CN104953882A - 电力转换装置、发电系统、控制装置及电力转换方法 - Google Patents

电力转换装置、发电系统、控制装置及电力转换方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种在对单相逆变器的电压控制与升压电路的电压控制进行切换时、能抑制交流电流波形的畸变的电力转换装置、发电系统、控制装置以及电力转换方法。本发明涉及的电力转换装置具有升压电路、单相逆变器、指令生成部与电力转换控制部。电流控制部根据从单相逆变器输出的电流与电流指令之间的偏差而生成电压指令。电力转换控制部通过使所述单相逆变器生成与直流电源的电压相比电压指令的绝对值较小的部分，使升压电路生成与直流电源的电压相比电压指令的绝对值较大的部分，而从单相逆变器输出对应于电压指令的交流电压。

Description

电力转换装置、发电系统、控制装置及电力转换方法
技术领域
本发明涉及一种电力转换装置、发电系统、控制装置及电力转换方法。
背景技术
以往，已知一种电力转换装置，其具有升压电路以及单相逆变器，并通过升压电路对直流电源的电压进行升压，由此与直流电源的电压相比，从单相逆变器输出振幅较大的交流电压。
关于这种电力转换装置，在专利文献1中提出一种交替地实施升压电路的升压控制与单相逆变器的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制而从单相逆变器输出交流电压的技术。例如，提出如下一种技术，由单相逆变器生成与直流电源的电压相比输出交流电压的绝对值较小的部分，由升压电路生成与直流电源的电压相比输出交流电压的绝对值较大的部分。
另外，在专利文献1所记载的电力转换装置中，在对升压电路的升压控制与单相逆变器的PWM控制进行切换前后的规定期间内，通过同时进行这两种控制而抑制切换时的交流电压波形的畸变。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2013/069326号
发明内容
本发明要解决的技术问题
然而，在专利文献1所记载的电力转换装置中，当对升压电路的升压控制与单相逆变器的PWM控制进行切换时，虽然有效地抑制了交流电压波形的畸变，但却难以抑制交流电流波形的畸变。
本实施方式的一个技术方案是鉴于上述情况而做出的，其目的是提供一种在对升压电路的升压控制与单相逆变器的PWM控制进行切换时，能抑制交流电流波形的畸变的电力转换装置、发电系统、控制装置以及电力转换方法。
为解决技术问题的方法
本实施方式的一个技术方案涉及的电力转换装置具有升压电路、单相逆变器、电流控制部与电力转换控制部。所述升压电路对直流电源的电压进行升压。所述单相逆变器将从所述升压电路输出的电压转换为交流电压。所述电流控制部根据从所述单相逆变器输出的电流与电流指令之间的偏差而生成电压指令。所述电力转换控制部通过使所述单相逆变器生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较小的部分，使所述升压电路生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较大的部分，而从所述单相逆变器输出对应于所述电压指令的交流电压。
发明效果
根据本实施方式的一个技术方案，可以提供一种在对升压电路的升压控制与单相逆变器的PWM控制进行切换时能抑制交流电流波形的畸变的电力转换装置、发电系统、控制装置以及电力转换方法。
附图说明
图1是表示第一实施方式涉及的发电系统的结构例的图。
图2是表示图1所示的控制部实现的控制处理与输出电压之间的关系的图。
图3是表示图1所示的电力转换装置的控制部的结构例的图。
图4是表示图3所示的电流指令生成器的结构例的图。
图5是表示图3所示的电流畸变抽出器的结构例的图。
图6是表示图3所示的电流畸变补偿器的结构例的图。
图7是表示从图3所示的控制部输出的门信号、输出电压与母线电压之间的关系例的图。
图8是表示图1所示的控制部实现的处理的一例的流程图。
图9是表示第二实施方式涉及的发电系统的电力转换装置的控制部的结构例的图。
图10是表示图9所示的电流、电压畸变补偿器的结构例的图。
图11是表示第三实施方式涉及的电力转换装置的控制部的结构例的图。
图12是表示调整增益与输出电流之间的关系的一例图。
图13是表示第四实施方式涉及的电力转换装置的q轴电流控制器以及d轴电流控制器的结构例的图。
附图标记说明
1：发电系统，2、2A、2B、2C：电力转换装置，3：太阳能电池(直流电源、发电装置)，4：电力系统，10：升压电路，11：单相逆变器，12：输出滤波器，13：电源电流检测部，14：电源电压检测部，15：输出电流检测部，16：输出电压检测部，17：母线电压检测部，18、18A、18B：控制部，21：电流指令生成部，22、22A：电流控制部，23、23B：电力转换控制部，30：相位检测器，31：坐标转换器，32：dq转换器，33：q轴电流偏差运算器，34：d轴电流偏差运算器，35、35C：q轴电流控制器，36、36C：d轴电流控制器，37：电流畸变抽出器，38、38A：修正器，39：交流电压指令生成器，40：电压指令生成器，41：电流畸变补偿器，41A：电压、电流畸变补偿器，42、43：加法器，52：指令切换器，53：单相逆变器控制器，54、54B：升压控制器，55：切换判定器，56：切换器，61：乘法器，62：MPPT控制器，63：减法器，64：电源电压控制器，65：无效成分电流运算器，L1：电抗器，Q1～Q6：开关元件，D1～D6：二极管，S1～S6：门信号。
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的电力转换装置、发电系统、控制装置以及电力转换方法的实施方式。此外，本发明并不限于以下所示的实施方式。例如，在以下中，作为直流电源以及发电装置的一例而说明了太阳能电池，但直流电源以及发电装置也可以是太阳能电池以外的直流发电机或燃料电池等。另外，例如直流电源的结构也可以包括交流电源(包括交流发电机)与变换器，并通过变换器将交流电源的交流电转换为直流电而输出。
[1.第一实施方式]
图1是表示第一实施方式涉及的发电系统的结构例的图。如图1所示，第一实施方式涉及的发电系统1具有电力转换装置2以及太阳能电池3。电力转换装置2将由太阳能电池3发出的直流电转换为交流电而输出至电力系统4。此外，在图1所示的例中，电力转换装置2与电力系统4相连接，电力系统4只要为负载即可，例如，也可以为通过交流电而动作的设备。
[1.1.电力转换装置2]
电力转换装置2具有输入端子Tp、Tn；输出端子T1、T2；升压电路10；单相逆变器11；输出滤波器12；电源电流检测部13；电源电压检测部14；输出电流检测部15；输出电压检测部16；母线电压检测部17与控制部18。
输入端子Tp与太阳能电池3的正极相连接，输入端子Tn与太阳能电池3的负极相连接。另外，输出端子T1、T2与电力系统4相连接。从太阳能电池3经由输入端子Tp、Tn所输入的直流电压通过升压电路10以及单相逆变器11转换为交流电压，并将转换之后的交流电压从输出端子T1、T2输出至电力系统4。
升压电路10具有开关元件Q5、Q6；二极管D5、D6；电抗器L1与电容器C1、C2。电抗器L1的一端与太阳能电池3相连接。
开关元件Q5经由电抗器L1而在太阳能电池3的正极与负极之间并联连接。二极管D5与开关元件Q5反向并联连接。开关元件Q6的一端同电抗器L1与开关元件Q5的连接点相连接，另一端与单相逆变器11相连接。二极管D6与开关元件Q6反向并联连接。
电容器C1连接在太阳能电池3的正极与负极之间，用于抑制输入端子Tp、Tn之间的电压变动。电容器C2连接在升压电路10的输出侧，用于使由电抗器L1以及开关元件Q5所升压的电压平滑。
在所述升压电路10中，对开关元件Q5、Q6交替地进行接通/断开控制，而对从太阳能电池3输出的直流电压进行升压，并从开关元件Q6输出所升压的电压。另外，在升压电路10中，对开关元件Q5进行断开控制以及对开关元件Q6进行接通控制，而从开关元件Q6输出从太阳能电池3输出的直流电压。
这样，在升压电路10中，可以对从太阳能电池3输出的直流电压进行升压或者对从太阳能电池3输出的直流电压不进行升压而输出。
单相逆变器11具有电桥连接的开关元件Q1～Q4与同开关元件Q1～Q4分别反向并联连接的二极管D1～D4。在所述单相逆变器11中，通过开关元件Q1、Q4的接通/断开，将母线电压Vpn转换为正的交流电压，通过开关元件Q2、Q3的接通/断开，将母线电压Vpn转换为负的交流电压。
另外，在单相逆变器11中，对开关元件Q1、Q4进行接通控制而输出作为正的电压的母线电压Vpn，对开关元件Q2、Q3进行接通控制而输出作为负的电压的母线电压Vpn。这样，在单相逆变器11中，可以对输出电压的极性进行控制，并且可以将母线电压Vpn转换为交流电压波形或者不转换母线电压Vpn而输出。
此外，上述开关元件Q1～Q6例如是包括氮化镓(GAN)或者碳化硅(SiC)在内的宽带隙半导体。另外，开关元件Q1～Q6也可以是MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等。
输出滤波器12例如是具有电抗器L2与电容器C3的LC滤波器，并设于单相逆变器11与电力系统4之间。所述输出滤波器12用于去除对构成单相逆变器11的开关元件Q1～Q4进行开关而产生的开关噪音。
电源电流检测部13对从太阳能电池3向升压电路10供给的直流电流的瞬时值Iin(以下，有时记为电源电流Iin)进行检测。另外，电源电压检测部14对从太阳能电池3供给的直流电压的瞬时值Vin(以下，有时记为电源电压Vin)进行检测。此外，电源电流检测部13例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流。
输出电流检测部15对从单相逆变器11向输出滤波器12供给的交流电流的瞬时值ig(以下，有时记为输出电流ig)进行检测。另外，输出电压检测部16对从电力转换装置2向电力系统4供给的交流电压的瞬时值ug(以下，有时记为输出电压ug)进行检测。此外，输出电流检测部15例如利用作为磁电转换元件的霍尔元件来检测电流。
母线电压检测部17对从升压电路10向单相逆变器11输出的母线电压Vpn的瞬时值(以下，有时记为母线电压Vpn)进行检测。
控制部18根据电源电压Vin、电源电流Iin、输出电流ig、输出电压ug以及母线电压Vpn，输出对升压电路10以及单相逆变器11进行控制的门信号S1～S6。门信号S1～S6被分别输入至相对应的开关元件Q1～Q6的门极，用以控制开关元件Q1～Q6。
所述控制部18具有电流指令生成部21、电流控制部22与电力转换控制部23。电流指令生成部21根据电源电流Iin以及电源电压Vin，以使从太阳能电池3向升压电路10的供电最大化的方式来生成电流指令i*。
电流控制部22根据电流指令i*与输出电流ig之间的偏差而生成交流电压指令Ug*。当交流电压指令Ug*在电源电压Vin以下时，则电力转换控制部23生成对应于交流电压指令Ug*的门信号S1～S4而进行单相逆变器11的PWM控制。另外，当交流电压指令Ug*比电源电压Vin大时，则电力转换控制部23生成对应于交流电压指令Ug*的门信号S5、S6来进行升压电路10的升压控制。
图2是表示控制部18实现的对升压电路10与单相逆变器11的控制处理与输出电压ug之间的关系的图。如上所述，控制部18根据输出电压Ug*与电源电压Vin之间的大小关系，对单相逆变器11的PWM控制与升压电路10的升压控制进行切换，由此，如图2所示，输出对应于交流电压指令Ug*的输出电压ug。
这样，控制部18根据对应于电流指令i*与输出电流ig之间的偏差的电流控制来进行升压电路10以及单相逆变器11的控制。因此，可以抑制在对单相逆变器11的电压控制与升压电路10的电压控制进行切换时的输出电流ig的畸变。
另外，控制部18通过同一交流电压指令Ug*对升压电路10以及单相逆变器11进行控制。由此，可以进一步抑制在对单相逆变器11的电压控制与升压电路10的电压控制进行切换时的输出电流ig的畸变。
以下，参照图3～图8来具体说明控制部18的具体结构的一例。此外，在以下中，说明利用电流指令i*与交流电压指令Ug*的d轴成分以及q轴成分的标量而生成的例。
[1.2.控制部18]
图3是表示控制部18的结构例的图。如图3所示，控制部18具有电流指令生成部21、电流控制部22与电力转换控制部23。
控制部18例如包括具有CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、输入输出端口等的微型计算机和各种电路。所述微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序来实现对电流指令生成部21、电流控制部22以及电力转换控制部23的控制。此外，电流指令生成部21、电流控制部22以及电力转换控制部23中的至少一种或者全部也可以由ASIC(ApplicationSpecific Integrated Circuit：专用集成电路)或FPGA(Field Programmable GateArray：现场可编程门阵列)等硬盘构成。
[1.2.1.电流指令生成部21]
电流指令生成部21根据从电源电流检测部13输入的电源电流Iin以及从电源电压检测部14输入的电源电压Vin，以使从太阳能电池3向升压电路10的供电最大化的方式来生成电流指令i*。
此外，在上述电流指令i*中，q轴电流指令Iq*作为q轴成分，d轴电流指令Id*作为d轴成分。q轴电流指令Iq*是针对从电力转换装置2向电力系统4的输出电流ig中的有效成分的指令，d轴电流指令Id*是针对从电力转换装置2向电力系统4的输出电流ig中的无效成分的指令。
图4是表示电流指令生成部21的结构例的图。如图4所示，电流指令生成部21具有乘法器61、MPPT(Maximum Power Point Tracking：最大功率点跟踪)控制器62、减法器63、电源电压控制器64与无效成分电流运算器65。
乘法器61通过对电源电压Vin与电源电流Iin进行乘法运算，而得到供给至升压电路10的直流电Pin。MPPT控制器62以使直流电Pin最大化的方式来生成电源电压指令Vin*。例如MPPT控制器62通过以使直流电Pin的变化为零的方式来调整电源电压指令Vin*而生成使直流电Pin最大化的电源电压指令Vin*。
例如，当直流电Pin减少时，MPPT控制器62对上一次所生成的电源电压指令Vin*(以下，记为上一次值Vin’)与规定值ΔV进行加法运算来生成电源电压指令Vin*。另外，当直流电Pin增加时，MPPT控制器62从上一次值Vin’中减去规定值ΔV来生成电源电压指令Vin*。
减法器63从电源电压指令Vin*中减去电源电压Vin来计算出偏差Vindiff并输出至电源电压控制器64。例如，电源电压控制器64进行比例积分控制(PI控制)，以使偏差Vindiff为零的方式来调整q轴电流指令Iq*。
无效成分电流运算器65根据q轴电流指令Iq*与功率因数指令来生成d轴电流指令Id*。例如，无效成分电流运算器65由运算并进行的运算。此外，d轴电流指令Id*的生成方法不限于根据q轴电流指令Iq*与功率因数指令的生成方法。例如，无效成分电流运算器65也可以输出作为d轴电流指令Id*的、用于检测电力转换装置2是否单独地对电力系统4进行了动作的信号。
[1.2.2.电流控制部22]
电流控制部22根据电流指令i*与输出电流ig之间的偏差来生成交流电压指令Ug*。所述电流控制部22具有：相位检测器30；坐标转换器31；dq转换器32；减法器33、34；q轴电流控制器35；d轴电流控制器36；电流畸变抽出器37；修正器38与交流电压指令生成器39。
相位检测器30对从电力转换装置2向电力系统4供给的输出电压ug的相位θ(以下，记为输出电压相位θ)进行检测。相位检测器30例如由PLL(PhaseLocked Loop：锁相环)构成。另外，输出电压ug与电力系统4的电压相对应。
坐标转换器31将从单相逆变器11向输出滤波器12输出的输出电流ig转换为在正交坐标上相互正交的一对信号。坐标转换器31根据输出电流ig例如生成与输出电流ig的相位同步的第一信号、与相对于输出电流ig的相位滞后90度的第二信号。
dq转换器32根据输出电压相位θ，将由坐标转换器31生成的第一以及第二信号经由旋转坐标转换而转换为dq坐标系的dq成分。由此，dq转换器32得到d轴成分的电流Id(以下，记为d轴电流Id)与q轴成分的电流Iq(以下，记为q轴电流Iq)。此外，q轴电流Iq与输出电流ig的有效电流相对应，d轴电流Id与输出电流ig的无效电流相对应。
减法器33从q轴电流指令Iq*中减去q轴电流Iq来计算出q轴电流偏差Iqdiff并输出至q轴电流控制器35。q轴电流控制器35例如通过进行PI(比例积分)控制，以使q轴电流偏差Iqdiff为零的方式来调整q轴电压指令Uq*并输出至修正器38。
减法器34从d轴电流指令Id*中减去d轴电流Id来计算出d轴电流偏差Iddiff并输出至d轴电流控制器36。d轴电流控制器36例如通过进行PI控制，以使d轴电流偏差Iddiff为零的方式来调整d轴电压指令Ud*并输出至修正器38。
电流畸变抽出器37将单相逆变器11的输出电流ig的畸变成分抽出。在此抽出的输出电流ig的畸变成分是在q轴电流控制器35以及d轴电流控制器36的截止频率以上且单相逆变器11的开关频率以下的频带中产生的。
如图2所示，在输出电压ug的每一个周期中产生四次升压电路10的升压控制与单相逆变器11的PWM控制的切换点。因此，相对于输出电压ug的频率，因升压电路10的升压控制与单相逆变器11的PWM控制的切换而导致的输出电流ig的畸变包括第三～第七次高次谐波。对此，电流畸变抽出器37通过去除输出电流ig的直流成分以及高频成分来抽出输出电流ig的畸变。
图5是表示电流畸变抽出器37的结构例的图。如图5所示，电流畸变抽出器37具有微分器71、72与低通滤波器73、74。
微分器71用于去除q轴电流Iq的直流成分，低通滤波器73用于对已去除直流成分的q轴电流Iq的高频成分进行去除。由此，电流畸变抽出器37将抽出作为输出电流ig的q轴高次谐波成分的q轴电流高次谐波成分Iq～。
另外，微分器72用于去除d轴电流Id的直流成分，低通滤波器74用于对已去除直流成分的d轴电流Id的高频成分进行去除。由此，电流畸变抽出器37将抽出作为输出电流ig的d轴高次谐波成分的d轴电流高次谐波成分Id～。
此外，如图5所示，通过利用包括积分要素的滤波器而构成低通滤波器73、74以抑制相位变化。另外，低通滤波器73、74的截止频率设定在q轴电流控制器35以及d轴电流控制器36的截止频率以上且单相逆变器11的开关频率(载波频率)以下。
返回图3，继续说明控制部18。修正器38根据电流畸变抽出器37所抽出的q轴电流高次谐波成分Iq～以及d轴电流高次谐波成分Id～，对q轴电压指令Uq*以及d轴电压指令Ud*进行电流畸变补偿，由此生成q轴电压指令Uqc*以及d轴电压指令Udc*。
修正器38具有电流畸变补偿器41与加法器42、43。电流畸变补偿器41根据q轴电流高次谐波成分Iq～以及d轴电流高次谐波成分Id～，对q轴电压指令Uq*以及d轴电压指令Ud*生成用于进行电流畸变补偿的q轴畸变补偿值DVq以及d轴畸变补偿值DVd。
图6是表示电流畸变补偿器41的结构例的图。如图6所示，电流畸变补偿器41具有有控制增益Ks的放大器81、82。放大器81通过对q轴电流高次谐波成分Iq～与控制增益Ks进行乘法运算而得到q轴畸变补偿值DVq。另外，放大器82通过对d轴电流高次谐波成分Id～与控制增益Ks进行乘法运算而得到d轴畸变补偿值DVd。
返回图3，继续说明修正器38。加法器42通过对q轴电压指令Uq*与q轴畸变补偿值DVq进行加法运算而得到包括畸变补偿的q轴电压指令Uqc*。另外，加法器43通过对d轴电压指令Ud*与d轴畸变补偿值DVd进行加法运算而得到包括畸变补偿的d轴电压指令Udc*。此外，通过调整电流畸变补偿器41的控制增益Ks，可以调整电流畸变的衰减程度。
交流电压指令生成器39根据q轴电压指令Uqc*、d轴电压指令Udc*以及输出电压相位θ而生成交流电压指令Ug*。例如，交流电压指令生成器39利用以下的算式(1)来运算交流电压指令Ug*的振幅M，利用以下的算式(2)来运算交流电压指令Ug*的相位θa。并且，交流电压指令生成器39对输出电压相位θ与相位θa进行相加来运算相位θv。例如，交流电压指令生成器39通过运算M×Sinθv而生成交流电压指令Ug*(＝M×Sinθv)。
[算式1]
       M = Udc * 2 + Uqc * 2 . . . ( 1 )
θa＝tan-1(Uqc*/Udc*)  …(2)
[1.2.3.电力转换控制部23]
当交流电压指令Ug*在电源电压Vin以下时，电力转换控制部23根据交流电压指令Ug*来进行单相逆变器11的PWM控制，当交流电压指令Ug*未在电源电压Vin以下时，电力转换控制部23则根据交流电压指令Ug*来进行升压电路10的升压控制。所述电力转换控制部23具有指令切换器52、单相逆变器控制器53与升压控制器54。
指令切换器52具有切换判定器55与切换器56。切换判定器55对交流电压指令Ug*的绝对值是否在电源电压Vin以下进行判定。当切换判定器55判定为交流电压指令Ug*的绝对值在电源电压Vin以下时，则对切换器56要求将交流电压指令Ug*输出至单相逆变器控制器53。另外，当切换判定器55判定为交流电压指令Ug*的绝对值比电源电压Vin大时，则对切换器56要求将交流电压指令Ug*输出至升压控制器54。
切换器56向对应于来自切换判定器55的要求的输出目标输出交流电压指令Ug*。此外，切换判定器55不限于图3所示的结构，也可以为其他结构。例如，也可以构成为在切换判定器55中不设置切换器56，而将交流电压指令Ug*输入至单相逆变器控制器53以及升压控制器54，并根据来自切换判定器55的控制而使单相逆变器控制器53以及升压控制器54中任一方动作。
此时，例如当切换判定器55判定为交流电压指令Ug*的绝对值在电源电压Vin以下时，向单相逆变器控制器53要求输出对应于交流电压指令Ug*的门信号S1～S4。另外，例如当切换判定器55判定为交流电压指令Ug*的绝对值比电源电压Vin大时，则向升压控制器54要求输出对应于交流电压指令Ug*的门信号S5、S6。
当交流电压指令Ug*的绝对值在电源电压Vin以下时，单相逆变器控制器53输出对应于交流电压指令Ug*的门信号S1～S4。具体地说，单相逆变器控制器53根据基准电压Vref、母线电压Vpn以及交流电压指令Ug*来求出调制率α1。例如，单相逆变器控制器53通过下述算式(3)的运算来求出调制率α1。此外，基准电压Vref是预先设定在单相逆变器控制器53中的参数。
[算式2]
       α 1 = Ug * × Vref Vpn . . . ( 3 )
单相逆变器控制器53对调制率α1与载波信号进行比较而生成PWM信号。当交流电压指令Ug*的极性为正时，单相逆变器控制器53将所生成的PWM信号作为门信号S1、S4输出，当交流电压指令Ug*的极性为负时，则单相逆变器控制器53将所生成的PWM信号作为门信号S2、S3输出。
另外，当交流电压指令Ug*的绝对值比电源电压Vin大时，单相逆变器控制器53输出对应于交流电压指令Ug*的极性的门信号S1～S4。例如，当交流电压指令Ug*的极性为正时，单相逆变器控制器53使门信号S1、S4为高电平，使门信号S2、S3为低电平。由此，从单相逆变器11输出正的电压。另外，当交流电压指令Ug*的极性为负时，单相逆变器控制器53使门信号S2、S3为高电平，使门信号S1、S4为低电平。由此，从单相逆变器11输出负的电压。
当交流电压指令Ug*的绝对值在电源电压Vin以下时，升压控制器54将输出低电平的门信号S5与高电平的门信号S6。由此，断开开关元件Q5、接通开关元件Q6，经由电抗器L1以及开关元件Q6将电源电压Vin输出至单相逆变器11。
另外，当交流电压指令Ug*的绝对值比电源电压Vin大时，升压控制器54输出对应于交流电压指令Ug*的门信号S5、S6。例如，升压控制器54通过下述算式(4)的运算来求出调制率α2，对所述调制率α2与载波信号进行比较而生成低电平与高电平相反的一对PWM信号。升压控制器54将所生成的一对PWM信号作为一对门信号S5、S6输出。
[算式3]
       α 2 = ( | Ug * | - Vin ) | Ug * | . . . ( 4 )
图7是表示从电力转换控制部23输出的门信号S1～S6、输出电压ug与母线电压Vpn之间的关系例的图。如图7所示，当交流电压指令Ug*的绝对值在电源电压Vin以下时，不使升压电路10进行升压动作，而使单相逆变器11对输出的电压的极性进行控制的同时，通过PWM控制来接通断开开关元件Q1～Q4，来输出对应于此时的交流电压指令Ug*的电压。由此，生成与电源电压Vin相比交流电压指令Ug*的绝对值较小的部分的输出电压ug的波形。
另外，当交流电压指令Ug*的绝对值比电源电压Vin大时，升压电路10通过PWM控制来接通断开开关元件Q5、Q6，来根据此时的交流电压指令Ug*对母线电压Vpn进行升压，单相逆变器11仅使与输出的电压的极性相对应的开关元件接通来输出电压。由此，生成与电源电压Vin相比交流电压指令Ug*的绝对值较大的部分的输出电压ug的波形。
[1.3.控制部18的处理流程]
图8是表示控制部18实现的控制处理的一例的流程图，所述控制处理例如在规定周期内重复执行。如图8所示，控制部18根据电源电流Iin以及电源电压Vin，以使从太阳能电池3向升压电路10的供电最大化的方式来生成电流指令i*(步骤S10)。
接着，控制部18根据电流指令i*与输出电流ig之间的偏差而生成交流电压指令Ug*(步骤S11)。在所述处理中，控制部18例如可以以使对输出电流ig的畸变进行补偿的方式而生成交流电压指令Ug*。输出电流ig的畸变补偿例如通过如下步骤来进行：将输出电流ig的畸变成分抽出，并根据对应于所抽出的畸变成分的补偿值对交流电压指令Ug*进行补偿。
接着，控制部18对交流电压指令Ug*是否在电源电压Vin以下进行判定(步骤S12)。当控制部18判定为交流电压指令Ug*在电源电压Vin以下时(步骤S12；Yes)，转移至步骤S13，另外，当判定为交流电压指令Ug*未在电源电压Vin以下时(步骤S12；No)，则转移至步骤S14。
当转移至步骤S13时，控制部18根据交流电压指令Ug*进行单相逆变器11的PWM控制。在步骤S13中，控制部18不进行升压电路10的升压控制而进行断开开关元件Q5以及接通开关元件Q6的控制。由此，电源电压Vin经由电抗器L1以及开关元件Q6供给至单相逆变器11，通过接通/断开开关元件Q1～Q4来输出对应于交流电压指令Ug*的交流波形的电压。
另外，当转移至步骤S14时，控制部18则根据交流电压指令Ug*进行升压电路10的升压控制。在所述步骤S14中，控制部18不进行单相逆变器11的PWM控制，而以使与交流电压指令Ug*的极性相对应的开关元件接通的方式对单相逆变器11进行控制。由此，电源电压Vin被升压至对应于交流电压指令Ug*的交流波形并从升压电路10供给至单相逆变器11，并将所述交流波形的电压以对应于交流电压指令Ug*的极性从单相逆变器11输出。
如上所述，第一实施方式涉及的发电系统1具有电力转换装置2、向电力转换装置2供给直流电的太阳能电池3(直流电源以及发电装置的一例)。电力转换装置2的控制部18由单相逆变器11生成与电源电压Vin相比交流电压指令Ug*的绝对值较小的部分的输出电压ug的波形，由升压电路10生成与电源电压Vin相比交流电压指令Ug*的绝对值较大的部分的输出电压ug的波形。由此，例如可以减小作为被动部件的电抗器L1与电容器C2，从而能使发电系统1以及电力转换装置2小型化。
另外，控制部18利用根据对应于电流指令i*(Iq*、Id*)与输出电流ig(Iq、Id)之间的偏差的电流控制所生成的交流电压指令Ug*，对升压电路10以及单相逆变器11进行控制。由此，可以抑制在对单相逆变器11的电压控制与升压电路10的电压控制进行切换时的输出电流ig的畸变。
另外，控制部18根据电源电压Vin与电源电流Iin，以使从太阳能电池3向升压电路10的供电最大化的方式来生成电源电压指令Vin*。并且，控制部18根据电源电压指令Vin*与电源电压Vin之间的偏差来生成电流指令i*(Iq*、Id*)。由此，能以有效地从太阳能电池3输出直流电的方式来生成电流指令i*(Iq*、Id*)。
另外，控制部18具有指令切换器52(切换器的一例)、单相逆变器控制器53与升压控制器54。指令切换器52根据交流电压指令Ug*与电源电压Vin来切换升压控制器54对升压电路10的升压控制与单相逆变器控制器53对单相逆变器11的PWM控制。即，控制部18通过同一交流电压指令Ug*对升压电路10以及单相逆变器11进行控制。由此，可以进一步抑制在对单相逆变器11的电压控制与升压电路10的电压控制进行切换时的输出电流ig的畸变。
另外，控制部18具有抽出从单相逆变器11输出的电流的畸变成分Iq～、Id～的电流畸变抽出器37、与根据由电流畸变抽出器37所抽出的畸变成分Iq～、Id～来修正的电压指令Uq*、Ud*的修正器38。控制部18根据通过修正器38所修正的电压指令Uqc*、Udc*，对升压电路10以及单相逆变器11进行控制。由此，由于可以减少q轴以及d轴电流控制器35、36的截止频率以上且单相逆变器11的开关频率以下的频率频带的输出电流ig的畸变成分，因此可以进一步减少电力转换装置2的输出电流ig的畸变。
另外，控制部18通过根据输出电压相位θ进行的旋转坐标转换，将一对信号转换为dq坐标系的d轴成分与q轴成分，并生成作为电流指令i*的d轴电流指令Id*与q轴电流指令Iq*。并且，控制部18生成对应于d轴电流指令Id*与d轴电流Id的偏差的d轴电压指令Ud*和生成对应于q轴电流指令Iq与q轴电流Iq的偏差的q轴电压指令Uq*。由此，由于可以将电流指令i*与交流电压指令Ug*的d轴成分以及q轴成分作为标量来使用，因此可以容易地进行电流指令与电压指令的生成处理。
另外，控制部18对升压电路10进行控制，在生成与电源电压Vin相比交流电压指令Ug*的绝对值较大的部分的输出电压ug的波形期间内，交替地接通开关元件Q5(第一开关元件的一例)以及开关元件Q6(第二开关元件的一例)。由此，在电力转换装置2中，即使在与电源电压Vin相比交流电压指令Ug*的绝对值较大的期间内呈低负载状态或无负载状态，也能经由开关元件Q6和电抗器L1将电容器C2的电荷向直流电源侧放出。因此，可以抑制输出电压ug的波形的生成精度下降。
另外，开关元件Q1～Q4和/或开关元件Q5、Q6是包括氮化镓(GAN)或者碳化硅(SiC)的宽带隙半导体。由此，可以主动地补偿与电力转换装置2的输出相连接的系统阻抗与负载的变化。
[2.第二实施方式]
接着，说明第二实施方式涉及的发电系统的电力转换装置。第二实施方式涉及的电力转换装置与第一实施方式涉及的电力转换装置2的不同之处在于不仅对输出电流ig的畸变进行补偿，而且还对输出电压ug的畸变进行补偿。此外，在第二实施方式中，除了电力转换装置的控制部的结构之外，其他与第一实施方式涉及的发电系统1为同样的结构，因此省略图示以及说明。另外，对具有与第一实施方式的电力转换装置2同一功能的构成要素标注同一附图标记而省略重复说明。
图9是表示第二实施方式涉及的电力转换装置2A的控制部18A的结构的图。如图9所示，电力转换装置2A的控制部18A具有电流指令生成部21、电流控制部22A与电力转换控制部23。
电流控制部22A与第一实施方式涉及的电流控制部22不同之处在于代替修正器38而具有修正器38A。所述修正器38A具有电压、电流畸变补偿器41A与加法器42、43。
电压、电流畸变补偿器41A根据q轴电流高次谐波成分Iq～、d轴电流高次谐波成分Id～、交流电压指令Ug*以及输出电压ug而生成q轴畸变补偿值DVq以及d轴畸变补偿值DVd。q轴畸变补偿值DVq以及d轴畸变补偿值DVd是对q轴电压指令Uq*以及d轴电压指令Ud*进行补偿电压、电流的畸变的补偿值。
图10是表示电压、电流畸变补偿器41A的结构例的图。如图10所示，电压、电流畸变补偿器41A具有：放大器81、82；振幅抽出器83；减法器84与加法器85。振幅抽出器83根据输出电压ug来运算输出电压ug的振幅。减法器84从交流电压指令Ug*的振幅M中减去输出电压ug的振幅。加法器85对交流电压指令Ug*的振幅M与输出电压ug的振幅的差分值同放大器81的输出进行加法运算来生成q轴畸变补偿值DVq。
这样，第二实施方式涉及的电力转换装置2A根据交流电压指令Ug*的振幅M与输出电压ug的振幅之差来调整q轴畸变补偿值DVq，因此不仅可以抑制输出电流ig的畸变，而且可以抑制输出电压ug的畸变。
[3.第三实施方式]
接着，说明第三实施方式涉及的发电系统的电力转换装置。第三实施方式涉及的电力转换装置与第一以及第二实施方式涉及的电力转换装置2、2A的不同之处在于在升压控制部中调整调制率。此外，在第三实施方式中，除了电力转换装置的升压控制部的结构之外，其他与上述实施方式涉及的发电系统为同样的结构，因此省略图示以及说明，并对具有与上述实施方式的电力转换装置同一功能的构成要素标注同一附图标记而省略重复说明。
图11是表示第三实施方式涉及的电力转换装置2B的控制部18B的结构例的图。如图11所示，控制部18B具有电流指令生成部21、电流控制部22与电力转换控制部23B。电力转换控制部23B具有指令切换器52、单相逆变器控制器53与升压控制器54B。
当根据通过交流电压指令Ug*与母线电压ug而运算出来的调制率α2对升压电路10进行控制时，存在输出电压ug随着输出电流ig的增大而减小的情况。因此，第一以及第二实施方式涉及的电力转换装置2、2A有可能无法根据输出电流ig的大小而高精度地生成由调制率α2实现的输出电压ug。
对此，第三实施方式涉及的升压控制器54B通过基于输出电流ig的调整增益β来调整调制率α2，由此高精度地生成输出电压ug。升压控制器54B具有调整增益确定器86、调制率确定器87、乘法器88与门信号生成器89。
例如，调整增益确定器86根据输出电流ig来运算调整增益β。例如，调整增益确定器86存储了具有输出电流ig与调整增益β之间关系的表格或者运算式，根据所述表格或者运算式来求出调整增益β。图12是表示调整增益β与输出电流ig之间的关系的一例的图。在图12所示的例中，当输出电流ig超过I1[A]时，则调整增益β随着输出电流ig的增大而增大。
例如，调制率确定器87通过上述算式(4)的运算来求出调制率α2。乘法器88通过对调制率α2与调整增益β进行乘法运算来求出调制率α2’。门信号生成器89对调制率α2’与载波信号进行比较而生成低电平与高电平相反的一对PWM信号。门信号生成器89将所生成的一对PWM信号作为一对门信号S5、S6输出。由此，可以根据输出电流ig的大小来抑制输出电压ug变小，从而可以高精度地生成输出电压ug。
此外，调整增益确定器86也可以根据输出电流ig以及输出电压ug来运算调整增益β。此时，例如调整增益确定器86对来自输出电流ig与输出电压ug的输出电力pg进行判定，从而对与输出电力pg相对应的调整增益β进行判定。例如，调整增益确定器86存储了具有输出电力pg与调整增益β之间关系的表格或者运算式，从而可以根据所述表格或者运算式来求出调整增益β。
这样，第三实施方式涉及的升压控制器54B通过调整增益β来调整调制率α2，由此，可以高精度地生成输出电压ug。此外，调整增益确定器86也可以输出预先所设定的调整增益β(＞1)。
[4.第四实施方式]
接着，说明第四实施方式涉及的发电系统的电力转换装置。第四实施方式涉及的电力转换装置与第一以及第二实施方式涉及的电力转换装置2、2A的不同之处在于在电流控制部中调整电流控制增益。此外，在第四实施方式中，除了电力转换装置的q轴电流控制器以及d轴电流控制器的结构之外，其他与上述实施方式涉及的发电系统为同样的结构，因此省略图示以及说明。
图13是表示第四实施方式涉及的电力转换装置2C的q轴电流控制器35C以及d轴电流控制器36C的结构例的图。如图13所示，q轴电流控制器35C具有放大器91、92、积分器93与加法器94。
放大器91具有比例增益Kp(电流控制增益的一例)，将q轴电流偏差Iqdiff放大Kp倍而输出。当交流电压指令Ug*比输入电压Vi大时，放大器91根据输出电流ig的大小来调整比例增益Kp。例如，放大器91使比例增益Kp随着输出电流ig的增大而增大。此外，当交流电压指令Ug*在输入电压Vi以下时，则比例增益Kp为预先所设定的值，例如为交流电压指令Ug*比输入电压Vi大时的比例增益Kp以下的值。
放大器92具有积分增益Ki，将q轴电流偏差Iqdiff放大Ki倍而输出。积分器93对已放大Ki倍的q轴偏差信号Iqdiff进行积分。加法器94对放大器91的输出以及积分器93的积分结果进行加法运算，并将所述加法结果作为q轴电压指令Uq*输出。
d轴电流控制器36C具有：放大器95、96；积分器97与加法器98。所述d轴电流控制器36C与q轴电流控制器35C为同样的结构，并根据输出电流ig的大小来调整比例增益Kp。
这样，当交流电压指令Ug*比输入电压Vi大时，第四实施方式的q轴电流控制器35C以及d轴电流控制器36C对比例增益Kp进行调整，由此，可以输出精度较高的输出电压ug。此外，当交流电压指令Ug*比输入电压Vi大时，调整增益确定器86也可以确定为预先所设定的比例增益Kp，此时的比例增益Kp比交流电压指令Ug*在输入电压Vi以下时的比例增益Kp大。
[5.其他]
在上述实施方式中，例示了利用d轴成分以及q轴成分的标量来生成电流指令与电压指令，但也可以仅利用矢量来生成电流指令与电压指令。
另外，在上述的实施方式中，说明了通过交流电压指令Ug*是否在电源电压Vin以上而对升压电路10的升压控制与单相逆变器11的PWM控制进行切换的例，但升压电路10的升压控制与单相逆变器11的PWM控制的切换条件不限于所述的例。
例如，考虑电抗器L1的电阻成分以及开关元件Q6的接通电阻，也可通过交流电压指令Ug*是否在规定电压Vref0(＜Vin)以下来对升压电路10的升压控制与单相逆变器11的PWM控制进行切换。另外，在Vref1(＜Vin)＜UG*＜Vref2(＞Vin)的期间内，也可同时进行升压电路10的升压控制与单相逆变器11的PWM控制。
另外，在上述实施方式中，当进行单相逆变器11的PWM控制时，设为对应于交流电压指令Ug*的极性的PWM信号，但单相逆变器控制器53的PWM控制不限于上述的例。例如，单相逆变器控制器53也可以生成高与低相互相反的一对PWM信号，将一对PWM信号的其中一个设为门信号S1、S4，另一个设为门信号S2、S3。
对于本领域的技术人员而言，还可以得出进一步的效果以及其他畸变例。因而，本发明的范围并不限于上面详细说明的特定的、具有代表性的实施方式。所以在不脱离权利要求书及其等同物所定义的发明的总括性精神或者范围内，可以进行各种变更。

Claims (13)

1.一种电力转换装置，其特征在于，具有:
升压电路，其对直流电源的电压进行升压；
单相逆变器，其将从所述升压电路输出的电压转换为交流电压；
电流控制部，其根据从所述单相逆变器输出的电流与电流指令之间的偏差而生成电压指令；以及
电力转换控制部，其通过使所述单相逆变器生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较小的部分，使所述升压电路生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较大的部分，而从所述单相逆变器输出对应于所述电压指令的交流电压。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，具有：
MPPT控制器，其根据所述直流电源的电压与电流，以使从所述直流电源向所述升压电路的供电最大化的方式而生成电源电压指令；以及
电源电压控制器，其根据所述电源电压指令与所述直流电源的电压之间的偏差而生成所述电流指令。
3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换控制部具有：
升压控制器，其根据所述电压指令来进行所述升压电路的升压控制；
单相逆变器控制器，其根据所述电压指令来进行所述单相逆变器的PWM控制；以及
切换器，其根据所述电压指令与所述直流电源的电压，来切换所述升压控制器对所述升压电路的升压控制、与所述单相逆变器控制器对所述单相逆变器的PWM控制。
4.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电流控制部具有：
电流畸变抽出器，其抽出从所述单相逆变器输出的电流的畸变成分；以及
修正器，其根据由所述电流畸变抽出器所抽出的所述畸变成分来修正所述电压指令，
所述电力转换控制部根据通过所述修正器所修正的所述电压指令，对所述升压电路以及所述单相逆变器进行控制。
5.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电流控制部具有：
坐标转换器，其将从所述单相逆变器输出的电流转换为在正交坐标上相互正交的一对信号；
相位检测器，其对与所述单相逆变器相连接的交流电源的电压相位进行检测；以及
dq转换器，其通过根据由所述相位检测器所检测出的所述电压相位进行的旋转坐标转换，将所述一对信号转换成dq坐标系的d轴成分与q轴成分，
所述电流指令包括d轴电流指令与q轴电流指令，
所述电流控制部生成对应于所述d轴电流指令与所述d轴成分的偏差的d轴电压指令、以及对应于所述q轴电流指令与所述q轴成分的偏差的q轴电压指令。
6.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，
所述升压电路具有：
电抗器，其一端与所述直流电源相连接；
第一开关元件，其经由所述电抗器与所述直流电源并联连接；
二极管，其连接在所述电抗器的另一端与所述单相逆变器之间；以及
第二开关元件，其与所述二极管反向并联连接，
所述电力转换控制部在对所述升压电路进行控制而使所述升压电路生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较大的部分的期间内，交替地接通所述第一开关元件以及所述第二开关元件。
7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于，
所述升压电路的开关元件和/或所述单相逆变器的开关元件是包括氮化镓(GAN)或者碳化硅(SiC)的宽带隙半导体。
8.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，
所述电力转换控制部通过调整增益来调整基于所述电力指令与所述直流电源的电压所确定的调制率，根据调整之后的调制率使所述升压电路生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较大的部分。
9.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，
与生成绝对值比所述直流电源的电压小的所述电压指令时的电流控制增益相比，所述电流控制部使生成绝对值比所述直流电源的电压大的所述电压指令时的电流控制增益更大。
10.一种电力转换装置，其特征在于，具有:
升压电路，其对直流电源的电压进行升压；
单相逆变器，其将从所述升压电路输出的电压转换为交流电压；
控制部，其根据从所述单相逆变器输出的电流与电流指令之间的偏差而生成电压指令，并通过使所述单相逆变器生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较小的部分，使所述升压电路生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较大的部分，而从所述单相逆变器输出对应于所述电压指令的交流电压。
11.一种发电系统，其特征在于，具有:
权利要求1、2或10所述的电力转换装置；以及
发电装置，其向所述电力转换装置供给直流电。
12.一种控制装置，其特征在于，具有:
根据从单相逆变器输出的电流与电流指令之间的偏差而生成电压指令的单元，所述单相逆变器将从连接于直流电源的升压电路输出的电压转换为交流电压；
从根据所述电压指令而从所述单相逆变器输出的交流电压中，使所述升压电路生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较大的部分的单元；以及
从所述交流电压中，使所述单相逆变器生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较小的部分的单元。
13.一种电力转换方法，其特征在于，包括以下工序:
根据从单相逆变器输出的电流与电流指令之间的偏差而生成电压指令的工序，所述单相逆变器将从连接于直流电源的升压电路输出的电压转换为交流电压；
从根据所述电压指令而从所述单相逆变器输出的交流电压中，使所述升压电路生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较大的部分的工序；以及
从所述交流电压中，使所述单相逆变器生成与所述直流电源的电压相比所述电压指令的绝对值较小的部分的工序。
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