CN103004077B - 功率调节器 - Google Patents

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Abstract

在对串联连接的一对开关元件的导通截止中设置了死区时间期间的方式的电路中，抑制由于该死区时间期间中其中一个开关元件成为有效导通而生成的正弦波电压的波形的一部分中的失真。本功率调节器具备第1、第2组，该第1、第2组包含各自反并联连接了二极管且相互串联连接的两个开关元件。本功率调节器将第1组的两个开关元件以规定的斩波频率交替地进行导通截止，将第2组的两个开关元件以高于斩波频率的PWM频率交替地进行导通截止。进而，本功率调节器在对各组的两个开关元件的导通截止定时中设置死区时间期间而进行控制时，通过第1组的各开关元件的死区时间期间中的各二极管，与一个开关元件中的有效导通驱动相对应地，对第2组的开关元件的导通截止占空进行调整控制。

Description

功率调节器
技术领域
本发明涉及在对直流电力进行斩波（chopping）从而变换为交流电力的斩波器（chopper）式的电力变换装置中使用的功率调节器（PowerConditioner）。
背景技术
近年来，从地球环境保护的观点出发，活跃地进行基于对环境的影响少的太阳电池、燃料电池等的发电系统的开发。
这样的发电系统中有的发电系统将来自太阳电池等进行发电的直流电力源的直流电力通过功率调节器而变换为与系统互连的商用频率的交流电力。变换后的交流电力被提供给与商用电力系统连接的家庭内负载。另一方面，当直流电力源产生的电力超过家庭内负载的耗电时，剩余电力反向流动到系统测。
用于这样的发电系统的功率调节器一般包括将通过太阳电池等发电的直流电力变换为交流电力的逆变器、以及用于系统互连的保护装置。并且，在该功率调节器中，有通过绝缘变压器将直流部和交流部电绝缘的绝缘型和不使用绝缘变压器的非绝缘型。比较该两个类型，后者的非绝缘型在电力变换效率上优于前者，因此使用更多。（例如，参照专利文献1）。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：特开2002-10496号公报
发明内容
发明要解决的课题
图9表示具备了非绝缘型的功率调节器的太阳光发电系统的构成例。该功率调节器36与商用电源2互连运行。功率调节器36包括平滑电容器33、PWM控制的逆变器34、由电抗器和电容器组成的滤波器35、未图示的控制电路。平滑电容器33对来自太阳电池面板1的发电输出进行平滑化。逆变器34通过由反并联连接了二极管的4个MOSFET等组成的开关元件37~40构成。并且，通过进行以18kHz前后的高频率使逆变器34内的开关元件37~40导通/截止的开关控制，从而通过平滑电容器33平滑化后的太阳电池面板1的发电输出被变换输出为与商用电力系统同步的交流电力。然后，功率调节器36将这样变换的交流电力经由滤波器35提供给未图示的负载，或者反向流动到系统侧。
该功率调节器36具备的PWM控制的逆变器34需要以上述的18kHz前后的高频率使开关元件37~40进行开关动作，从而将来自太阳电池面板1的例如800V左右的高的直流电力变换为交流电力。因此，在具备以往的功率调节器36的电力变换装置中，是在功率调节器36内的电力变换时产生大的开关损耗的结构，作为其结果，存在电力的变换效率低的课题。
为了解决上述课题，本发明人们申请了平成21年3月13日的特愿2009-61915号“电力变换装置、功率调节器、以及发电系统”。但是，在该申请的功率调节器中具有以下课题，即在生成的正弦波电压的波形的一部分中产生失真的可能性高。
因此，本发明的目的在于改良所述前申请的发明的功率调节器，提供一种抑制了正弦波电压波形的一部分中的所述失真的发生的功率调节器。
用于解决课题的方案
本发明的第1观点的功率调节器，至少包括第1组、第2组、以及控制部件。第1组包含两个开关元件，该两个开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管，并且该两个开关元件以规定斩波频率被交替地导通截止。第2组包含两个开关元件，该两个开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管，并且该两个开关元件以高于斩波频率的PWM频率被交替地导通截止。控制部件设置死区时间期间从而对各组的开关元件进行导通截止控制。并且，控制部件通过对于第1组内的各个开关元件而言其死区时间期间中的各二极管，与一个开关元件中的有效导通驱动相对应地，对第2组内的各开关元件的导通截止占空进行调整控制。
本发明的第2观点的功率调节器是至少具有第1组以及第2组、电容器、控制部件的功率调节器。相互并联的第1组以及第2组包含两个开关元件，该两个开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管。电容器与第1以及第2组并联连接。控制部件将第1组的两个开关元件以规定的斩波频率交替地进行导通截止，将第2组的两个开关元件以高于斩波频率的PWM频率交替地进行导通截止，并且在这些各个组的两个开关元件的导通截止定时中设置死区时间期间而进行控制。控制部件在第1组的开关元件的第1串联连接部中形成以正弦波形式变化的脉冲电压串，在第2组的开关元件的第2串联连接部中形成与脉冲电压串和正弦波电压的差分相应的差电压。控制部件进行控制以便通过控制第2组的两个开关元件的导通截止占空从而获得向正负两侧变化的正弦波电压。并且，该功率调节器的控制部件通过第1组的各个开关元件的死区时间期间中的各二极管，与一个开关元件中的有效导通驱动相对应地，对第2组中的各开关元件的导通截止占空进行调整控制。
本发明的第3观点的功率调节器包括第1至第3斩波器电路、控制部件。第1斩波器电路包含由两个第1以及第2开关元件组成的第1开关电路，该第1以及第2开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管。第1以及第2开关元件以第1斩波频率被交替地导通截止，从而生成相对于第1基准电位为正侧的电压的第1脉冲电压串。第2斩波器电路包含第2电容器和第2开关电路的并联连接电路。并联连接电路的并联连接一侧与第1以及第2开关元件的串联连接部连接。第2开关电路由两个第3以及第4开关元件组成，该第3以及第4开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管。第3以及第4开关元件以高于第1频率的第2斩波频率被交替地导通截止，以第1脉冲电压串的电位为第2基准电位，生成电压电平与第1脉冲电压串相比为低电压且相对于第2基准电位成为负侧的电压V2的第2脉冲电压串。进而，第3以及第4开关元件相加第1以及第2脉冲电压串的电压，从而形成相对于第1基准电位向其正负两侧交替地以正弦波形式变化的第3脉冲电压串。第3斩波器电路包含：由相互串联连接并且各自反并联连接了二极管的第5以及第6开关元件组成的第3开关电路；相互串联连接并且各自反并联连接了二极管的第7以及第8开关元件；以及与第5以及第6开关元件、第7以及第8开关元件并联连接的电容器。第5以及第6开关元件的串联连接部与第3以及第4开关元件的串联连接部连接。第5以及第6开关元件以高于第2斩波频率的第3斩波频率被交替地导通截止，从而生成第3脉冲电压串与正弦波电压的差电压。第7以及第8开关元件以高于第3斩波频率的PWM频率进行导通截止，并且进行控制以便在它们的串联连接部上获得正弦波电压。并且，控制部件通过在第1至第3斩波器电路内的上下开关元件上反并联连接的各二极管，与上下开关元件的死区时间期间中的一个开关元件的导通驱动相对应地，控制第7以及第8开关元件的导通截止占空。
另外，“向正负两侧交替地以正弦波形式变化”是指，相对于基准电位，正（一方）侧的脉冲电压和负（另一方）侧的脉冲电压交替地以一定的周期呈现，优选脉冲的周期和正弦波的周期一致。
另外，用于获得与脉冲电压串的差分的正弦波电压优选为成为电力变换的目标的正弦波电压、即正弦波电压的目标值（指令值）。
另外，本发明可包含对直流电力进行斩波从而变换为交流电力的电力变换装置。即，本发明的名称虽然是功率调节器，但在该功率调节器中可包含电力变换装置。
另外，在将通过直流电力源发电的直流电力通过所述功率调节器变换为交流电力从而与商用电源互连的发电系统中，本发明能够应用于该功率调节器。其中，直流电力源可包含太阳电池、燃料电池、风力发电等产生直流电力的电力源。
发明效果
根据本发明的功率调节器，在通过串联连接的两个开关元件的导通截止定时的控制而获得正弦波电压，另一方面在这些开关元件的导通截止中设置了死区时间期间的方式的电路中，能够抑制由于在该死区时间期间中其中一个开关元件成为有效导通而产生的正弦波电压的波形的一部分中的失真。
附图说明
图1是本发明的实施方式的太阳光发电系统的构成图。
图2是用于图1的功率调节器的动作说明的图。
图3是用于说明图1的第1斩波器电路的动作原理的图。
图4是用于说明图1的第2斩波器电路的动作原理的图。
图5是用于说明图1的第3斩波器电路的动作原理的图。
图6是表示图5的各部的电压波形的图。
图7是用于说明串联连接的两个开关元件中的死区时间（deadtime）期间的图。
图8是表示用于抑制正弦波电压的一部分失真的时间图等的图。
图9是以往例的构成图。
具体实施方式
以下，根据附图详细说明本发明的实施方式。
图1是本发明的一个实施方式的太阳光发电系统的构成图，表示单相2线的情况下的结构。
该实施方式的太阳光发电系统包括太阳电池面板1、以及将来自太阳电池面板1的直流电力变换为交流电力并且与商用电源2互连运行的功率调节器3。
太阳电池面板1将多个太阳电池模块串联和/或并联连接，从而获得所需的发电电力。该实施方式的太阳电池面板1由非晶硅制造的薄膜太阳电池构成。该实施方式的功率调节器3是不具备绝缘变压器的非绝缘型无变压器方式的功率调节器。该功率调节器3包括作为平滑电容器的第1电容器4、第1~第3斩波器电路5~7、噪声滤波器8、测量各部的电压等从而控制各斩波器电路5~7的控制电路9。
第1~第3斩波器电路5~7以及控制电路9构成相对于太阳电池面板1级联连接的斩波器变换器（chopperconverter）。太阳电池面板1的负极侧接地。图中所示的（a）点为地，该地的电压为零。（b）点是太阳电池面板1的正极侧。太阳电池面板1的正负两极之间并联连接了第1电容器4。
第1斩波器电路5与第1电容器4并联连接。第1斩波器电路5包含相互串联连接的两个第1以及第2开关元件10、11。第1以及第2开关元件10、11上分别反并联连接了二极管。
第1斩波器电路5通过这两个第1以及第2开关元件10、11构成第1开关电路。
在第1斩波器电路5中，第1以及第2开关元件10、11根据来自控制电路9的栅极信号，以与系统频率例如50Hz相同的第1斩波频率f1被交替地导通/截止控制。这些第1以及第2开关元件10、11与第2以及第3斩波器电路6、7的开关元件12~17同样地，例如由N沟道MOSFET构成。另外，开关元件不限于MOSFET，也可以是IGBT、晶体管等其他开关元件。
第2斩波器电路6包含第2电容器18、将反并联连接了二极管的两个第3以及第4开关元件12、13相互串联连接而组成的第2开关电路。第2电容器18和第2开关电路相互并联连接。第3以及第4开关元件12、13根据来自控制电路9的栅极信号，以第1斩波频率f1的两倍的第2斩波频率f2例如100Hz被交替地导通/截止控制。
该第2斩波器电路6中第2电容器18和第2开关电路的并联连接一端侧与第1斩波器电路5中第1以及第2开关元件10、11的串联连接部连接。图中用（c）表示其连接点。图中（c）、（d）相应于第2电容器18的两电容器电极侧。
第3斩波器电路7包含将反并联连接了二极管的两个第5以及第6开关元件14、15相互串联连接而组成的第3开关电路、第3电容器19、以及将反并联连接了二极管的两个第7以及第8开关元件16、17相互串联连接而组成的第4开关电路。在第3斩波器电路7中，这些第3开关电路、第3电容器19以及第4开关电路相互并联连接。将这些电路的并联连接一端侧和另一端侧分别用图中（f）、（g）表示。第3电容器19的两电容器电极侧相应于该（f）、（g）。
第5以及第6开关元件14、15根据来自控制电路9的栅极信号，以第1斩波频率f1的3倍的第3斩波频率f3例如150Hz被交替地导通/截止控制。
第7以及第8开关元件16、17根据来自控制电路9的栅极信号，以高于第3斩波频率f3的PWM频率f4例如18kHz被PWM控制。
第3斩波器电路7的第5以及第6开关元件14、15的串联连接部与第2斩波器电路6的第3以及第4开关元件12、13的串联连接部连接。将其连接点用图中（e）表示。
此外，第3斩波器电路7的第7以及第8开关元件16、17的串联连接部上连接了由电抗器20和第4电容器21组成的噪声滤波器8。将其连接点用图中（h）表示。
该噪声滤波器8上连接了未图示的负载以及商用电源2。
控制电路9经由未图示的差动放大电路等测量系统电压Vs以及系统电流Is，并与以往同样地，算出与商用电源2的系统频率同步的正弦波状的目标电压的指令值（正弦波电压）V*。进而，控制电路9经由未图示的差动放大电路等测量第1~第3电容器4、18、19的两端的电压Vd1、Vd2、Vd3，从而生成用于控制各斩波器电路5~7的栅极信号。
所述电压Vd1是以作为地的（a）点电压为基准而在（b）点呈现的太阳电池面板1的直流输出电压。
电压Vd2是以第2斩波器电路6的第2电容器18的一个电容器电极点（d）为基准的另一个电容器电极点（c）处的充电电压。
电压Vd3是以第3斩波器电路7的第3电容器19的一个电容器电极点（f）为基准的另一个电容器电极点（g）处的充电电压。
图2是用于说明该实施方式的各斩波器电路5~7的动作的概略的图，图2（A）表示图1的主要部分的构成图，图2（B）~（D）分别表示图2（A）中的电压V1、V2、V3，图2（B）、（C）中用细实线表示了上述的与系统同步的正弦波电压V*的波形。
所述电压V1是以作为地的（a）点的电位为第1基准电位的、第1斩波器电路5的第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点的电压。
电压V2是以所述（c）点的电位为第2基准电位的、第2斩波器电路6的第3以及第4开关元件12、13的串联连接部即（e）点的电压。
电压V3是以第3斩波器电路7的第5以及第6开关元件14、15的串联连接部即（e）点为基准的、第7以及第8开关元件16、17的串联连接部即（h）点的电压。
在第1斩波器电路5中，与商用电源2的系统频率相同的50Hz的情况下，以与系统频率相同的50Hz的第1斩波频率f1交替地对第1以及第2开关元件10、11进行导通/截止控制。
由此，第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点的电压波形如图2（B）所示那样，成为由相对于（a）点的电位在正侧的电压V1的多个脉冲电压组成的第1脉冲电压串。该电压V1成为太阳电池面板1的直流输出电压Vd1。
在第2斩波器电路6中，以第1斩波频率f1的两倍的100Hz的第2斩波频率f2交替地对第3以及第4开关元件12、13进行导通/截止控制。
由此，第3以及第4开关元件12、13的串联连接部即（e）点的电压V2如图2（C）所示那样，以第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点为基准，成为由向负侧下降的多个脉冲电压组成的第2脉冲电压串。
该电压V2的脉冲电压电平被控制以便成为直流输出电压Vd1的1/2。
该第2斩波器电路6的第3以及第4开关元件12、13的串联连接部即（e）点的电压V2，在以作为地的（a）点为基准的情况下、即以第1基准电位为基准的情况下，如后述的图4（D）所示那样，成为将（a）-（c）点之间的电压V1和（c）-（e）点之间的电压V2进行合计后的脉冲电压V1+V2。即，脉冲电压V1+V2具有与正负交替变化的正弦波状对应的阶梯状的波形。该阶梯状的脉冲电压V1+V2与图4（D）中用细实线表示的上述的正弦波状的目标电压的指令值V*同步地正负交替地变化。
在第3斩波器电路7中，以第1斩波频率f1的3倍的150Hz的第3斩波频率f3交替地导通截止第5以及第6开关元件14、15，以便补偿该阶梯状的脉冲电压V1+V2和正弦波电压V*的差电压。此外，在第3斩波器电路7中，以18kHz的频率f4交替地导通截止第7以及第8开关元件16、17。
由此，图2（A）的第3斩波器电路7的第7以及第8开关元件16、17的串联连接部即（h）点的电压V3如图2（D）所示那样，在第5开关元件14截止并且第6开关元件15导通的情况下成为正侧。电压V3在第5开关元件14导通并且第6开关元件15导通的情况下成为负侧。此外，电压V3的大小是对应于阶梯状波形的电压V1+V2与正弦波电压V*的差电压的电压，该差电压与第7以及第8开关元件17、18的导通截止占空的大小相对应。
以下，进一步详细说明第1~第3斩波器电路5~7的动作原理。
图3是用于说明第1斩波器电路5的动作原理的图，图3（A）表示太阳电池面板1、第1电容器4以及第1斩波器电路5，图3（B）表示（a）-（c）间电压V1。尤其，在图3（B）中用细实线表示正弦波电压V*。
在作为太阳电池面板1的正极侧的（b）点上，呈现以作为地的（a）点的电位为第1基准电位且通过第1电容器4平滑化后的太阳电池面板1的直流输出电压Vd1。
在第1斩波器电路5中，直流输出电压Vd1通过第1以及第2开关元件10、11被斩波，该第1以及第2开关元件10、11以50Hz的第1频率f1被交替地导通/截止控制。
在第1开关元件10导通且第2开关元件11截止时，作为（b）点电压的第1电容器4的充电电压Vd1在第1斩波器电路5的第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点上呈现。
在第1开关元件10截止且第2开关元件11导通时，（a）点的地电压在第1斩波器电路5的第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点上呈现。
因此，如上所述那样，第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点的电压V1如图3（B）所示那样，成为由以地电位为第1基准电位且向正侧上升的多个脉冲电压组成的第1脉冲电压串。该脉冲电压V1是以（a）点为基准的第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点的电压，脉冲电压电平成为太阳电池面板1的直流输出电压Vd1例如800V。
在该第1斩波器电路5中生成其相位与系统的电压一致的脉冲电压串，因此能够输出有效电力。
图4是用于说明第2斩波器电路6的动作原理的图，图4（A）表示第1斩波器电路5以及第2斩波器电路6，图4（B）表示电压V1，图4（C）表示电压V2，图4（D）表示电压V1+V2。图4（B）~（D）中用细实线一并表示了正弦波电压V*。
在第2斩波器电路6中，图4（B）所示的（c）点的电压V1通过第3以及第4开关元件12、13被斩波，该第3以及第4开关元件12、13以100Hz的第2频率f2被交替地导通/截止控制。
在第3开关元件12导通且第4开关元件13截止时，第3以及第4开关元件12、13的串联连接部即（e）点的电位成为与第1斩波器电路5的第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点相同。在第3开关元件12截止且第4开关元件13导通时，第3以及第4开关元件12、13的串联连接部即（e）点的电位与（c）点的电位相比成为负（minus）。因此，第3以及第4开关元件12、13的串联连接部即（e）点的电压V2，如上所述那样，以第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点的电位为第2基准电位，如图4（C）所示那样，成为由向负侧下降的多个脉冲电压组成的第2脉冲电压串。
另外，在第1斩波器电路5的第1开关元件10导通且第2开关元件11截止时，通过第2斩波器电路6的第3开关元件12截止且第4开关元件13导通，从而第2电容器18被充电。此外，在第1斩波器电路5的第1开关元件10截止且第2开关元件11导通时，通过第2斩波器电路6的第3开关元件12截止且第4开关元件13导通，从而第2电容器18的充电电荷经由这些正在导通的开关元件11、13而被放电。这样，如图4（C）所示那样，第2电容器18交替地重复充电期间T1中的充电和放电期间T2中的放电，生成以（c）点的第2基准电位为基准且向负侧下降的脉冲电压。该脉冲的电压电平Vd2是太阳电池面板1的直流输出电压Vd1的1/2（Vd2=-Vd1/2），例如400V。
所述电压V2是以第1以及第2开关元件10、11的串联连接部即（c）点为基准的、第3以及第4开关元件12、13的串联连接部即（e）点的电压。因此，在第2斩波器电路6中，以作为地的（a）点的电位为第1基准电位，在（e）点上呈现将图4（B）的（a）-（c）点间电压V1和图4（C）的（c）-（e）点间电压V2进行合计后的电压V1+V2。即，电压V1+V2成为与图4（D）所示的正弦波电压V*的变化对应地交替正负变化的阶梯状波形的电压。在该第2斩波器电路6中生成向负侧下降的脉冲电压串，因此能够去除偶数阶的高次谐波。此外，在第2斩波器电路6中以相等的电力重复充电和放电，因此原理上的有效电力成为零。
图5是用于说明第3斩波器电路7的动作原理的图。图6（A）表示所述阶梯状的脉冲电压V1+V2，图6（B）表示以第5以及第6开关元件14、15的串联连接部即（e）点为基准的、第7以及第8开关元件16、17的串联连接部即（h）点的电压V3。在图6（A）中用细实线一并表示了正弦波电压V*。
第5以及第6开关元件14、15在与图6（A）所示的（e）点的阶梯状波形的电压V1+V2和正弦波电压V*的差电压的正负相应的定时被导通/截止控制。其结果，上述电压V1+V2在该导通/截止控制的定时被充放电至第3电容器19。
换言之，在电压V1+V2大于正弦波电压V*的关系成立时（电压V1+V2>正弦波电压V*），差电压为正，在被控制为第5开关元件14导通且第6开关元件15截止的结果，电压V1+V2被充电至第3电容器19。
另一方面，在电压V1+V2小于正弦波电压V*的关系成立时（电压V1+V2<正弦波电压V*），差电压为负，在被控制为第5开关元件14截止且第6开关元件15导通的结果，第3电容器19所充电的电压被放电。
上述差电压的大小关系的周期为第3斩波频率f3即150Hz，作为结果，第5以及第6开关元件14、15以该第3斩波频率f3被交替地导通截止控制。
进而，在第3斩波器电路7中，采用对电压V1+V2和正弦波电压V*的差电压进行校正的导通截止占空，以相比第1斩波频率f1高几百倍的频率即18kHz的PWM频率f4控制第7以及第8开关元件16、17。由此，在第7以及第8开关元件16、17的串联连接部即（h）点上，如图6（B）所示那样，呈现与阶梯状的脉冲电压V1+V2和正弦波电压V*的差电压对应的电压V3。
该电压V3表示基于导通截止占空控制的PWM平均值，该电压V3是以第5以及第6开关元件14、15的串联连接部即（e）点为基准的、第7以及第8开关元件16、17的串联连接部即（h）点的电压。
因此，在第3斩波器电路7中，以作为地的（a）点的第1基准电位为基准，在第7以及第8开关元件16、17的串联连接部即（h）点上呈现将图6（A）所示的（a）-（e）点间电压V1+V2和图6（B）所示的（e）-（h）点间电压V3进行了合计的、与图6（A）的细实线所示的电力系统频率的变化同相的正弦波电压V*。
下面，参照图7以及图8说明在上述功率调节器中抑制正弦波电压V*的一部分中的波形失真的情况。图7（A）表示在第3斩波器电路7中，第1组的开关元件14、15和第2组的开关元件16、17中的第1组的上侧开关元件14的导通截止波形。图7（B）表示该第1组的下侧开关元件15的导通截止波形。进行该导通截止的频率为150Hz。当然，其他各斩波器电路5、6中的导通截止频率为50Hz、100Hz，时间轴上的脉冲电压的导通截止不同，但与第3斩波器电路7相同。
两个开关元件14、15都是在一个导通（电压电平为高电平）时另一个截止（电压电平为低电平），在一个截止时另一个导通，并且在这些导通截止切换之间设置有死区时间td1、td2。一个死区时间td1是时刻t0-t1的期间，另一个死区时间td2是时刻t2-t3的期间。在这些死区时间td1、td2中两个开关元件14、15都截止。这些死区时间td1、td2是被设置以便两个开关元件14、15不同时导通的期间。
但是，例如即使在一个死区时间td1且各开关元件14、15都截止，也会通过各自反并联连接的二极管而流过电流。因此，图7（B）所示的开关元件15的有效期间如阴影线所示那样变长相应于死区时间td1、td2期间的量。这里，若设为死区时间td1、td2相等（td1=td2），则开关元件15的有效期间变长死区时间td1的两倍。
因此，开关元件14中的有效导通期间（高电平）如图7（A）所示那样为时刻t1-t2=T，若按以往，则开关元件15的有效期间也应与开关元件14同样地是T，但开关元件15的有效期间相比于开关元件14变长死区时间td1的两倍量。通过该开关元件14、15的导通截止，在生成图6（A）的电压（V1+V2）和正弦波电压V*的差电压V3的情况下，该差电压V3正负地变化，但根据开关元件14、15的有效导通期间的不均衡，差电压V3的正负变化定时从正规的定时偏移。其结果，在根据图6（A）的电压（V1+V2）和图6（B）的差电压V3的合成来生成正弦波电压V*的情况下，在该正弦波电压V*的波形的一部分中产生失真。
因此，在本实施方式中，如参照图8（A）-（G）说明的那样，通过调整第3斩波器电路7的开关元件16、17的导通截止占空，从而能够有效地抑制甚至去除上述的正弦波电压V*的波形的一部分的失真。
图8（A）在第3斩波器电路7中的第7以及第8开关元件16、17中，代表性地表示第7开关元件16的导通截止定时。dx、dy是第7开关元件16的导通截止占空，这两个导通截止占空dx、dy在时刻tx1切换。由于上述的正弦波电压V*的波形的一部分的失真的抑制甚至去除，因此根据后述的理由，导通截止占空dy从时刻ty1-tx2被变更控制为时刻tx1-ty2。即，在图例中，第7开关元件16的上升导通期间变长阴影线所示的期间量（2Δt）。
这样，将第7开关元件16的上升导通期间延长阴影线所示的期间量（2Δt）是因为，第5以及第6开关元件14、15中例如第6开关元件15如图8（C）所示那样在时刻t0从有效导通的高电平期间进入到非有效期间截止的死区时间td1期间，从经过该时刻t0起至时刻t1为止第6开关元件15本应进入非有效截止的死区时间td1期间，但没有成为非有效的截止，而是通过反并联连接的二极管，直到时刻t1为止持续与有效导通同样的状态。因此，该时刻t0-t1的死区时间td1期间用阴影线示出，但该期间通过省略图示的控制电路9内置的CPU进行运算，该CPU与上述死区时间td1期间相对应地，如图8（A）的阴影线所示那样对第7以及第8开关元件16、17的导通截止占空进行变更控制。
其结果，在没有与从时刻tx起的死区时间td1期间相对应地变更第7以及第8开关元件16、17的导通截止占空的情况下，正弦波电压V*的波形S成为如图8（D）所示那样在时刻ty1上升并且在时刻tx2下降的波形。此外，其平均化波形S如图8（F）所示那样，一部分P0中发生失真。相对于此，与从时刻tx起的死区时间td1期间相对应地，如图8（A）的阴影线所示那样变更了第7以及第8开关元件16、17的导通截止占空的情况下，正弦波电压V*的波形S′成为如图8（E）所示那样，在比时刻ty1提前Δt的时刻tx1上升并且在比时刻tx2滞后Δt的时刻ty2下降的波形。其平均化波形S′如图8（G）所示那样，一部分中作为正侧P1和负侧P2的失真而呈现，从而这些失真P1、P2相抵。
根据以上，能够抑制甚至去除因图8（B）、（C）的开关元件14、15的有效导通期间的不均衡而导致在正弦波电压V*的波形中发生的失真。
在上述实施方式中，关于将第3斩波器电路7中的开关元件14、15设为第1组，由于与其反并联连接的二极管所引起的该两个开关元件14、15都截止的死区时间期间所发生的课题进行了说明。但是，在将第1斩波器电路5的开关元件10、11设为第1组且因各自反并联连接的二极管所引起的该两个开关元件10、11都截止的死区时间期间所发生的课题、将第2斩波器电路6的开关元件12、13设为第1组且因各自反并联连接的二极管导致该两个开关元件12、13都截止的死区时间期间所发生的课题中，通过调整第7以及图8开关元件16、17的导通截止占空，也能够与上述同样地解决。
如以上说明的那样，在本实施方式中，通过运算部件运算将第3脉冲电压串根据与正弦波电压的差分的正负而进行斩波的定时、和第7以及第8开关元件的导通截止占空的切换定时的偏移，通过占空控制部件，与定时偏移相对应地控制第7以及第8开关元件的导通截止占空。由此，抑制在生成的正弦波电压的波形的一部分中发生尖峰状的电压。这些运算部件、占空控制部件在控制电路中能够通过软件来执行。
另外，在本发明中，包含具备了以下叙述的第1斩波器电路、第2斩波器电路以及第3斩波器电路的电力变换装置。
·第1斩波器电路，以第1斩波频率对直流电压进行斩波，从而生成第1脉冲电压串，该第1脉冲电压串由电压电平相对于地电位即第1基准电位向正侧变化的多个脉冲电压组成。
·第2斩波器电路，以第1脉冲电压串的电位作为第2基准电位，以高于第1斩波频率的第2斩波频率对第1斩波器电路的输出进行斩波，从而生成第2脉冲电压串，该第2脉冲电压串由电压电平相比于正侧的第1脉冲电压串为低电压且相对于第2基准电位向负侧变化的多个脉冲电压组成。进而，第2斩波器电路通过相加第1以及第2脉冲电压串，从而形成它们相对于第1基准电压在其正负两侧交替地以正弦波形式变化的第3脉冲电压串。
·第3斩波器电路，将第3脉冲电压串以在与正弦波电压的差分的正负相应的定时决定的第3斩波频率进行斩波从而充放电输出。进而，第3斩波器电路以高于第3斩波频率的PWM频率对该充放电输出进行PWM控制以便校正第3脉冲电压串和正弦波电压的差分，并且根据第3脉冲电压串和PWM输出而获得相对于第1基准电位向正负两侧连续变化的正弦波电压。
本发明包含如下的发电系统：具备直流电力源、以及与直流电力源连接的功率调节器，将通过直流电力源发电的直流电力通过功率调节器变换为交流电力后与商用电源互连。尤其，包含功率调节器具备了以下叙述的脉冲电压生成部件和正弦波电压生成部件的发电系统。
·脉冲电压生成部件，以与系统频率相关联的斩波频率对来自直流电力源的直流电压进行斩波，从而生成由电压电平相对于基准电位在其正负两侧交替地以正弦波形式变化的多个脉冲电压组成的脉冲电压串。进而，脉冲电压生成部件将脉冲电压串在相应于与正弦波电压的差分的正负的定时进行充放电输出。
·正弦波电压生成部件，以高于斩波频率的PWM频率对充放电输出进行PWM控制以便校正脉冲电压串与正弦波电压的差分。由此，正弦波电压生成部件根据脉冲电压串和PWM输出，获得相对于基准电位向正负两侧连续变化的正弦波电压。进而，正弦波电压生成部件将该正弦波电压输出到负载侧。
本发明包含如下的发电系统：具备直流电力源、以及与直流电力源连接的功率调节器，将通过直流电力源发电的直流电力通过功率调节器变换为交流电力后与商用电源互连。尤其，功率调节器具备以下叙述的第1斩波器电路、第2斩波器电路以及第3斩波器电路。
·第1斩波器电路，以作为系统频率的第1斩波频率对来自直流电力源的直流电压进行斩波，从而生成第1脉冲电压串，该第1脉冲电压串由电压电平相对于第1基准电位向正侧变化的多个脉冲电压组成。·第2斩波器电路，以第1脉冲电压串的电位作为第2基准电位，以与第1斩波频率相比高出规定倍的第2斩波频率对第1斩波器电路的输出进行斩波，从而生成第2脉冲电压串，该第2脉冲电压串由电压电平相比于正侧的第1脉冲电压串为低电压且相对于第2基准电位向负侧变化的多个脉冲电压组成。进而，第2斩波器电路通过相加第1以及第2脉冲电压串，从而形成它们相对于第1基准电位在其正负两侧交替地以正弦波形式变化的第3脉冲电压串。
·第3斩波器电路，将第3脉冲电压串以在与正弦波电压的差分的正负相应的定时决定的第3频率进行斩波从而充放电输出，并且，以高于第3斩波频率的PWM频率对该充放电输出进行PWM控制以便校正第3脉冲电压串和正弦波电压的差分。进而，第3斩波器电路根据第3脉冲电压串和PWM输出而获得相对于第1基准电位向正负两侧连续变化的正弦波电压，并将该正弦波电压输出到负载侧。
标号说明
1太阳电池面板
2商用电源
3功率调节器
5第1斩波器电路
10、11第1以及第2开关元件
6第2斩波器电路
12、13第3以及第4开关元件
7第3斩波器电路
14、15第5以及第6开关元件（第1组）
16、17第7以及第8开关元件（第2组）
19电容器

Claims (3)

1.一种功率调节器，其特征在于，至少包括：
第1组，包含两个开关元件，该两个开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管，并且该两个开关元件以规定斩波频率被交替地导通截止；
第2组，包含两个开关元件，该两个开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管，并且该两个开关元件以高于所述斩波频率的PWM频率被交替地导通截止；以及
控制部件，设置死区时间期间对所述第1以及第2组的开关元件进行导通截止控制，
所述第1组与第2组并联连接，且所述控制部件通过对于所述第1组内的各个开关元件而言其死区时间期间中的所述各二极管，与一个开关元件中的有效导通驱动相对应地，对所述第2组内的各开关元件的导通截止占空进行调整控制，以使抑制乃至去除正弦波电压波形的失真。
2.一种功率调节器，至少具有：
相互并联的第1组以及第2组，该第1组以及第2组分别包含两个开关元件，该两个开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管；
电容器，与所述第1组以及第2组并联；以及
控制部件，将所述第1组的两个开关元件以规定的斩波频率交替地进行导通截止，将所述第2组的两个开关元件以高于所述斩波频率的PWM频率交替地进行导通截止，并且在各个组的两个开关元件的导通截止定时中设置死区时间期间而进行控制，
所述控制部件在所述第1组的开关元件的第1串联连接部中形成脉冲电压串，在所述第2组的开关元件的第2串联连接部中形成与所述脉冲电压串和正弦波电压的差分相应的差电压，并且进行控制以便通过控制所述第2组的两个开关元件的导通截止占空从而获得向正负两侧变化的正弦波电压，
该功率调节器的特征在于，
所述控制部件通过所述第1组内的各个开关元件的死区时间期间中的所述各二极管，与一个开关元件中的有效导通驱动相对应地，对所述第2组中的各开关元件的导通截止占空进行调整控制，以使抑制乃至去除正弦波电压波形的失真。
3.一种功率调节器，其特征在于，包括：
第1至第3斩波器电路；以及
控制部件，
所述第1斩波器电路包含由第1以及第2开关元件组成的第1开关电路，该第1以及第2开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管，
所述第1以及第2开关元件以第1斩波频率被交替地导通截止，从而生成相对于第1基准电位成为正侧的电压V1的第1脉冲电压串，
所述第2斩波器电路包含第2电容器和第2开关电路的并联连接电路，
所述并联连接电路的一端与所述第1以及第2开关元件的串联连接部连接，
所述第2开关电路由第3以及第4开关元件组成，该第3以及第4开关元件相互串联连接并且各自反并联连接了二极管，
所述第3以及第4开关元件，
以高于所述第1斩波频率的第2斩波频率被交替地导通截止，
以所述第1脉冲电压串的电位为第2基准电位，生成电压电平与所述第1脉冲电压串相比为低电压且相对于所述第2基准电位成为负侧的电压V2的第2脉冲电压串，并且，
相加所述第1以及第2脉冲电压串的电压(V1+V2)，从而形成相对于所述第1基准电位向其正负两侧交替地以正弦波形式变化的第3脉冲电压串，
所述第3斩波器电路包含：
由相互串联连接并且各自反并联连接了二极管的第5以及第6开关元件组成的第3开关电路；
相互串联连接并且各自反并联连接了二极管的第7以及第8开关元件；以及
与所述第5以及第6开关元件、所述第7以及第8开关元件并联连接的电容器，
所述第5以及第6开关元件的串联连接部与所述第3以及第4开关元件的串联连接部连接，
所述第5以及第6开关元件以高于第2斩波频率的第3斩波频率被交替地导通截止，从而生成所述第3脉冲电压串与正弦波电压的差电压，
所述第7以及第8开关元件以高于第3斩波频率的PWM频率进行导通截止，进行控制以便在所述第7以及第8开关元件的串联连接部上获得正弦波电压，
所述控制部件通过在所述第1至第3开关电路内的上下开关元件上反并联连接的各二极管，与上下开关元件的死区时间期间中的一个开关元件的导通驱动相对应地，控制所述第7以及第8开关元件的导通截止占空，以使抑制乃至去除正弦波电压波形的失真。
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