的多个方波电压构成的第1方波电压串。该电压V1的方波的电压电平成为太阳电池面板1的直流输出电压Vd1。
在第2斩波电路6中，以作为第1频率f1的两倍频率的100Hz的第2频率f2，将第3、第4开关元件12、13交替地进行接通/断开控制。
由此，如同图(C)所示，第3、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点的电压V2成为以第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点作为基准、沿负侧下降的多个方波电压构成的第2方波电压串。
该电压V2的方波的电压电平被控制成直流输出电压Vd1的1/2。
在将地即(a)点作为基准的情况下，即将第1基准电位作为基准的情况下，如后述的图4(D)所示，该第2斩波电路6的第3、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点的电压V2成为将(a)-(c)点之间的电压V1和(c)-(e)点之间的电压V2合计的、对应于正负交替变化的正弦波状的阶梯状波形的电压V1+V2。该阶梯状的电压V1+V2与在图4(D)中用细实线表示的、上述的正弦波状的目标电压的指令值V*同步地正负交替变化。
在第3斩波电路7中，以作为第1频率f1的三倍频率的150Hz的第3频率f3，对第5、第6开关元件14、15交替地进行接通/断开控制，并以18kHz的频率f4，对第7、第8开关元件16、17进行PWM控制，以补偿该阶梯状波形的电压V1+V2与正弦波状的目标电压的指令值V*之间的差电压。
由此，若以第5、第6开关元件14、15的串联连接部即(e)点作为基准、用PWM的平均值表示图2(A)的第3斩波电路7的第7、第8开关元件16、17的串联连接部即(h)点的电压V3，则如图2(D)所示，成为对应于阶梯状波形的电压V1+V2与正弦波状的目标电压的指令值V*之间的差电压的电压。
因此，在以地即(a)点的第1基准电位作为基准的情况下，第3斩波电路6的第7、第8开关元件16、17的串联连接部即(h)点的电压V3成为对应于与商用电源2同步的目标电压的指令值V*的正弦波状的电压。
以下，进一步详细说明第1～第3斩波电路5～7的动作原理。
图3是用于说明第1斩波电路5的动作原理的图，同图(A)表示太阳电池面板1、第1电容器4以及第1斩波电路5，同图(B)表示(a)-(c)间电压V1。尤其在同图(B)中用实线表示正弦波状的目标电压的指令值V*。
在太阳电池面板1的正极侧即(b)点，出现以地即(a)点的电位作为第1基准电位、通过第1电容器4平滑化了的太阳电池面板1的直流输出电压Vd1。
在第1斩波电路5中，直流输出电压Vd1通过以50Hz的第1频率f1被交替地接通/断开控制的第1、第2开关元件10、11进行斩波。
在第1开关元件10接通、第2开关元件11断开时，作为(b)点电压的第1电容器4的充电电压Vd1出现在第1斩波电路5的第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点。
在第1开关元件10断开、第2开关元件11接通时，(a)点的地电压出现在第1斩波电路5的第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点。
因此，如上所述，如同图(B)所示，第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电压V1成为以地电位为第1基准电位、由沿正侧上升的多个方波电压构成的第1方波电压串。该电压V1是以(a)点作为基准的、第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电压，方波的电压电平成为太阳电池面板1的直流输出电压Vd1例如800V。
由于在该第1斩波电路5中，生成相位与系统的电压一致的方波电压串，所以能够输出有效功率。
图4是用于说明第2斩波电路6的动作原理的图，同图(A)表示第1斩波电路5和第2斩波电路6，同图(B)表示电压V1，同图(C)表示电压V2，同图(D)表示电压V1+V2，在同图(B)～(D)中用细实线一并表示正弦波状的目标电压的指令值V*。
在第2斩波电路6中，同图(B)所示的(c)点的电压V1通过以100Hz的第2频率f2被交替地接通/断开控制的第3、第4开关元件12、13进行斩波。
在第3开关元件12接通、第4开关元件13断开时，第3、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点与第1斩波电路5的第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点成为同电位，在第3开关元件12断开、第4开关元件13接通时，第3、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点比(c)点的电位更偏负。因此，如上所述，第3、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点的电压V2以第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电位作为第2基准电位，如同图(C)所示，成为由沿负侧下降的多个方波电压构成的第2方波电压串。
另外，在第1斩波电路5的第1开关元件10接通、第2开关元件11断开时，第2斩波电路6的第3开关元件12断开、第4开关元件13接通，从而第2电容器18被充电。此外，在第1斩波电路5的第1开关元件10断开、第2开关元件11接通时，第2斩波电路6的第3开关元件12断开、第4开关元件13接通，从而第2电容器18的充电电荷经由接通的那些开关元件11、13而被放电。这样，如图4(C)所示，第2电容器18交替地重复充电期间T1的充电和放电期间T2的放电，生成以(c)点的第2基准电位为基准、沿负侧下降的方波电压。该方波的电压电平Vd2是太阳电池面板1的直流输出电压Vd1的1/2(Vd2＝-Vd1/2)，例如400V。
所述电压V2是以第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点作为基准的第3、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点的电压。因此，在第2斩波电路6中，以地即(a)点的电位作为第1基准电位，在(e)点出现将同图(B)的(a)-(c)点间电压V1和同图(C)的(c)-(e)点间电压V2合计的、同图(D)所示的与正弦波状的目标电压的指令值V*的变化对应地正负交替变化的阶梯状波形的电压V1+V2。
由于在该第2斩波电路6中，生成沿负侧下降的方波电压串，所以能够消除偶次高频谐波，且由于以相同的电力来重复充电和放电，所以原理上的有效功率成为零。
此外，通过后述的图9(C)的系统电流Is流过第2电容器18而进行充放电。在图9(C)的系统电流Is为正时，在图4(C)的T1的期间，第2电容器18由正弦波电流充电。因此，在实际的动作中，在T1的期间，V2缓慢地减少。同样地，在图9(C)的系统电流Is为负时，在图4(C)的T2的期间，第2电容器18由正弦波电流放电。因此，在实际的动作中，在T2的期间，V2缓慢地增加。
图5是用于说明第3斩波电路7的动作原理的图，图6(A)表示所述阶梯状波形的电压V1+V2，同图(B)以第5、第6开关元件14、15的串联连接部即(e)点作为基准、用PWM的平均值表示第7、第8开关元件16、17的串联连接部即(h)点的电压V3，在图6(A)中用细实线一并表示正弦波状的目标电压的指令值V*。
在与图6(A)所示的(e)点的阶梯状波形的电压V1+V2与正弦波状的目标电压的指令值V*之间的差电压的正负对应的定时，第5、第6开关元件14、15被接通/断开控制。其结果，在该接通/断开控制的定时，上述电压V1+V2被第3电容器19充放电。
换言之，在电压V1+V2＞正弦波状的目标电压的指令值V*的关系式成立时，差电压为正，在第5开关元件14控制为接通、第6开关元件15控制为断开的结果，电压V1+V2对第3电容器19充电。
另一方面，在电压V1+V2＜正弦波状的目标电压的指令值V*的关系式成立时，差电压为负，在第5开关元件14控制为断开、第6开关元件15控制为接通的结果，充电到第3电容器19的电压被放电。
上述差电压的大小关系的周期是作为第3频率f3的150Hz，作为结果，第5、第6开关元件14、15以该第3频率f3交替地控制为接通/断开。
进而，在第3斩波电路7中，以用于校正电压V1+V2与正弦波状的目标电压的指令值V*之间的差电压的占空比、以作为比第1频率f1高数百倍的频率的18kHz的第4频率f4，对第7、第8开关元件16、17进行PWM控制。由此，在第7、第8开关元件16、17的串联连接部即(h)点中，如图6(B)所示，出现与阶梯状波形的电压V1+V2与正弦波状的目标电压的指令值V*之间的差电压对应的电压V3。该电压V3表示PWM的平均值，该电压V3是以第5、第6开关元件14、15的串联连接部即(e)点作为基准的、第7、第8开关元件16、17的串联连接部即(h)点的电压。
因此，在第3斩波电路7中，以地即(a)点的第1基准电位作为基准，在第7、第8开关元件16、17的串联连接部即(h)点中，出现将如图6(A)所示的(a)-(e)点之间的电压V1+V2和如图6(B)所示的(e)-(h)点之间的电压V3合计的、用图6(A)的细实线表示的与电力系统频率的变化同相的正弦波状的目标电压的指令值V*。
在该第3斩波电路7中，以系统频率的3倍的频率进行斩波，且消除了与正弦波电压的差分，所以能够抑制第3次以上的高频谐波。
接着，进一步详细说明图1的控制电路9对于各个斩波电路5～7的斩波控制。
控制电路9根据对于第1斩波电路5的第1、第2开关元件10、11的门信号，控制上述的图3(B)的沿正侧上升的多个方波电压的脉冲宽度。
即，控制电路9是将第1斩波电路5的输出电压的基波分量控制为与系统电源的基波电压一致的电路，且进行控制，使得方波电压的脉冲宽度δ成为例如根据下式计算出的值。
δ = sin - 1 [ ( 2 πV ) / ( 2 Vd 1 )
这里，V是系统电源的电压Vs的有效值。
若将该脉冲宽度δ调整Δδ1，则能够增减基波电压，对测量的上述的电压Vd3与其目标值Vd3*的误差乘以系数来计算该Δδ1。
控制电路9根据对于第2斩波电路6的第3、第4开关元件12、13的门信号，进行控制，使得上述的图4(C)所示的电压Vd2成为第1斩波电路5的电压Vd1的1/2。
即，若第2斩波电路6的第3、第4开关元件12、13通过门信号而被控制为接通/断开，则如上所述，第2电容器18重复充电和放电，生成如图4(C)所示的沿负侧下降的多个方波电压串，但在充电期间T1即对应于充电的方波的脉冲宽度与从第1斩波电路5输出的方波的脉冲宽度相同，在放电期间T2即对应于放电的方波的脉冲宽度是，将对应于充电的方波的脉冲宽度微调了Δδ2的宽度。
对测量的电压Vd2与设为目标的电压Vd2*的误差乘以系数值来计算该Δδ2。将该设为目标的电压Vd2*作为测量的电压Vd1的1/2的电压。
控制电路9根据太阳电池面板1的发电输出的变动，如上所述那样控制方波电压的脉冲宽度。
图7和图8表示在来自太阳电池面板1的输入电压Vd1变动的情况下的正侧和负侧的方波电压V1、V2的模拟波形。图7表示输入电压Vd1为800V的情况，图8表示输入电压Vd1为520V的情况。
图7(A)、图8(A)表示正弦波状的目标电压的指令值V*。图7(B)、图8(B)表示第1斩波电路5的正侧的电压V1。图7(C)、图8(C)表示第2斩波电路6的负侧的电压V2。
可知若输入电压Vd1降低，则控制为图8(B)所示的正侧的方波和图8(C)所示的负侧的方波的脉冲宽度都比图7宽。
此外，在与上述的图6(A)所示的阶梯状波形的电压V1+V2与正弦波状的目标电压的指令值V*之间的差电压的正负对应的定时，控制电路9将第3斩波电路7的第5、第6开关元件14、15交替地控制为接通/断开，进而，以用于校正所述差电压的占空比，以高频对第7、第8开关元件16、17进行PWM控制，如上所述，生成目标电压的指令值V*的正弦波电压。
图9是表示图1的各个部分的模拟波形的图，都以地为基准。
图9(A)是系统电压Vs，图9(B)是第3斩波电路7的输出电压V，图9(C)是系统电流Is，图9(D)是电压V1和V2(虚线)，图9(E)是电压V3，图9(F)是电压Vd2和Vd3(虚线)。
在该实施方式中，如上所述，第1斩波电路5的第1、第2开关元件10、11例如以50Hz的第1频率f1对800V的电压进行开关动作，第2斩波电路6的第3、第4开关元件12、13例如以100Hz的第2频率f2对400V的电压进行开关动作，第3斩波电路7的第5、第6开关元件14、15例如以150Hz的第3频率f3对260V的电压进行开关动作，即，这些开关元件10～15与以往的功率调节器的PWM控制的逆变器的PWM频率相比，能够以非常低的频率进行开关动作。
此外，第3斩波电路7的第7、第8开关元件16、17以18kHz的高的频率，对作为阶梯型的电压V1+V2与正弦波状的目标电压的指令值V*的差电压的260V左右的电压进行PWM控制。即，在第7、第8开关元件16、17中，能够对与以往的功率调节器的PWM控制的逆变器相比低的电压进行开关动作。
由此，在第1～第3斩波电路5～7的第1～第6开关元件10～15中，以与以往的PWM控制相比低得多的频率进行开关动作，所以能够降低开关损耗，且能够选择导通损耗低的开关元件和便宜的开关元件，另一方面，在第3斩波电路7的第7、第8开关元件16、17中，由于对与以往的PWM控制相比低的电压进行开关动作，所以能够降低开关损耗。
由此，与以往例的功率调节器相比，能够提高功率调节器3的电力转换效率。
另外，方波电压生成部件包括第1斩波电路5、第2斩波电路6、第3斩波电路7的第5、第6开关元件14、15及第3电容器19、以及控制它们的控制电路9，正弦波电压生成部件包括第3斩波电路7的第7、第8开关元件16、17以及控制它们的控制电路9。
在该实施方式中，如上所述，太阳电池面板1由非结晶型硅制的薄膜太阳电池构成。
在这样的非结晶型硅制的太阳电池中，已知若其负极侧电位低于地电位，则会引起历时恶化，为了对应于此，需要将其负极侧设为地电位。
但是，在上述的图14所示的非绝缘型的功率调节器100中，由于在直流侧和交流侧中，基准电位的电平不同，所以不能将作为功率调节器100的输入侧的太阳电池1的负极侧设为地电位。相对于此，在本实施方式的功率调节器3中，由于直流侧和交流侧的基准电位的电平相同，所以能够将太阳电池1的负极侧设为地电位。
在上述的实施方式中，应用于单相2线的情况进行了说明，但作为本发明的其他实施方式，也可以应用于单相3线、Δ型三相3线、Y型三相4线。
接着，参照图10说明作为本实施方式的特征的控制电路9。如图10所示，控制电路9包括测量第1至第3电容器4、18、19各自的两端间电压Vd1、Vd2、Vd3的测量电路部9a、以及根据所述测量电路部9a的测量输出进行规定的控制动作的控制电路部9b。
测量电路部9a包括用于对第1至第3电容器4、18、19各自的两端间电压进行差动放大的第1至第3差动放大电路9a1、9a2、9a3。
控制电路部9b将第1至第3差动放大电路9a1、9a2、9a3各自的输出中的同相分量作为同相误差来进行校准，并根据所述校准的、来自第1至第3差动放大电路9a1、9a2、9a3各自的测量输出来输出对于各个开关元件10-17的接通/断开控制输出。
在具备了以上结构的功率调节器3中，在用于对第1至第3电容器4、18、19的两端电压Vd1、Vd2、Vd3进行差动放大的差动放大电路9a1、9a2、9a3中，在对于它们的输入分量中包含有同相分量的情况下，该同相分量作为误差分量而出现在输出侧。
在控制电路部9b中，对来自差动放大电路9a1、9a2、9a3的模拟测量信号进行A/D变换，在作为该A/D变换值的数字测量信号中包含该误差分量。因此，若包含有该误差分量的状态下进行各个开关元件的接通/断开控制，则会对功率调节器3的高精度的动作产生影响。
因此，在本实施方式中，将用于校准这样的同相误差分量作为特点。以下，以差动放大电路9a2为代表，参照图11进行说明。在其他的差动放大电路9a3中也是相同的。差动放大电路9a2包括电阻R1-R4和放大器部AMP，放大器部AMP的一个输入侧经由电阻R1而连接到第2电容器18的一个电容器电极((c)点)，另一个输入侧经由电阻R3而连接到第2电容器18的另一个电容器电极((d)点)。并且，放大器部AMP的一个输入侧的电压Vin1是第2电容器18的一个电容器电极((c)点)离地((a)点)的电压，另一个输入侧的电压Vin2是第2电容器18的另一个电容器电极((d)点)离地((a)点)的电压。并且，若将各个电阻R1至R4的电阻值设为R1至R4、将差动放大电路9a2的输出电压设为Vout，则差动放大电路9a2的输出能够根据下式(1)计算出。另外，电压V1是以地即(a)点的电位作为第1基准电位的、第1斩波电路5的第1、第2开关元件10、11的串联连接部即(c)点的电压。电压V2是以(c)点的电位作为第2基准电位的、第2斩波电路6的第3、第4开关元件12、13的串联连接部即(e)点的电压
Vin1*R2/(R1+R2)+Vout*R1/(R1+R2)＝Vin2*R4/(R3+R4)......(1)
在上述式(1)中，若将差动分量设为(Vin2-Vin1)＝Vd2、将同相分量设为Vin2，则由于上述式(1)是以测量第2电容器18的两端间电压Vd2为目的，所以若分离为差动分量和同相分量，则能够获得下式(2)。
Vout＝(Vin2-Vin1)*R2/R1+Vin2*(R1*R4-R2*R3)/{R1*(R3+R4)}+Vout-offset ......(2)
这里，第1项(Vin2-Vin1)*R2/R1为差动分量，第2项Vin2*(R1*R4-R2*R3)/{R1*(R3+R4)}为同相分量(称为同相误差)，第3项Vout-offset为差动放大电路9a2固有的偏移值。
并且，在差动放大电路9a2中，若第2项的同相误差的Vin2变化，则差动放大电路9a2的输出Vout受影响。该同相误差与Vin2成比例。
若参照如12说明该同相误差，则在图12中，L1是表示第1电容器4的两端间电压Vd1的线。该线L1是一定的。L2是表示电压V1的线。电压V1是离地((a)点)的(c)点处的电压。L3是表示电压(V1-Vd2)＝Vin2的线。L4是与商用电源2的系统频率同步的正弦波状的目标电压的线。L5是表示第2电容器18的两端间电压Vd2的线。该电压Vd2是第2电容器18的两端间电压。电压Vd2在开关元件10接通时画着充电曲线而上升，而在开关元件10断开时从充电稳定起画着放电曲线而下降。Q1表示开关元件10的接通/断开期间，Q2表示开关元件11的接通/断开期间。
以上，对于图12所示的线L5，在开关元件10的接通期间，与Vin2的值即(V1-Vd2)的值成比例的同相误差出现在差动放大电路9a2的输出Vout。
参照图13说明该同相误差。图13(a)是表示差动放大电路9a2的输出Vout的线L5′。第2电容器18的电压Vd2是线L5。
若通过差动放大电路9a2进行差动放大，则其输出Vout如图13(a)的线L5′所示那样变化。这基于上述式(2)的第2项分量。在开关元件10的接通期间，比较线L5和线L5′，则相对于第2电容器18的电压Vd2，测量输出Vout的电压存在由阴影表示的差。该由线L5′所示的输出Vout输入到控制电路部9b。在控制电路部9b中，具有如图13(b)所示的同相误差校正量(r)，通过该同相误差校正量(r)来校准(消除)从差动放大电路9a2输入的输出Vout在开关元件10的接通期间的同相误差。其结果，在控制电路部9b中，根据图13(c)的校正了同相误差的线L5″来控制开关元件10、11的接通/断开。另外，图13(b)、(c)是用于图解的，在控制电路部9b中，根据从测量电路部9a的差动放大电路9a2输入的图13(a)的输出Vout，根据对应于图13(b)、(c)的内容进行数字处理。另外，关于同相误差校正量(r)，也可以计算图13(a)的开关元件的接通期间就在结束之前的线L5′的电平(p)与开关元件的接通期间就在结束之前的线L5′的电平(q)之间的电平差，根据该运算的值来设定同相误差校正量(r)。
在以上说明的本实施方式中，在控制电路9中，将测量电路部9a的差动放大电路9a1-9a3的输出中的同相分量作为同相误差来进行校准，并根据该校准的测量输出，在控制电路部9b中进行规定的控制，所以能够更高精度地进行开关元件10-17的接通/断开控制，其结果，能够使功率调节器3更高精度地进行控制动作。
另外，与上述相同的方法来校准在差动放大电路9a3中的第3电容器19的两端间电压Vd3的差动放大输出中的同相误差，所以省略其详细的说明。

Claims (5)

1.一种控制电路，其特征在于，包括：
测量电路部，测量电容器的两端间电压；以及
控制电路部，根据所述测量电路部的测量输出，进行控制动作，
所述测量电路部包括对所述电容器的两端间电压进行差动放大的差动放大电路，
所述控制电路部将所述差动放大电路的输出中的同相分量作为同相误差进行校准，并根据所述校准的、来自该差动放大电路的测量输出来进行所述控制。
2.如权利要求1所述的控制电路，其中，
所述控制电路部通过根据同相误差校正量来消除所述同相误差，从而进行所述校准。
3.一种功率调节器，包括：斩波电路，至少将两个开关元件串联连接而成；电容器，并联连接到斩波电路；以及控制电路，控制该斩波电路内的开关元件的接通/断开，从而控制所述电容器的充放电，其特征在于，
由所述权利要求1或2所述的控制电路来构成所述控制电路。
4.如权利要求3所述的功率调节器，其中，
对于所述差动放大电路的至少两个输入中的一个为如下电压：在所述斩波电路内的一个开关元件的接通期间、经由该开关元件、对电容器从该电容器的一个电容器电极充电直流电压时的该一个电容器电极离地的电压，而至少两个输入中的另一个为另一个电容器电极离同一个地的电压。
5.一种太阳光发电系统，包括薄膜太阳电池和功率调节器，该功率调节器配置在该薄膜太阳电池和商用电源之间，将来自所述薄膜太阳电池的直流电力转换为与所述商用电源系统连接的交流电力而输出，其特征在于，
所述功率调节器是权利要求3或4所述的功率调节器。
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