WO2013132538A1 - 電力変換装置、電力変換方法、モータシステム、２相誘導モータ - Google Patents

電力変換装置、電力変換方法、モータシステム、２相誘導モータ Download PDF

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WO2013132538A1
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大塚　信之
祐治 工藤
俊充 森實
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パナソニック株式会社
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    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/297—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using ac to ac converters without intermediate conversion to dc
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K21/00—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a power conversion method, and in particular, a technique for converting single-phase AC power into two-phase AC power, and two-phase AC power converted from single-phase AC power using such a technique. Relates to a two-phase induction motor driven by the motor.
  • Patent Document 1 a power converter using a matrix converter has been put into practical use (for example, Patent Document 1 and Patent Document 2).
  • FIG. 24 is a circuit diagram of the matrix converter 200 disclosed in Patent Document 1.
  • the matrix converter 200 In order to drive the three-phase motor 203 with the single-phase AC power source 201, the matrix converter 200 outputs the input AC voltage supplied from the single-phase AC power source 201 to the three-phase output using the bidirectional switches 202a to 202f. Directly converted to AC voltage, the output AC voltage of each phase is supplied to the corresponding phase winding of the three-phase motor 203.
  • Each of the bidirectional switches 202a to 202f is configured by connecting two switch elements capable of controlling a conduction state and a non-conduction state in one direction in antiparallel.
  • the magnitude discriminating means 204 discriminates the magnitude relation of the voltage between the terminals of the single-phase AC power supply 201, and the control means 205 controls the single-phase AC power supplies 201 to 3 according to the magnitude relation of the voltage discriminated by the magnitude discriminating means 204.
  • Current is supplied to the windings of the phase motor 203, and the conduction of each of the bidirectional switches 202a to 202f is controlled so that the regenerative current from the windings of the three-phase motor 203 is returned.
  • the matrix converter 200 configured as described above achieves high reliability without a short circuit as well as stabilization and high efficiency of current when the motor is driven.
  • Patent Document 2 also discloses a similar technique in which a three-phase motor is driven by a single-phase AC power source using a matrix converter.
  • Home appliances often use a two-phase motor, which is simpler than a three-phase motor and is advantageous for downsizing.
  • Many two-phase motors that operate with a single-phase AC power source for home use start-up by applying a two-phase AC voltage generated from the single-phase AC power source using a capacitor to the main and auxiliary windings. This is a so-called capacitor motor that generates a rotating magnetic field (for example, Patent Document 3).
  • FIG. 25 is a circuit diagram of the capacitor motor 300 disclosed in Patent Document 3, and shows a typical example of connection of the windings 302 and 303, the capacitor 304, and the AC power supply 301.
  • Patent Document 3 discloses a technique for switching a plurality of rotation speeds of a capacitor motor by simply changing the connection of a capacitor, a winding, and an AC power supply without using an additional configuration such as an intermediate tap of a winding or an external reactor. Is disclosed.
  • the capacitor motor has a problem that the life of the motor is limited by the life of the capacitor.
  • a single-phase motor that does not use a capacitor is sometimes used.
  • a single-phase motor cannot obtain a rotating magnetic field for starting, and therefore the rotation direction of the rotor is not uniquely determined, and torque pulsation is likely to occur. Yes, the range in which single-phase motors can be applied is limited compared to capacitor motors.
  • the power converter device which converts a single phase alternating current power supply into a two-phase alternating voltage without using a capacitor, a power conversion method, and such a power converter device It is an object of the present invention to provide a motor system used and a two-phase induction motor suitable for driving by such a power converter.
  • a power conversion device is a power conversion device that converts an input voltage that is a single-phase AC voltage into an output voltage that is a two-phase AC voltage, and the input voltage , A pair of first output terminals that output the output voltage of the first phase, a pair of second output terminals that output the output voltage of the second phase, Provided corresponding to each combination of one of the pair of input terminals and one of the pair of first output terminals, and connecting and disconnecting between the corresponding input terminal and the first output terminal Corresponding to each combination of four first bidirectional switches that are switched in response to the first control signal and one of the pair of input terminals and one of the pair of second output terminals.
  • Two second bidirectional switches that are switched in response to two control signals, and a first target voltage and a second target voltage that represent respective sequential target values of the first phase and the second phase of the output voltage by a two-phase AC voltage And a pair of input terminals and the pair of first outputs in a period in which the instantaneous value of the absolute value of the input voltage is larger than the instantaneous value of the absolute value of the first target voltage.
  • the terminal is periodically connected and disconnected via the first bidirectional switch at a duty ratio corresponding to a ratio of the instantaneous value of the first target voltage to the instantaneous value of the input voltage.
  • a first control signal is generated, and the pair of input terminals and the pair of second output terminals in a period in which an instantaneous value of the absolute value of the input voltage is larger than an instantaneous value of the absolute value of the second target voltage
  • a control signal generating unit for generating the second control signal so as to be periodically connected and disconnected at a duty ratio according to a ratio of the instantaneous value of the second target voltage to the instantaneous value of the input voltage
  • a driver for supplying the generated first control signal and second control signal to the first bidirectional switch and the second bidirectional switch, respectively.
  • a single-phase AC voltage can be converted into a two-phase AC voltage by a switching operation using a bidirectional switch.
  • a two-phase AC voltage can be generated from a single-phase AC voltage with high efficiency without using a capacitor that may impair the long-term reliability of the device.
  • the two-phase AC voltage generated from a commercial power supply for general households using the power conversion device may be supplied independently to the winding for each phase of the two-phase induction motor.
  • FIG. 1A is a block diagram illustrating an example of a functional configuration of a motor system including a power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is a block diagram illustrating another example of the motor system in the first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a detailed configuration of the matrix switch and the induction motor in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a graph illustrating an example of main voltage waveforms used in the power conversion method according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a timing chart showing an example of the gate signal in the first embodiment.
  • FIG. 5A is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the first embodiment.
  • FIG. 5B is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the first embodiment.
  • FIG. 5C is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the first embodiment.
  • FIG. 5D is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the first embodiment.
  • FIG. 5E is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the first embodiment.
  • FIG. 5F is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the first embodiment.
  • FIG. 5G is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the first embodiment.
  • FIG. 5H is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the first embodiment.
  • FIG. 6A is a graph showing an example of an output voltage obtained by a single-phase to three-phase conversion operation by a general matrix converter.
  • FIG. 6B is a graph illustrating an example of an output voltage obtained by a single-phase to two-phase conversion operation by the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing another example of the motor system in the first embodiment.
  • FIG. 8 is a functional block diagram showing another example of the motor system in the first embodiment.
  • FIG. 9 is a timing chart showing another example of the gate signal in the first embodiment.
  • FIG. 10 is a timing chart showing an example of the gate signal in the first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11A is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11B is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11C is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11D is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11E is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11F is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11G is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 11H is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a first modification of the first embodiment.
  • FIG. 12 is a timing chart showing an example of the gate signal in the second modification of the first embodiment.
  • FIG. 13A is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 13B is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 13C is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 13D is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 13E is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 13F is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 13G is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 13H is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in a second modification of the first embodiment.
  • FIG. 14 is a timing chart showing an example of a gate signal in the second embodiment.
  • FIG. 15 is a timing chart showing another example of the gate signal in the second embodiment.
  • FIG. 16 is a timing chart showing another example of the gate signal in the second embodiment.
  • FIG. 17A is a circuit diagram illustrating an example of switch states and current paths in the second embodiment.
  • FIG. 17B is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the second embodiment.
  • FIG. 17C is a circuit diagram illustrating an example of switch states and current paths in the second embodiment.
  • FIG. 17D is a circuit diagram illustrating an example of switch states and current paths in the second embodiment.
  • FIG. 18 is a timing chart showing another example of the gate signal in the second embodiment.
  • FIG. 19A is a circuit diagram illustrating an example of switch states and current paths in the second embodiment.
  • FIG. 19B is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the second embodiment.
  • FIG. 19C is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the second embodiment.
  • FIG. 19D is a circuit diagram illustrating an example of switch states and current paths in the second embodiment.
  • FIG. 19E is a circuit diagram illustrating an example of switch states and current paths in the second embodiment.
  • FIG. 19F is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the second embodiment.
  • FIG. 19G is a circuit diagram illustrating an example of a switch state and a current path in the second embodiment.
  • FIG. 19H is a circuit diagram illustrating an example of switch states and current paths in the second embodiment.
  • FIG. 20 is a functional block diagram illustrating an example of a simulation model of the motor system in the third embodiment.
  • FIG. 21 is a timing chart for explaining the basic operation of the simulation model in the third embodiment.
  • FIG. 22A is a graph illustrating an example of a simulation result in the third embodiment.
  • FIG. 22B is a graph showing another example of the simulation result in the third embodiment.
  • FIG. 23A is a graph for explaining an example of a PWM control operation in the third embodiment.
  • FIG. 23B is a graph for explaining another example of the PWM control operation in the third embodiment.
  • FIG. 24 is a circuit diagram of a conventional matrix converter circuit.
  • FIG. 25 is a circuit diagram of a conventional capacitor motor.
  • a power conversion device is a power conversion device that converts an input voltage that is a single-phase AC voltage into an output voltage that is a two-phase AC voltage, and a pair of inputs to which the input voltage is applied.
  • One corresponding to each combination of the first output terminal and one of the pair of first output terminals, and connecting and disconnecting between the corresponding input terminal and the first output terminal according to the first control signal Four first bidirectional switches to be switched, provided corresponding to each combination of one of the pair of input terminals and one of the pair of second output terminals, and corresponding input terminals; Connection and disconnection with the second output terminal according to the second control signal Four second bidirectional switches to be switched, and a target voltage that designates a first target voltage and a second target voltage that represent respective sequential target values of the first phase and the second phase of the output voltage by a two-phase AC voltage
  • the pair of input terminals and the pair of first output terminals are in a period when the instantaneous value of the absolute value of the input voltage is larger than the instantaneous value of the absolute value of the first target voltage.
  • the first control signal is periodically connected and disconnected through a first bidirectional switch at a duty ratio corresponding to a ratio of the instantaneous value of the first target voltage to the instantaneous value of the input voltage.
  • the pair of input terminals and the pair of second output terminals are in a period in which the instantaneous value of the absolute value of the input voltage is greater than the instantaneous value of the absolute value of the second target voltage.
  • the instantaneous target voltage A control signal generation unit that generates the second control signal so as to be periodically connected and disconnected at a duty ratio corresponding to a ratio of the input voltage to the instantaneous value, and the generated first control signal and A driver for supplying a second control signal to the first bidirectional switch and the second bidirectional switch, respectively.
  • a single-phase AC voltage can be converted into a two-phase AC voltage by switching control using a bidirectional switch.
  • a two-phase AC voltage can be generated from a single-phase AC voltage with high efficiency without using a capacitor that may impair the long-term reliability of the device.
  • the target voltage designating unit is a two-phase alternating current having an amplitude that is 1 / ⁇ 2 times the input voltage, the same frequency as the input voltage, and a phase difference of +45 degrees and ⁇ 45 degrees with respect to the input voltage.
  • the first target voltage and the second target voltage may be designated by voltage.
  • the input voltage can be converted into the output voltage of each phase effectively and stably.
  • the control signal generator may be configured such that the pair of input terminals and the pair of first output terminals are connected in a straight line during a period in which the polarity of the input voltage and the polarity of the first target voltage are the same. Generating the first control signal so that the pair of input terminals and the pair of first output terminals are cross-connected in a period in which the polarity of the voltage and the polarity of the first target voltage are different; The pair of input terminals and the pair of second output terminals are connected in a straight line during a period in which the polarity of the voltage and the polarity of the second target voltage are the same, and the polarity of the input voltage and the polarity of the second target voltage
  • the second control signal may be generated so that the pair of input terminals and the pair of second output terminals are cross-connected in periods different from each other.
  • the control signal generator may be configured to output the pair of input terminals and the pair of first outputs during a period in which an instantaneous value of the absolute value of the input voltage is equal to or less than an instantaneous value of the absolute value of the first target voltage.
  • the first control signal is generated so that the terminal is always connected, and the pair of inputs is input during a period in which the instantaneous value of the absolute value of the input voltage is equal to or less than the instantaneous value of the absolute value of the second target voltage.
  • the second control signal may be generated so that a terminal and the pair of second output terminals are always connected.
  • the maximum output voltage of the first phase or the second phase can be generated. Since the input voltage is adjusted to be a value, the input voltage can be used effectively.
  • the control signal generation unit may be configured to output the pair of input terminals and the pair of first outputs when an instantaneous value of the absolute value of the input voltage is equal to or less than an instantaneous value of the absolute value of the first target voltage.
  • the first control signal is generated so that the terminal is always disconnected, and when the instantaneous value of the absolute value of the input voltage is equal to or less than the instantaneous value of the absolute value of the second target voltage, the pair of inputs
  • the second control signal may be generated so that the terminal and the pair of second output terminals are always disconnected.
  • the control signal generator may be configured to cause the pair of first output terminals to be short-circuited when the pair of input terminals and the pair of first output terminals are disconnected. Generating a control signal, and when the pair of input terminals and the pair of second output terminals are disconnected, the pair of second output terminals is short-circuited. It may be generated.
  • Each of the first bidirectional switch and the second bidirectional switch is switched between a conductive state and a non-conductive state in the forward direction according to the first control signal or the second control signal, and in the reverse direction.
  • Two unidirectional switches that are not conductive are connected in antiparallel, and the control signal generator shorts the pair of first output terminals when shorting the pair of first output terminals.
  • the second control signal may be generated so that all the unidirectional switches included in the second bidirectional switch for short-circuiting the second output terminals are in a conductive state.
  • the regenerative current from the load can be recirculated in the power conversion device regardless of the direction of the regenerative current.
  • Each of the first bidirectional switch and the second bidirectional switch is switched between a conductive state and a non-conductive state in the forward direction according to the first control signal or the second control signal, and in the reverse direction.
  • Two unidirectional switches that are not conductive are connected in antiparallel, and the control signal generator switches between a conductive state and a nonconductive state of the unidirectional switch to which the input voltage is applied in the forward direction, and the input voltage
  • the first control signal and the second control signal may be generated so that a unidirectional switch to which is applied in the reverse direction is always in a conductive state.
  • the number of switching operations for switching the state of the unidirectional switch can be reduced, and the power consumption related to the switching operation can be suppressed.
  • control signal generator when the pair of input terminals and the pair of first output terminals are connected, different first bidirectional switches according to the polarity of the input voltage are turned on.
  • the second bidirectional switch that is different according to the polarity of the input voltage is in a conductive state.
  • the second control signal may be generated so that
  • the control signal generation unit connects the pair of input terminals and the pair of first output terminals, and connects the pair of input terminals and the pair of second output terminals.
  • the first control signal and the second control signal may be generated so that periods do not overlap.
  • the two-phase power feeding can be executed in a non-overlapping period within each cycle.
  • a power conversion method is a power conversion method for converting an input voltage that is a single-phase AC voltage into an output voltage that is a two-phase AC voltage, and the input voltage is received by a pair of input terminals.
  • a first target voltage and a second target voltage that represent sequential target values of the first phase and the second phase of the output voltage are designated by a two-phase AC voltage, and the instantaneous value of the absolute value of the input voltage is During a period larger than the instantaneous value of the absolute value of the first target voltage, the pair of input terminals and the pair of first output terminals are connected to the first target voltage via the first bidirectional switch.
  • the instantaneous value is instantaneously connected and disconnected at a duty ratio corresponding to the ratio of the input voltage to the instantaneous value, and the absolute value of the absolute value of the input voltage is greater than the instantaneous value of the absolute value of the second target voltage.
  • the pair of input terminals and the front A pair of second output terminals are periodically connected via the second bidirectional switch at a duty ratio corresponding to a ratio of the instantaneous value of the second target voltage to the instantaneous value of the input voltage.
  • a motor system includes a power conversion device, a first shaft winding, a second shaft winding, a rotor, and a pair of firsts drawn from the first shaft winding.
  • a power receiving terminal and a pair of second power receiving terminals drawn from the second shaft winding, and the first shaft winding and the second shaft winding are electrically connected internally.
  • No two-phase induction motor, a first feed line connecting the first output terminal of the pair of power converters and the first power receiving terminal of the two-phase induction motor, and a pair of first pairs of the power converters A second power supply line connecting the two output terminals and the second power receiving terminal of the two-phase induction motor.
  • the two-phase induction motor has a rotation angle sensor that outputs a rotation angle signal indicating a sequential rotation amount of the rotor, and the power converter further acquires the rotation angle signal.
  • a rotation angle acquisition unit wherein the target voltage specification unit acquires at least one of a frequency and an amplitude of a two-phase AC voltage set as the first target voltage and the second target voltage.
  • Vector control that changes based on an error between the rotational speed of the rotor specified from the angle signal and the speed command value may be performed.
  • the power conversion device further includes a current measurement unit that measures a sequential amount of current flowing through each of the pair of first output terminals and the pair of second output terminals,
  • the target voltage designating unit estimates the rotational speed of the rotor using the measured sequential current amount, and among the frequency and amplitude of the two-phase AC voltage set as the first target voltage and the second target voltage
  • Speed sensorless vector control may be performed in which at least one of these is changed based on an error between the estimated rotational speed and the speed command value.
  • Such a configuration provides a motor system with excellent controllability.
  • a two-phase induction motor includes a first shaft winding, a second shaft winding, a rotor, a pair of first power receiving terminals drawn from the first shaft winding, A pair of second power receiving terminals drawn from the second shaft winding, and the first shaft winding and the second shaft winding are not electrically connected internally.
  • FIG. 1A is a block diagram illustrating an example of a functional configuration of a motor system including the power conversion device according to the first embodiment.
  • the motor system shown in FIG. 1A includes a power conversion device 1, an induction motor 5, and a power supply line that connects the power conversion device 1 and the induction motor 5.
  • the single-phase AC power source 2 is a power source that supplies a single-phase AC voltage to the motor system.
  • the single-phase AC power supply 2 may be a commercial power supply for general households, for example.
  • the power conversion device 1 is a power conversion device that converts an input voltage that is a single-phase AC voltage into an output voltage that is a two-phase AC voltage.
  • the power conversion apparatus 1 includes a pair of input terminals 3 and 4 to which the input voltage is applied from a single-phase AC power supply 2, a pair of first output terminals 6 and 7 that output the first-phase output voltage, A pair of second output terminals 8 and 9 for outputting the two-phase output voltage, a matrix switch 10 and a switch controller 20 are provided.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a detailed configuration of the induction motor 5 and the matrix switch 10.
  • the induction motor 5 is a two-phase induction motor, and includes a first shaft winding 51, a second shaft winding 52, a rotor 53, a pair of first power receiving terminals 56, 57 drawn from the first shaft winding 51, And a pair of second power receiving terminals 58 and 59 drawn from the second shaft winding 52.
  • the first shaft winding 51 and the second shaft winding 52 are not electrically connected inside the induction motor 5.
  • the first shaft winding 51 and the second shaft winding 52 may have the same electrical characteristics.
  • the first power receiving terminals 56 and 57 are connected to the first output terminals 6 and 7 of the power conversion device 1 through a first power supply line, and the second power reception terminals 58 and 59 are connected to the second power supply device 1 through the second power supply line. Connected to output terminals 8 and 9.
  • the number of the first axis winding 51 and the number of the second axis windings 52 is not limited to one, and two or more equal numbers of the first axis windings 51 and the second axis windings 52 are included.
  • a multi-pole motor can also be configured by using it.
  • the matrix switch 10 includes first bidirectional switches 11 to 14 and second bidirectional switches 15 to 18.
  • the first bidirectional switches 11 to 14 are provided corresponding to combinations of the input terminals 3 and 4 and the first output terminals 6 and 7, respectively, and corresponding one of the input terminals 3 and 4 and the first output terminal.
  • the connection and disconnection with the corresponding one of 6, 7 is switched according to the first control signals G1a to G4b supplied from the switch controller 20.
  • the second bidirectional switches 15 to 18 are provided corresponding to the combinations of the input terminals 3 and 4 and the second output terminals 8 and 9, and the corresponding one of the input terminals 3 and 4 and the second output terminal.
  • the connection and disconnection with the corresponding one of 8, 9 is switched according to the second control signals G5a to G8b supplied from the switch controller 20.
  • each of the first bidirectional switch 11-14 and the second bidirectional switch 15-18 is formed by connecting two unidirectional switches in antiparallel. .
  • One unidirectional switch may be composed of, for example, a reverse blocking IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor) M1 or M2, or a circuit in which an IGBTTM3 and a diode D1 are connected in series, or an IGBTTM4 and a diode D2. And may be configured by a circuit connected in series.
  • IGBT Isolated Gate Bipolar Transistor
  • One unidirectional switch switches between a conductive state and a non-conductive state only in one direction according to one of the first control signals G1a to G4b and the second control signals G5a to G8b, and does not conduct in the reverse direction. .
  • each bidirectional switch has a conductive state in which current can flow in both directions, a conductive state in which current can flow only in one of the upward and downward directions on the paper, and a non-conductive state. It can be switched to any state.
  • the matrix switch 10 receives a pair of input terminals 3 and 4 and a pair of first output terminals 6 and 7 via the first bidirectional switches 11 to 14 in response to the first control signals G1a to G4b. Can be connected straight, cross connected, and cut off.
  • the straight connection between the pair of input terminals 3 and 4 and the pair of first output terminals 6 and 7 means that the input terminals 3 and 4 and the first output terminals 6 and 7 are connected to the input terminals 3 and 4. It is defined that the input voltage applied to is connected in a combination that is supplied to the first output terminals 6 and 7 with the same polarity (also referred to as non-inversion voltage supply).
  • the pair of input terminals 3 and 4 and the pair of first output terminals 6 and 7 are cross-connected to each other by connecting the input terminals 3 and 4 and the first output terminals 6 and 7 to the input terminals 3 and 4. It is defined as a connection in which the applied input voltage is supplied to the first output terminals 6 and 7 with reverse polarity (also referred to as inverted voltage supply).
  • disconnecting the pair of input terminals 3, 4 and the pair of first output terminals 6, 7 means a pair of first output terminals 6 of the input voltage applied to the pair of input terminals 3, 4. , 7 is defined as disconnecting at least one of the input terminals 3 and 4 from either of the first output terminals 6 and 7 so that the supply to the terminals 7 and 7 is interrupted.
  • the matrix switch 10 receives a pair of input terminals 3 and 4 and a pair of second output terminals 8 and 9 via the second bidirectional switches 15 to 18 in response to the second control signals G5a to G8b. Can be connected straight, cross-connected, and disconnected. The definition of straight connection, cross connection and disconnection between the pair of input terminals 3 and 4 and the pair of second output terminals 8 and 9 is the same as described above.
  • the switch controller 20 is a controller of the matrix switch 10, and the first control signals G1a to G1a are converted so that an input voltage that is a single-phase AC voltage is converted to an output voltage that is a two-phase AC voltage via the matrix switch 10.
  • G4b and second control signals G5a to G8b are generated and supplied to the matrix switch 10.
  • the switch controller 20 may be realized by an analog circuit including an oscillator, a comparator, a multiplier, and the like, or may be realized by a software function performed by the processor executing a predetermined program.
  • the switch controller 20 includes a target voltage specifying unit 23, a control signal generating unit 24, and a driver 25.
  • the target voltage designating unit 23 designates the first target voltage and the second target voltage that represent the respective sequential target values of the first phase and the second phase of the output voltage by the two-phase AC voltage.
  • the control signal generator 24 generates first control signals G1a to G4b and second control signals G5a to G8b.
  • the first control signals G1a to G4b are control signals for periodically connecting and disconnecting the pair of input terminals 3 and 4 and the pair of first output terminals 6 and 7, and the input voltage and the first target. It is generated based on a comparison of instantaneous values of polarity and absolute value of each voltage.
  • the second control signals G5a to G8b are control signals for periodically connecting and disconnecting the pair of input terminals 3 and 4 and the pair of second output terminals 8 and 9, and the input voltage and the second target signal. It is generated based on a comparison of instantaneous values of polarity and absolute value of each voltage.
  • control signal generation unit 24 acquires the voltage of the input terminal 3 to detect the voltage of the input terminal 3 with respect to the ground voltage as the input voltage. To do.
  • control signal generator 24 can detect the voltage between the terminals as the input voltage by acquiring the voltage of the input terminals 3 and 4. it can.
  • the driver 25 supplies the generated first control signals G1a to G4b and second control signals G5a to G8b to the first bidirectional switch 11 to 14 and the second bidirectional switch 15 to 18, respectively.
  • a power conversion method executed in the power conversion device 1 configured as described above will be described.
  • FIG. 3 is a graph showing an example of main voltage waveforms used in the power conversion method. With reference to FIG. 3, the basic concept of the power conversion method will be described first.
  • FIG. 3 shows typical examples of waveforms of the input voltages in, ⁇ in, the first target voltage ref1, the second target voltage ref2, the first phase output voltage out1, and the second phase output voltage out2. It is shown.
  • the input voltages in and -in are single-phase AC voltages applied from the single-phase AC power source 2 to the input terminals 3 and 4.
  • the input voltage in is a voltage of the input terminal 3 with respect to the input terminal 4
  • the input voltage ⁇ in is a voltage of the input terminal 4 with respect to the input terminal 3.
  • the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2 are two-phase AC voltages specified by the target voltage specifying unit 23, respectively.
  • the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2 respectively represent sequential target values of the first phase output voltage out1 and the second phase output voltage out2 (that is, at each time).
  • the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2 have a phase difference at the same frequency.
  • AC voltage is used.
  • the frequency of each of the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2, the respective amplitudes, and the phase difference between them are determined as appropriate in order to control the rotational speed and torque and according to the structure of the two-phase induction motor to be driven. It is done.
  • the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2 both have the same frequency as the input voltage in and an amplitude that is 1 / ⁇ 2 times the input voltage in, and each is +45 degrees, ⁇ A sinusoidal AC voltage having a phase difference of 45 degrees may be used.
  • the power conversion device 1 has periods T2, T3, T6 in which the instantaneous value of the absolute value of the input voltage in is larger than the instantaneous value of the absolute value of the first target voltage ref1 (in other words, the absolute value of the input voltage is excessive).
  • T7 by periodically connecting and disconnecting the pair of input terminals 3, 4 and the pair of first output terminals 6, 7 via the first bidirectional switches 11-14, The average value of the output voltage out1 in a short time (for example, every cycle) is adjusted to be the instantaneous value of the first target voltage ref1.
  • Such control may be performed by PWM control, for example.
  • PWM control a period sufficiently shorter than the period of the input voltage in, the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2 (for example, the period of the PWM carrier signal having a frequency of 20 kHz) is used.
  • the connection time for each cycle is sequentially changed so that the duty ratio, which is the ratio of the connection time to the PWM cycle, is equal to the ratio of the instantaneous value of the first target voltage ref1 to the instantaneous value of the input voltage in.
  • the average value for each cycle of the output voltage out1 of the first phase is adjusted to be the instantaneous value of the first target voltage ref1.
  • the waveform of the output voltage out1 of the first phase in FIG. 3 shows the average value for each period of the output voltage out1 of the first phase.
  • the power conversion device 1 has periods T1, T4, T5, in which the instantaneous value of the absolute value of the input voltage in is equal to or less than the instantaneous value of the absolute value of the first target voltage ref1 (in other words, the absolute value of the input voltage is insufficient).
  • the pair of input terminals 3 and 4 and the pair of first output terminals 6 and 7 are always disconnected to set the first phase output voltage out1 to zero. However (that is, the voltage supply may be stopped). Such an embodiment will be described in detail later.
  • the power converter 1 When the power converter 1 connects the pair of input terminals 3, 4 and the pair of first output terminals 6, 7, the polarity of the input voltage in and the polarity of the first target voltage ref 1 are the same period (period T1, T2, T5, T6) are connected straight, and are cross-connected in periods (periods T3, T4, T7, T8) in which the polarity of the input voltage in and the polarity of the first target voltage ref1 are different.
  • the power converter 1 converts the input voltage in to the second phase output voltage out2 by applying the same concept to the input voltage in and the second target voltage ref2.
  • step S7 an inversion voltage is supplied by PWM control, and an inversion voltage is continuously supplied in periods S4 and S8.
  • the input voltage in is converted into a second-phase output voltage out2 as shown in FIG.
  • the waveform of the output voltage out2 of the second phase in FIG. 3 is indicated by an average value for each period, similarly to the waveform of the output voltage out1 of the first phase.
  • FIG. 4 shows examples of waveforms of the input voltages in and ⁇ in, the target voltage ref1 specified by the target voltage specifying unit 23, the first control signals G1a to G4b generated by the control signal generating unit 24, and the output voltage out1. It is a timing chart which shows.
  • the waveform of the output voltage out1 is indicated by an average value for each cycle of the output voltage out1.
  • the periods T1 to T8 correspond to the periods T1 to T8 shown in FIG.
  • the first bidirectional switches 11 to 14 are expressed as SW11 to SW14, respectively, and the first control signals G1a to G4b are expressed as gate signals G1a to G4b of SW11 to SW14, respectively.
  • the ON level and OFF level of the gate signals G1a to G4b mean signal levels for setting the unidirectional switches constituting the SW11 to SW14 to a conductive state and a nonconductive state, respectively.
  • 5A to 5H show the conduction states of SW11 to SW14 set according to the gate signals G1a to G4b shown in FIG. 4 and the current path of the first shaft winding 51 in each of the periods T1 to T8. It is a circuit diagram. 5A to 5H, the conduction state and non-conduction state of the individual unidirectional switches constituting the SWs 11 to 14 are represented by solid lines and dotted lines, respectively, and the current path of the first shaft winding 51 is represented by a thick broken arrow. Is done.
  • FIGS. 4, 5A to 5H, and the following description will describe the first target voltage ref1, the gate signals G1a to G4b, and SW11 to convert the input voltage in to the first phase output voltage out1. 14, the same applies to the second target voltage ref2, the second control signals G5a to G8b, and the bidirectional switches 15 to 18 for converting the input voltage in to the second phase output voltage out2. Also holds true.
  • the target voltage specifying unit 23 specifies the first target voltage ref1 that is one phase of the two-phase AC voltage.
  • the target voltage specifying unit 23 for example, uses an oscillator to actually generate the first target voltage ref1, or indicates the sequential instantaneous value of the first target voltage ref1 as time series data, thereby the first target voltage ref1.
  • the control signal generator 24 sequentially identifies the periods T1 to T8 (for example, every PWM cycle) based on the comparison between the instantaneous value of the input voltage in and the instantaneous value of the first target voltage ref1. Then, a gate signal G1a for performing one of continuous non-inverted voltage supply, non-inverted voltage supply by PWM control, continuous inverted voltage supply, and inverted voltage supply by PWM control according to the identified period. Generate G4b.
  • gate signals G1a to G4b for supplying a continuous non-inverted voltage are generated.
  • the control signal generator 24 identifies the period T1 by 0 ⁇ in ⁇ ref1 (condition 1), and identifies the period T5 by 0> in ⁇ ref1 (condition 5).
  • control signal generator 24 sets the gate signals G2a and G2b of SW12 and the gate signals G3a and G3b of SW13 to the ON level, and the gate signals G1a, G1b and SW14 of SW11.
  • Gate signals G4a and G4b are set to the OFF level.
  • a pair of input terminals 3 and 4 and a pair of first output terminals 6 and 7 as shown in FIGS. 5A and 5E are straightened in the periods T1 and T5, respectively.
  • the conduction states of SW11 to SW14 for connection and the current path of the first shaft winding 51 are set, and continuous non-inversion voltage supply is performed.
  • first control signals G1a to G4b for generating a non-inverted voltage by PWM control are generated.
  • the control signal generator 24 identifies the period T2 by 0 ⁇ ref1 ⁇ in (condition 2), and identifies the period T6 by 0> ref1> in (condition 6).
  • control signal generator 24 sets the levels of the gate signals G1a to G4b in the power supply periods T2a and T6a, which are a part of the PWM cycle, in the same manner as the periods T1 and T5.
  • the control signal generation unit 24 sets the lengths of the power supply periods T2a and T6a so that the ratio of the power supply periods T2a and T6a to the PWM period is equal to the ratio of the instantaneous value of the first target voltage ref1 to the instantaneous value of the input voltage in. Change the size sequentially.
  • the lengths of the power feeding periods T2a and T6a are gradually shortened and become zero at the end of the periods T2 and T6.
  • the control signal generator 24 sets the SW11 gate signals G1a and G1b and the SW13 gate signals G3a and G3b to the ON level during the regeneration periods T2b and T6b, which are the remainder of the PWM cycle, and the SW12 gate signal G2a. , G2b, and SW14 gate signals G4a and G4b are set to the OFF level.
  • a pair of input terminals 3 and 4 and a pair of first output terminals 6 and 7 as shown in FIGS. 5A and 5E are straightened in the periods T2a and T6a, respectively.
  • the conduction states of the SWs 11 to 14 for connection and the current path of the first shaft winding 51 are set, and non-inverted voltage supply is performed.
  • the conduction states of the SWs 11 to 14 for short-circuiting the pair of first output terminals 6 and 7 and the first shaft winding 51 A current path is set, and power regeneration is performed to return the regenerative current from the first shaft winding 51 in the matrix switch 10.
  • non-inverted voltage supply (periodic power supply and regeneration) is performed by PWM control.
  • gate signals G1a to G4b for supplying an inverted voltage by PWM control are generated.
  • the control signal generator 24 identifies the period T3 by 0> ref1> -in (condition 3), and identifies the period T7 by 0 ⁇ ref1 ⁇ -in (condition 7).
  • the control signal generation unit 24 turns on the gate signals G1a and G1b of SW11 and the gate signals G4a and G4b of SW14 in the power supply periods T3a and T7a that are a part of the PWM cycle.
  • the gate signals G2a and G2b of SW12 and the gate signals G3a and G3b of SW13 are set to the OFF level.
  • the control signal generator 24 sets the lengths of the power supply periods T3a and T7a so that the ratio of the power supply periods T3a and T7a to the PWM period is equal to the ratio of the instantaneous value of the first target voltage ref1 to the instantaneous value of the input voltage in. Change the size sequentially.
  • the lengths of the power supply periods T3a and T7a are 0 at the beginning of the periods T3 and T7, and gradually increase.
  • control signal generator 24 sets the levels of the gate signals G1a to G4b in the regeneration periods T3b and T7b, which are the remainder of the PWM cycle, in the same manner as the periods T2b and T6b.
  • a pair of input terminals 3 and 4 and a pair of first output terminals 6 and 7 as shown in FIGS. 5C and 5G are crossed in the periods T3a and T7a, respectively.
  • the conduction state of SW11 to SW14 for connection and the current path of the first shaft winding 51 are set, and the inverted voltage is supplied.
  • the conduction states of the SWs 11 to 14 for short-circuiting the pair of first output terminals 6 and 7 and the first shaft winding 51 A current path is set, and power regeneration is performed to return the regenerative current from the first shaft winding 51 in the matrix switch 10.
  • inversion periods are performed by PWM control in the periods T3 and T7.
  • gate signals G1a to G4b for supplying a continuous inversion voltage are generated.
  • the control signal generator 24 identifies the period T4 by 0> ⁇ in ⁇ ref1 (condition 4), and identifies the period T8 by 0 ⁇ in ⁇ ref1 (condition 8).
  • control signal generator 24 sets the levels of the gate signals G1a to G4b in the same manner as the periods T3a and T7a.
  • a pair of input terminals 3 and 4 and a pair of first output terminals 6 and 7 as shown in FIGS. 5D and 5H are provided in the periods T4 and T8, respectively.
  • the conduction state of SW11 to SW14 for cross connection and the current path of the first shaft winding 51 are set, and continuous inversion voltage supply is performed.
  • an input voltage that is a single-phase AC voltage is converted into a two-phase AC voltage with high efficiency without using a DC voltage by using a matrix switch. Can do.
  • the two-phase AC voltage converted by the power conversion device 1 is used, for example, to drive the induction motor 5 in which the first shaft winding 51 and the second shaft winding 52 are not electrically connected internally. . Since neither the induction motor 5 nor the power conversion device 1 uses a capacitor that causes a loss of the life and reliability of the device, combining the power conversion device 1 and the induction motor 5 increases the life and reliability of the device. A motor system excellent in life and reliability without using a capacitor that causes damage can be obtained.
  • the conventional capacitor motor may be configured such that the resistance of the auxiliary winding for starting is larger than the resistance of the main winding.
  • the resistance of the auxiliary winding is Torque is limited.
  • the two-phase AC voltage generated by the power conversion device 1 is suitable for application to two windings having the same electrical characteristics.
  • the single-phase to two-phase conversion by the power conversion device 1 can provide an output voltage with a larger amplitude than that of a general single-phase to three-phase conversion.
  • 6A and 6B are graphs showing examples of output voltages obtained by a single-phase to three-phase conversion operation by a general matrix converter and a single-phase to two-phase conversion operation by the power conversion device 1, respectively.
  • FIG. 6A and 6B show the output voltage converted from the input voltage having the same amplitude. However, in FIG. 6B, for convenience of comparison, a calculation result obtained by performing equivalent three-phase conversion on the two-phase AC voltage output from the power conversion device 1 is illustrated.
  • the amplitude after the equivalent three-phase conversion of the output voltage by the power conversion device 1 shown in FIG. 6B is compared with the amplitude of the output voltage obtained by the single-phase to three-phase conversion by the general matrix converter shown in FIG. 6A. It was found that it was ⁇ 2. This is because the two-phase induction motor driven by the output voltage of the power converter 1 generates ⁇ 2 times the torque compared to the three-phase induction motor driven by the output voltage of a general matrix converter. I mean.
  • the two-phase induction motor can generate the same torque with a volume of 1 / ⁇ 2 (about 71%) of the three-phase induction motor. it can.
  • a motor system with better controllability can be configured by introducing a vector control function into a motor system that combines the power conversion device 1 and the induction motor 5 described above.
  • a vector control function into a motor system that combines the power conversion device 1 and the induction motor 5 described above.
  • FIG. 7 is a block diagram illustrating an example of a functional configuration of another motor system according to the first embodiment.
  • the induction motor 5 is provided with a rotation angle sensor 27 that outputs a rotation angle signal indicating the sequential rotation amount of the rotor.
  • the rotation angle acquisition unit 29 is added and the target voltage specification unit 23a is changed as compared with the power conversion device 1 described above.
  • the rotation angle acquisition unit 29 acquires the rotation angle signal output from the rotation angle sensor 27.
  • the target voltage specifying unit 23a determines the amplitude, frequency, and phase of the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2 based on the error between the rotational speed of the rotor specified from the acquired rotation angle signal and the speed command value. Vector control is performed to change at least one of them.
  • control is performed to keep the exciting current component of the winding current constant and adjust the torque current component of the winding current.
  • the power conversion device 1a configured as described above, it is possible to control the rotation speed by suppressing the fluctuation of the rotation speed of the rotor due to the fluctuation of the load.
  • FIG. 8 is a block diagram illustrating an example of a functional configuration of another motor system according to the first embodiment.
  • the power conversion device 1 b is different from the power conversion device 1 described above in that current sensors 30 a and 30 b and a current amount acquisition unit 31 are added, and the target voltage specification unit 23 b is changed. Is done.
  • the current sensors 30a and 30b are sensors that output current amount signals indicating sequential amounts of current flowing through the pair of first output terminals 6 and 7 and the pair of second output terminals 8 and 9, respectively. It may be a resistor.
  • the current amount acquisition unit 31 acquires signals output from the current sensors 30a and 30b.
  • the target voltage specifying unit 23b estimates the rotational speed of the rotor using the acquired sequential current amount, and based on the error between the estimated rotational speed and the speed command value, the first target voltage ref1 and Speed sensorless vector control is performed to change at least one of the amplitude, frequency, and phase of the second target voltage ref2.
  • the rotational speed of the rotor is estimated using the measured value of the winding current, and torque control is performed using the estimated rotational speed. Since a rotation angle sensor that is likely to be restricted by the use environment is not used, it is suitable for controlling a motor used in a severe environment (for example, accompanied by a large vibration).
  • the power conversion device 1b configured as described above, it is possible to control the rotation speed by suppressing the fluctuation of the rotation speed of the rotor without using the rotation angle sensor.
  • FIG. 9 shows, as an example of changing the frequency, each case where the above-described power conversion method is executed using the first target voltage ref1 having a frequency three times the first target voltage ref1 described in FIG. It is a timing chart which shows the waveform of a signal.
  • FIG. 9 is shown by the same notation as FIG.
  • FIG. 9 shows that even when the frequency of the first target voltage ref1 is changed from FIG. 4, the periods T1 to T8 are identified by the same conditions as in FIG. 4, and the gate signal corresponding to the first target voltage ref1 having a higher frequency. It shows that G1a to G4b can be generated. The same applies to the case where the amplitude and phase of the first target voltage ref1 are changed.
  • a unidirectional switch composed of a circuit in which reverse blocking type IGBTTM1, M2, IGBTTM3, and M4 and diodes D1 and D2 are respectively connected in series is antiparallel.
  • the bidirectional switch may be configured using a bidirectional HFET (Hetero Field Effect Transistor) or GIT (Gate Injection Transistor) M5 using a GaN (gallium nitride) based semiconductor.
  • a bidirectional switch can be configured by forming two gates (G3a, G3b) between the source and the drain.
  • the circuit scale is reduced. Further, since the two gates are adjacent to each other in the element, the two gate signal lines can be formed with substantially the same length, and the delay between the gate signals can be eliminated. As a result, the dead time and the controllability of the commutation circuit are improved, and malfunction is prevented.
  • FIG. 10 is a timing chart showing an example of waveforms of the gate signals G1a to G4b generated based on such a concept.
  • FIG. 10 is shown by the same notation as FIG. 4, and the waveform of the gate signal is distinguished for each unidirectional switch. Specifically, the waveform of the gate signal of the unidirectional switch shown on the left side of the paper of each bidirectional switch (indicated by the signal name ending in a) is indicated by a solid line, and on the right side of the paper of each bidirectional switch. The waveform of the gate signal of the unidirectional switch shown (indicated by the signal name ending in b) is indicated by a dotted line.
  • 11A to 11H show the conduction states of SW11 to SW14 set according to the gate signals G1a to G4b shown in FIG. 10 and the current path of the first shaft winding 51 in each of the periods T1 to T8. It is a circuit diagram. 11A to 11H are shown by the same notation as FIGS. 5A to 5H.
  • the gate signals G1a to G4b in FIG. 10 differ from the gate signals G1a to G4b in FIG. 4 in the following points.
  • the unidirectional switches to which the input voltage in is applied in the reverse direction in the periods T1 to T4 that is, the unidirectional switches on the left side of SW11, the right side of SW12, the left side of SW13, and the right side of SW14 are always connected.
  • the gate signals G1a, G2b, G3a, G4b are fixed to the ON level.
  • the unidirectional switches to which the input voltage in is applied in the reverse direction in the periods T5 to T8 that is, the unidirectional switches on the right side of SW11, the left side of SW12, the right side of SW13, and the left side of SW14 are always connected.
  • the gate signals G1b, G2a, G3b, and G4a are fixed to the ON level.
  • a unidirectional switch that is in the opposite direction to the regenerative current from the first shaft winding 51 that is, the right side of SW11 in the period T2, the right side of SW13 in the period T3,
  • the gate signals G1b, G3b, G1a, and G3a are fixed at the OFF level so that the unidirectional switches on the left side of the SW11 in the period T6 and the left side of the SW13 in the period T7 are always disconnected.
  • the same operation as that of the gate signals G1a to G4b of FIG. 4 is realized as shown in FIGS. 11A to 11H.
  • the gate signals whose levels change for PWM control are only the gate signal G2a in the period T2, the gate signal G4a in the period T3, the gate signal G2b in the period T6, and the gate signal G4b in the period T7.
  • the total number of times of changing the level of the gate signal is greatly reduced, and the power for driving the gate signal is reduced.
  • the regenerative current from the first shaft winding 51 shown in FIGS. 11A and 11B may flow in the direction opposite to the illustration. .
  • Such a reverse flow occurs when a large amount of magnetic energy remains in the first shaft winding 51 in the preceding period.
  • the regenerative current from the first shaft winding 51 flows in the direction opposite to that shown in the figure, the regenerative current from the first shaft winding 51 recirculates to the single-phase AC power source 2 in FIG. 11A but can recirculate in FIG. 11B. Since there is no path, a very large voltage is applied to SW11 and a large power loss occurs.
  • a path for the regenerative current from the load is provided in a bidirectional conductive state in order to cope with such a problem.
  • FIG. 12 is a timing chart showing an example of waveforms of the gate signals G1a to G4b generated based on such a concept.
  • FIG. 12 is shown in the same notation as FIG.
  • the gate signals G1a to G4b in FIG. 12 have a regenerative current path from the first shaft winding 51 through SW11 and SW13 in the periods T2b, T3b, T6b, and T7b.
  • the gate signals G1b, G3b, G1a, and G3a are set to the ON level so that they are formed in a bidirectionally conductive state.
  • the same operation as the gate signals G1a to G4b of FIG. 4 is realized for the winding current in the illustrated direction. Is done.
  • the path of the regenerative current from the first shaft winding 51 is formed in a bidirectionally conductive state via SW11 and SW13. Current can also flow.
  • the level of the gate signals G1b, G3b, G1a, and G3a is also changed.
  • the regenerative current from the first shaft winding 51 can be recirculated in the matrix switch 10 regardless of the direction, and power regeneration can be performed appropriately.
  • FIGS. 14 and 15 are timing charts showing examples of waveforms of the gate signals G1a to G4b generated by the control signal generation unit 24 in order to execute such a power conversion method.
  • the gate signals G1a to G4b in FIGS. 14 and 15 are configured by changing a part of the gate signals G1a to G4b in FIGS. 10 and 12, respectively.
  • the gate signals G1a to G4b in FIG. 14 are supplied with voltage in a period in which the instantaneous value of the absolute value of the input voltage in is equal to or less than the instantaneous value of the absolute value of the first target voltage ref1, as compared with the gate signals G1a to G4b of FIG.
  • the gate signal G2a in the period T1, the gate signal G4a in the period T4, the gate signal G2b in the period T5, and the gate signal G4b in the period T8 are fixed to the OFF level. That is, the gate signals G1a to G4b in FIG.
  • the gate signals G1a to G4b in FIG. 15 are compared with the gate signals G1a to G4b in FIG. , T5, and T8 are different only in that the gate signals G2a, G4a, G2b, and G4b are fixed to the OFF level and the gate signals G1b, G3b, G1a, and G3a are fixed to the ON level. That is, the gate signals G1a to G4b in FIG. 15 are set to the same level as the periods T2b, T3b, T6b, and T7b that are regeneration periods of the PWM period in the periods T1, T4, T5, and T8. As a result, the voltage supply is stopped and the output voltage out1 of the first phase becomes zero.
  • the power supply for supplying the input voltage (including resistors such as wiring) is excessive. It is possible to avoid a heavy load and suppress fluctuations in the input voltage. Further, since it is not necessary to accurately estimate the timing at which the input voltage becomes 0 V, malfunction is less likely to occur in the circuit of FIG. 1A with fewer sensors than the circuit of FIG. 1B that can accurately calculate the potential difference of the input voltage.
  • FIG. 16 is a timing chart showing an example of waveforms of the gate signals G1a to G4b generated by the control signal generation unit 24 in order to execute such a power conversion method.
  • the gate signals G1a to G4b in FIG. 16 are configured by changing a part of the gate signals G1a to G4b in FIG.
  • the gate signals G1a to G4b in FIG. 16 stop changing the level of the gate signal G2b in the periods T5 and T6 and change the level of the gate signal G3a instead of the gate signals G1a to G4b in FIG. In the periods T7 and T8, the only difference is that the level of the gate signal G4b is stopped instead of changing the level of the gate signal G4b.
  • 17A to 17D show the conduction states of the bidirectional switches 11 to 14 set according to the first control signals G1a to G4b shown in FIG. 16 and the first shaft winding 51 in each of the periods T5 to T8. It is a circuit diagram which shows the path
  • non-inverted voltage supply (periodic power supply and regeneration) by PWM control is performed by switching SW12 and SW13 that are different in periods T2 and T6, and inverted voltage supply (periodic power supply and regeneration) by PWM control.
  • the switching frequency of the bidirectional switches 11 to 14 is leveled, whereby the heat generation of the bidirectional switches 11 to 14 is leveled. It is possible to reduce disadvantages such as the reduction of the rated power and the decrease in reliability due to the overheating.
  • the power conversion method for leveling the switching frequency of the bidirectional switch can be combined with a power conversion method in which a path of regenerative current from the load is provided in a bidirectional conductive state.
  • FIG. 18 is a timing chart showing an example of waveforms of the gate signals G1a to G4b generated by the control signal generation unit 24 in order to execute such a power conversion method.
  • the gate signals G1a to G4b in FIG. 18 are configured by changing a part of the gate signals G1a to G4b in FIG.
  • the gate signals G1a to G4b in FIG. 18 have a bidirectional regenerative current path from the first shaft winding 51 through SW11 and SW13 in the periods T2b and T3b.
  • the gate signals G1b and G3b are set to the ON level so as to be formed in the conductive state, and in the periods T6b and T7b, the path of the regenerative current from the first shaft winding 51 is via SW12 and SW14.
  • the gate signals G4b and G2b are set to the ON level so as to be formed in a bidirectional conductive state.
  • the same operation as the gate signals G1a to G4b in FIG. 4 is realized as shown in FIGS. 19A to 19H.
  • the path of the regenerative current from the first shaft winding 51 is formed in a bidirectionally conductive state via SW11 and SW13 during the periods T2b and T3b, and via SW12 and SW14 during the periods T6b and T7b. And formed in a bidirectional conductive state.
  • the switching frequency of the bidirectional switches 11 to 14 is leveled, and the regenerative current from the first shaft winding 51 can be recirculated in the matrix switch 10 regardless of the direction.
  • FIG. 20 is a functional block diagram showing an example of a simulation model.
  • the model of FIG. 20 has a function of executing the power conversion method described with reference to FIG. 4, and portions corresponding to the components shown in FIGS. 1A, 1B, and 2 are shown in FIGS. 1A and 1B. And the same reference numerals as those in FIG.
  • FIG. 21 is a timing chart for explaining the operation of the model of FIG.
  • the target voltage specifying unit 23 includes oscillators 61 and 62 that generate a two-phase AC voltage that specifies the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2.
  • the control signal generation unit 24 generates a first signal generation circuit (an upper portion of the paper) that generates a first control signal for controlling SW11 to SW14, and a second control signal for controlling SW15 to SW18. It is composed of a second signal generation circuit (the lower part of the drawing).
  • the first signal generation circuit includes a divider 63, adders 64, 65, 76, and 77, multipliers 66 to 69, 74, and 75, comparators 70 to 73, 79, and 80, an oscillator 78, and inverters 81 and 82. Composed.
  • the second signal generation circuit is also configured in the same manner, although the reference numerals are omitted.
  • the oscillator 78 generates a PWM carrier signal.
  • the PWM carrier signal is a ramp wave (for example, a sawtooth wave, a triangular wave, etc.) that rises every PWM cycle.
  • the divider 63 sequentially calculates an absolute value
  • the adder 64 calculates the sign of ref1-in ((b) of FIG. 21) from the instantaneous value of the input voltage in and the instantaneous value of the first target voltage ref1, and the multipliers 66 and 67, the comparator 70, 71 calculates a code of (ref1-in) ⁇ in ((c) in FIG. 21) and a code of (ref1-in) ⁇ ref1 ((d) in FIG. 21).
  • the comparators 70 and 71, the multiplier 74, and the adder 76 are respectively calculated when (c) and (d) are calculated as (+, +), ( ⁇ , ⁇ ), ( ⁇ , +), respectively.
  • the value divided by the divider 63 is shifted to a level higher than the maximum value, a level within the amplitude range, and a level lower than the minimum value of the PWM carrier signal.
  • the comparator 79 and the inverter 81 compare the division value after the level shift with the PWM carrier signal, thereby the first control signal corresponding to each period of continuous execution of non-inverted voltage supply, execution by PWM control, and stop. Is generated ((e) of FIG. 21). Specifically, this first control signal is a gate signal of SW12 shown in FIG.
  • the duty ratio of the non-inverted voltage supply by PWM control is changed for each PWM cycle so as to be equal to the ratio
  • the adder 65 calculates the sign of ref1 + in ((f) in FIG. 21) from the instantaneous value of the input voltage in and the instantaneous value of the first target voltage ref1, and the multipliers 68 and 69 and the comparators 72 and 73 , (Ref1 + in) ⁇ in sign ((g) in FIG. 21) and (ref1 + in) ⁇ ref1 sign ((h) in FIG. 21).
  • the comparators 72 and 73, the multiplier 75, and the adder 77 are respectively used when the calculated (c) and (d) are ( ⁇ , +), (+, ⁇ ), (+, +), respectively.
  • the value divided by the divider 63 is shifted to a level higher than the maximum value, a level within the amplitude range, and a level lower than the minimum value of the PWM carrier signal.
  • the comparator 80 and the inverter 82 compare the division value after the level shift with the PWM carrier signal, thereby the first control signal corresponding to each period of continuous execution of inversion voltage supply, execution by PWM control, and stop. Is generated ((i) of FIG. 21).
  • the first control signal is a gate signal of SW14 shown in FIG.
  • the duty ratio of the inverted voltage supply by PWM control is also changed every PWM cycle so as to be equal to the ratio
  • the second signal generation circuit generates a second control signal for controlling SW15 to SW18 by performing the same processing as described above on the input voltage in and the second target voltage ref2.
  • the second signal generation circuit is different from the first signal generation circuit in that a ramp wave that falls every PWM cycle (for example, a sawtooth wave, a triangular wave, or the like) is used for the PWM carrier signal.
  • a vertical stripe representing a voltage swing by PWM control is shown in a part of the waveform of the output voltage out1 of the first phase.
  • the output voltage out1 of the first phase in such a section swings between 0 and the instantaneous value of the input voltage in by PWM control, and the average voltage for each PWM period is the first target voltage ref1. .
  • Similar results were obtained for the second target voltage ref2 and the output voltage out2 of the second phase.
  • the waveform of the total current iload was slightly modulated at the point where the power supply voltage in crosses 0, but it was confirmed that it was in the same phase as the power supply voltage in and almost sinusoidal.
  • FIG. 22B is a graph showing waveforms of the first target voltage ref1 and the first-phase output voltage out1 obtained by the simulation. From the graph of FIG. 22B, it was confirmed that the same operation was performed even when the frequency of the first target voltage ref1 and the second target voltage ref2 was set to three times the frequency of the input voltage in.
  • a ramp that rises in each PWM cycle as a PWM carrier signal for PWM control of the first-phase output voltage out1 and a PWM carrier signal for PWM control of the second-phase output voltage out2 Waves and ramp waves that fall every PWM cycle are used.
  • 23A and 23B are timing charts for explaining the PWM control operation performed by such a configuration.
  • 23A and 23B show examples of main signal waveforms in the PWM control operation when the sum of the two-phase duty ratios is 100% and 70%, respectively.
  • the first-phase power supply and the second-phase power supply in the PWM control operation are executed in a period including the start end and a period including the end of the PWM cycle, respectively. Therefore, the two-phase power supply periods do not overlap unless the sum of the two-phase duty ratios in PWM control exceeds 100%. As a result, it is possible to avoid an excessive load on a power supply (including a resistor such as a wiring) that supplies the input voltage, and to suppress fluctuations in the input voltage.
  • the first target voltage ref1 and the second target voltage ref1 having the amplitude 1 / ⁇ 2 times the input voltage in, the same frequency as the input voltage in, and the phase difference of +45 degrees and ⁇ 45 degrees with respect to the input voltage in.
  • the input voltage in is effectively and stably converted into the first phase output voltage out1 and the second phase output voltage out2.
  • the first-phase PWM control is performed as described above, and the second-phase PWM control is changed as follows. That is, the first-phase PWM carrier signal is also used for the second phase, and the level of the first-phase PWM carrier signal carrier1 is a value obtained by inverting the duty ratio of the second phase (1-
  • the dead time can be controlled by using a triangular wave instead of the sawtooth wave as shown in FIGS. 23A and 23B as the PWM carrier signal.
  • the present invention is applied to a power converter that converts a single-phase AC power source into a two-phase AC power source, and can be used particularly for driving a two-phase induction motor.

Landscapes

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Abstract

　単相交流電圧を２相交流電圧に変換するための、効率および信頼性に優れた電力変換方法を提供する。　単相交流電圧である入力電圧（ｉｎ）を受け取り、２相交流電圧である出力電圧（ｏｕｔ１、ｏｕｔ２）の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を表す第１目標電圧（ｒｅｆ１）及び第２目標電圧（ｒｅｆ２）を指定し、入力電圧（ｉｎ）の絶対値の瞬時値が第１目標電圧（ｒｅｆ１）の絶対値の瞬時値よりも大きい期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ６に、前記１対の入力端子と１対の第１出力端子とを、比｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、入力電圧（ｉｎ）の絶対値の瞬時値が第２目標電圧（ｒｅｆ２）の絶対値の瞬時値よりも大きい期間Ｓ２、Ｓ３、Ｓ５、Ｓ６に、前記１対の入力端子と１対の第２出力端子とを、比｜ｒｅｆ２／ｉｎ｜に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断する。

Description

電力変換装置、電力変換方法、モータシステム、２相誘導モータ
　本発明は、電力変換装置及び電力変換方法に関し、特には、単相交流電力を２相交流電力に変換する技術、及びそのような技術を用いて単相交流電力から変換された２相交流電力によって駆動される２相誘導モータに関する。
　従来、マトリクスコンバータを用いた電力変換装置が実用化されている（例えば、特許文献１、特許文献２）。
　図２４は、特許文献１に開示されているマトリクスコンバータ２００の回路図である。マトリクスコンバータ２００は、単相交流電源２０１にて３相モータ２０３を駆動するために、単相交流電源２０１から供給される入力交流電圧を、双方向スイッチ２０２ａ～２０２ｆを用いて、３相の出力交流電圧に直接変換して、当該各相の出力交流電圧を３相モータ２０３の対応する相の巻線に供給する。
　双方向スイッチ２０２ａ～２０２ｆの各々は、片方向に導通状態と非導通状態とを制御できる２つのスイッチ素子を逆並列に接続して構成されている。大小判別手段２０４は、単相交流電源２０１の端子間電圧の大小関係を判別し、制御手段２０５は、大小判別手段２０４により判別された電圧の大小関係に応じて、単相交流電源２０１から３相モータ２０３の巻線に電流を供給し、また３相モータ２０３の巻線からの回生電流を還流させるように双方向スイッチ２０２ａ～２０２ｆの各々の導通を制御する。
　特許文献１によれば、このように構成されたマトリクスコンバータ２００により、モータ駆動時の電流の安定化、高効率化と共に、短絡のない高い信頼性が実現されるとしている。
　特許文献２にも、マトリクスコンバータを用いて単相交流電源で３相モータを駆動する、同様の技術が開示されている。
　家電製品においては、３相モータよりも構成が簡単で小型化に有利な２相モータが用いられることが多い。家庭用の単相交流電源にて動作する多くの２相モータは、単相交流電源からコンデンサを用いて生成した２相交流電圧を主巻線と補助巻線とに印加することで起動用の回転磁界を発生させる、いわゆるコンデンサモータである（例えば、特許文献３）。
　図２５は、特許文献３に開示されているコンデンサモータ３００の回路図であり、巻線３０２、３０３、コンデンサ３０４、及び交流電源３０１の接続の典型的な一例が示されている。特許文献３には、巻線の中間タップ、外部リアクタといった追加的な構成を用いることなく、コンデンサ、巻線、及び交流電源の接続を変更するだけで、コンデンサモータの複数の回転速度を切り替える技術が開示されている。
特開２０１１－４４４９号公報 特開２０１０－１５４７１４号公報 特開平７－４６８０３号公報
　しかしながら、コンデンサモータには、モータの寿命がコンデンサの寿命で制限されるという問題がある。従来、コンデンサを用いない単相モータが用いられることもあるが、単相モータでは起動用の回転磁界が得られないためロータの回転方向が一意に定まらない、トルクの脈動が生じやすいといった問題があり、コンデンサモータと比べて、単相モータが適用できる範囲は限られている。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、単相交流電源を、コンデンサを用いずに２相交流電圧に変換する電力変換装置、電力変換方法、そのような電力変換装置を用いたモータシステム、及びそのような電力変換装置による駆動に適した２相誘導モータを提供することを目的とする。
　上記の課題を解決するため、本発明の一態様に係る電力変換装置は、単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置であって、前記入力電圧が印加される１対の入力端子と、第１相の前記出力電圧を出力する１対の第１出力端子と、第２相の前記出力電圧を出力する１対の第２出力端子と、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第１出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第１出力端子との間の接続及び切断を、第１制御信号に応じて切り替える４個の第１双方向スイッチと、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第２出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第２出力端子との間の接続及び切断を、第２制御信号に応じて切り替える４個の第２双方向スイッチと、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を２相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧として設定する目標電圧指定部と、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第２制御信号を生成する制御信号生成部と、前記生成された第１制御信号及び第２制御信号を、それぞれ前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチに供給するドライバと、を備える。
　上記のように構成された電力変換装置によれば、双方向スイッチによるスイッチング動作によって単相交流電圧を２相交流電圧に変換できる。その結果、装置の長期的な信頼性を損なう可能性があるコンデンサを用いずに、かつ高い効率で、単相交流電圧から２相交流電圧が生成できる。
　前記電力変換装置を用いて一般家庭用の商用電源から生成した２相交流電圧を２相誘導モータの相ごとの巻線に独立して給電してもよい。そうすれば、３相誘導モータと比べて小型化に有利であるという２相誘導モータの利点を活かし、かつコンデンサを用いない高信頼で長寿命なモータシステムを、家電製品において広く提供することができる。
図１Ａは、第１実施形態における電力変換装置を含むモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。 図１Ｂは、第１実施形態におけるモータシステムの他の一例を示すブロック図である。 図２は、第１実施形態におけるマトリクススイッチ及び誘導モータの詳細な構成の一例を示すブロック図である。 図３は、第１実施形態における電力変換方法で用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。 図４は、第１実施形態におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図５Ａは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｂは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｃは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｄは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｅは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｆは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｇは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図５Ｈは、第１実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図６Ａは、一般的なマトリクスコンバータによる単相－３相変換動作で得られる出力電圧の一例を示すグラフである。 図６Ｂは、第１実施形態における電力変換装置による単相－２相変換動作で得られる出力電圧の一例を示すグラフである。 図７は、第１実施形態におけるモータシステムの他の一例を示す機能ブロック図である。 図８は、第１実施形態におけるモータシステムの他の一例を示す機能ブロック図である。 図９は、第１実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１０は、第１実施形態の第１変形例におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１１Ａは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｂは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｃは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｄは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｅは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｆは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｇは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１１Ｈは、第１実施形態の第１変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１２は、第１実施形態の第２変形例におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１３Ａは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｂは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｃは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｄは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｅは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｆは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｇは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１３Ｈは、第１実施形態の第２変形例におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１４は、第２実施形態におけるゲート信号の一例を示すタイミングチャートである。 図１５は、第２実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１６は、第２実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１７Ａは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１７Ｂは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１７Ｃは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１７Ｄは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１８は、第２実施形態におけるゲート信号の他の一例を示すタイミングチャートである。 図１９Ａは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｂは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｃは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｄは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｅは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｆは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｇは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図１９Ｈは、第２実施形態におけるスイッチの状態及び電流経路の一例を示す回路図である。 図２０は、第３実施形態におけるモータシステムのシミュレーションモデルの一例を示す機能ブロック図である。 図２１は、第３実施形態におけるシミュレーションモデルの基本的な動作を説明するタイミングチャートである。 図２２Ａは、第３実施形態におけるシミュレーション結果の一例を示すグラフである。 図２２Ｂは、第３実施形態におけるシミュレーション結果の他の一例を示すグラフである。 図２３Ａは、第３実施形態におけるＰＷＭ制御動作の一例を説明するグラフである。 図２３Ｂは、第３実施形態におけるＰＷＭ制御動作の他の一例を説明するグラフである。 図２４は、従来のマトリクスコンバータ回路の回路図である。 図２５は、従来のコンデンサモータの回路図である。
　本発明の一つの態様における電力変換装置は、単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置であって、前記入力電圧が印加される１対の入力端子と、第１相の前記出力電圧を出力する１対の第１出力端子と、第２相の前記出力電圧を出力する１対の第２出力端子と、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第１出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第１出力端子との間の接続及び切断を、第１制御信号に応じて切り替える４個の第１双方向スイッチと、前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第２出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第２出力端子との間の接続及び切断を、第２制御信号に応じて切り替える４個の第２双方向スイッチと、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を２相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する目標電圧指定部と、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第２制御信号を生成する制御信号生成部と、前記生成された第１制御信号及び第２制御信号を、それぞれ前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチに供給するドライバと、を備える。
　このような構成によれば、双方向スイッチによるスイッチング制御によって単相交流電圧を２相交流電圧に変換できる。その結果、装置の長期的な信頼性を損なう可能性があるコンデンサを用いずに、かつ高い効率で、単相交流電圧から２相交流電圧が生成できる。
　また、前記目標電圧指定部は、前記入力電圧の１／√２倍の振幅、前記入力電圧と同一の周波数、及び前記入力電圧に対して＋４５度及び－４５度の位相差を有する２相交流電圧によって前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧を指定してもよい。
　このような構成によれば、２相の出力電圧を合わせて１００％のデューティー比が得られるので、入力電圧を、有効かつ安定的に、各相の出力電圧に変換できる。
　また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の極性と前記第１目標電圧の極性とが同じ期間に前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第１目標電圧の極性とが異なる期間に前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とがクロス接続されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の極性と前記第２目標電圧の極性とが同じ期間に前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第２目標電圧の極性とが異なる期間に前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とがクロス接続されるように前記第２制御信号を生成してもよい。
　このような構成によれば、最大で前記入力電圧の線間電圧の２倍の振幅をもつ大きな出力電圧が得られる。
　また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが常時接続されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが常時接続されるように前記第２制御信号を生成してもよい。
　このような構成によれば、前記入力電圧が前記第１目標電圧又は前記第２目標電圧に対して不足する場合に、第１相の出力電圧又は第２相の出力電圧が、生成可能な最大値になるように調整されるので、前記入力電圧を有効に利用できる。
　また、前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが常時切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが常時切断されるように前記第２制御信号を生成してもよい。
　このような構成によれば、前記入力電圧が前記第１目標電圧又は前記第２目標電圧に対して不足する場合に、電圧供給が遮断されるので、前記入力電圧の変動を抑制することができる。さらに、電圧供給を遮断している間に、還流電流を構成するスイッチ群を切り替えることが可能となるため、入力電圧が０Ｖとなるポイントで正確にスイッチを切り替える必要がなくなるため誤動作を防止できる。
　また、前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが切断されるときに、前記１対の第１出力端子同士が短絡されるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが切断されるときに、前記１対の第２出力端子同士が短絡されるように前記第２制御信号を生成してもよい。
　このような構成によれば、負荷からの回生電流を電力変換装置内で還流させることができるので、電力効率が向上する。
　また、前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチのそれぞれは、前記第１制御信号又は前記第２制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、前記制御信号生成部は、前記１対の第１出力端子同士を短絡するときに、前記１対の第１出力端子同士を短絡するための第１双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の第２出力端子同士を短絡するときに、前記１対の第２出力端子同士を短絡するための第２双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第２制御信号を生成してもよい。
　このような構成によれば、負荷からの回生電流を、当該回生電流の方向によらず、電力変換装置内で還流させることができる。
　また、前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチのそれぞれは、前記第１制御信号又は前記第２制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、前記制御信号生成部は、前記入力電圧が順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ前記入力電圧が逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるように前記第１制御信号及び前記第２制御信号を生成してもよい。
　このような構成によれば、単方向スイッチの状態を切り替えるスイッチング動作の回数を減らして、スイッチング動作に係る電力消費を抑制できる。
　また、前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第１双方向スイッチが導通状態になるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第２双方向スイッチが導通状態になるように前記第２制御信号を生成してもよい。
　このような構成によれば、スイッチング動作の回数を各双方向スイッチ間で平準化することで各双方向スイッチの発熱を平準化するので、局所的な過熱に起因する電力抑制や信頼性の低下といった不利を軽減できる。
　また、前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを接続する期間と、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを接続する期間とが重複しないように、前記第１制御信号と前記第２制御信号とを生成してもよい。
　このような構成によれば、２相合わせたデューティー比が１００％を超えない限り、２相の給電を各周期内の重複しない期間において実行できる。
　本発明の一つの態様における電力変換方法は、単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換方法であって、前記入力電圧を１対の入力端子に受け取り、２相交流電圧によって、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断するものである。
　このような構成によれば、単相交流電源を２相交流電源に変換するための、効率および信頼性に優れた電力変換方法が得られる。
　本発明の一つの態様におけるモータシステムは、上述の電力変換装置と、第１軸巻線と、第２軸巻線と、ロータと、前記第１軸巻線から引き出された１対の第１受電端子と、前記第２軸巻線から引き出された１対の第２受電端子とを有し、かつ前記第１軸巻線と前記第２軸巻線とが内部で電気的に接続されていない２相誘導モータと、前記電力変換装置の１対の第１出力端子と前記２相誘導モータの前記第１受電端子とを接続する第１給電線と、前記電力変換装置の１対の第２出力端子と前記２相誘導モータの前記第２受電端子とを接続する第２給電線と、を備える。
　このような構成によれば、電力変換装置によって単相交流電源から変換した２相交流電源を用いて、コンデンサを用いない長寿命の２相モータを駆動することが可能になる。
　また、前記モータシステムにおいて、前記２相誘導モータは、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサを有し、前記電力変換装置は、さらに、前記回転角信号を取得する回転角取得部を備え、前記目標電圧指定部は、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧として設定する２相交流電圧の周波数及び振幅のうちの少なくとも何れか一方を、前記取得された回転角信号から特定される前記ロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて変化させるベクトル制御を行ってもよい。
　また、前記モータシステムにおいて、前記電力変換装置は、さらに、前記１対の第１出力端子及び前記１対の第２出力端子のそれぞれに流れる逐次の電流量を測定する電流測定部を備え、前記目標電圧指定部は、前記測定された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧として設定する２相交流電圧の周波数及び振幅のうちの少なくとも何れか一方を、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて変化させる速度センサレスベクトル制御を行ってもよい。
　このような構成によれば、制御性に優れたモータシステムが得られる。
　本発明の一つの態様における２相誘導モータは、第１軸巻線と、第２軸巻線と、ロータと、前記第１軸巻線から引き出された１対の第１受電端子と、前記第２軸巻線から引き出された１対の第２受電端子とを有し、かつ前記第１軸巻線と前記第２軸巻線とが内部で電気的に接続されていないものである。
　このような構成によれば、前述した電力変換装置による駆動に適した、コンデンサを用いない長寿命の２相モータが得られる。
　以下、本発明の一態様に係る電力変換装置、電力変換方法、そのような電力変換装置を用いたモータシステム、及びそのような電力変換装置による駆動に適した２相誘導モータについて、図面を参照しながら説明する。
　なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。また、以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置及び接続形態、ステップ、ステップの順序などは、一例であり、本発明を限定する趣旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、本発明の課題を達成するために必ずしも必要ではないが、より好ましい形態を構成する任意の構成要素として説明される。
　（第１実施形態）
　図１Ａは、第１実施形態に係る電力変換装置を含むモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。図１Ａに示されるモータシステムは、電力変換装置１、誘導モータ５、及び電力変換装置１と誘導モータ５とを接続する給電線から構成される。
　単相交流電源２は、このモータシステムに単相交流電圧を供給する電源である。単相交流電源２は、例えば、一般家庭用の商用電源であってもよい。
　電力変換装置１は、単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置である。電力変換装置１は、単相交流電源２から前記入力電圧を印加される１対の入力端子３、４、第１相の前記出力電圧を出力する１対の第１出力端子６、７、第２相の前記出力電圧を出力する１対の第２出力端子８、９、マトリクススイッチ１０、及びスイッチコントローラ２０を備える。
　図２は、誘導モータ５及びマトリクススイッチ１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。
　誘導モータ５は、２相誘導モータであり、第１軸巻線５１、第２軸巻線５２、ロータ５３、第１軸巻線５１から引き出された１対の第１受電端子５６、５７、及び第２軸巻線５２から引き出された１対の第２受電端子５８、５９を備える。
　第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、誘導モータ５の内部で電気的に接続されていない。第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、同一の電気的特性を有していてもよい。第１受電端子５６、５７は第１給電線で電力変換装置１の第１出力端子６、７に接続され、第２受電端子５８、５９は、第２給電線で電力変換装置１の第２出力端子８、９に接続される。なお、第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とは、それぞれただ１つずつである必要はなく、２個以上の同数の第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とを用いて多極のモータを構成することもできる。
　マトリクススイッチ１０は、第１双方向スイッチ１１～１４と、第２双方向スイッチ１５～１８とから構成される。
　第１双方向スイッチ１１～１４は、入力端子３、４と第１出力端子６、７との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子３、４のうちの対応する１つと第１出力端子６、７のうちの対応する１つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ２０から供給される第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂに応じて切り替える。
　第２双方向スイッチ１５～１８は、入力端子３、４と第２出力端子８、９との各組み合わせに対応して設けられ、入力端子３、４のうちの対応する１つと第２出力端子８、９のうちの対応する１つとの接続及び切断を、スイッチコントローラ２０から供給される第２制御信号Ｇ５ａ～Ｇ８ｂに応じて切り替える。
　第１双方向スイッチ１３で代表して示しているように、第１双方向スイッチ１１～１４及び第２双方向スイッチ１５～１８の各々は、２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなる。
　１つの単方向スイッチは、例えば、逆阻止型のＩＧＢＴ（Ｉｓｏｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｍ１又はＭ２で構成されてもよく、また、ＩＧＢＴＭ３とダイオードＤ１とが直列に接続された回路、又はＩＧＢＴＭ４とダイオードＤ２とが直列に接続された回路で構成されてもよい。
　１つの単方向スイッチは、第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ～Ｇ８ｂのうちの１つに応じて一方向にのみ導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない。
　このような構成のために、各双方向スイッチは、電流を双方向に流せる導通状態、電流を紙面の上方向又は下方向の何れか一方向にのみ流せる導通状態、及び非導通状態のなかから任意の状態に切り替えることができる。
　そして、マトリクススイッチ１０は、第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂに応じて、第１双方向スイッチ１１～１４を介して、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することができる。
　ここで、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続するとは、入力端子３、４と第１出力端子６、７とを、入力端子３、４に印加された入力電圧が同じ極性で第１出力端子６、７に供給される（非反転電圧供給とも言う）組み合わせで接続することと定義する。
　また、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをクロス接続するとは、入力端子３、４と第１出力端子６、７とを、入力端子３、４に印加された入力電圧が逆の極性で第１出力端子６、７に供給される（反転電圧供給とも言う）組み合わせで接続することと定義する。
　さらに、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを切断するとは、１対の入力端子３、４に印加された入力電圧の１対の第１出力端子６、７への供給が遮断されるように、入力端子３、４のうちの少なくとも一方を、第１出力端子６、７のいずれとも切断することと定義する。
　同様に、マトリクススイッチ１０は、第２制御信号Ｇ５ａ～Ｇ８ｂに応じて、第２双方向スイッチ１５～１８を介して、１対の入力端子３、４と１対の第２出力端子８、９とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することができる。１対の入力端子３、４と１対の第２出力端子８、９とをストレート接続し、クロス接続し、また切断することの定義は、上述と同様である。
　スイッチコントローラ２０は、マトリクススイッチ１０のコントローラであり、単相交流電圧である入力電圧が、マトリクススイッチ１０を介して２相交流電圧である出力電圧に変換されるように、第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ～Ｇ８ｂを生成して、マトリクススイッチ１０に供給する。
　スイッチコントローラ２０は、発振器、比較器及び乗算器などを含むアナログ回路によって実現されてもよく、また、プロセッサが所定のプログラムを実行することにより果たされるソフトウェアの機能によって実現されてもよい。
　図１Ａに示されるように、スイッチコントローラ２０は、目標電圧指定部２３、制御信号生成部２４、及びドライバ２５から構成される。
　目標電圧指定部２３は、出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を、２相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する。
　制御信号生成部２４は、第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ～Ｇ８ｂを生成する。第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第１目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。第２制御信号Ｇ５ａ～Ｇ８ｂは、１対の入力端子３、４と１対の第２出力端子８、９とを周期的に接続及び切断するための制御信号であり、入力電圧及び第２目標電圧それぞれの極性及び絶対値の瞬時値の比較に基づいて生成される。
　制御信号生成部２４は、入力端子４が十分に低いインピーダンスで接地されている場合は、入力端子３の電圧を取得することにより、接地電圧を基準とした入力端子３の電圧を入力電圧として検出する。
　入力端子４が接地されていない場合は、図１Ｂに示されるように、制御信号生成部２４は、入力端子３、４の電圧を取得することにより、端子間電圧を入力電圧として検出することもできる。
　ドライバ２５は、生成された第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ及び第２制御信号Ｇ５ａ～Ｇ８ｂを、それぞれ第１双方向スイッチ１１～１４及び第２双方向スイッチ１５～１８に供給する。
　上述のように構成された電力変換装置１において実行される電力変換方法について説明する。
　図３は、当該電力変換方法で用いられる主要な電圧の波形の一例を示すグラフである。図３を参照して、まず、当該電力変換方法の基本的な考え方を説明する。
　図３には、入力電圧ｉｎ、－ｉｎ、第１目標電圧ｒｅｆ１、第２目標電圧ｒｅｆ２、第１相の出力電圧ｏｕｔ１、及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２の、それぞれの波形の典型的な一例が示されている。
　入力電圧ｉｎ、－ｉｎは、単相交流電源２から入力端子３、４に印加される単相交流電圧である。入力電圧ｉｎは、入力端子４を基準にした入力端子３の電圧であり、入力電圧－ｉｎは、入力端子３を基準にした入力端子４の電圧である。
　一例として、電圧の実効値がＶである正弦波交流電圧が入力端子３、４間に印加されるとき、入力電圧ｉｎ＝（√２）Ｖｓｉｎ（ωｔ）と表記される。ここで、ωは角周波数であり、当該正弦波交流電圧の周波数をｆとするとω＝２πｆである。ｔは時間である。日本の一般家庭用の商用電源を入力電圧に用いる場合は、Ｖ＝１００［Ｖ］、ｆ＝５０又は６０［Ｈｚ］である。
　第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２はそれぞれ、目標電圧指定部２３によって指定される２相交流電圧である。第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２はそれぞれ、第１相の出力電圧ｏｕｔ１及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２の逐次の（つまり、各時間における）目標値を表す。
　例えば、第１相の出力電圧ｏｕｔ１及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２で２相誘導モータを駆動する場合、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２には、同一の周波数で互いに位相差がある交流電圧が用いられる。第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周波数、各々の振幅、及び互いの位相差は、回転速度やトルクを制御するため、また、駆動する２相誘導モータの構造に応じて、適宜定められる。
　一例として、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２は、何れも入力電圧ｉｎと同じ周波数及び入力電圧ｉｎの１／√２倍の振幅を持ち、入力電圧ｉｎに対してそれぞれ＋４５度、－４５度の位相差を持つ正弦波交流電圧であってもよい。この場合、第１目標電圧ｒｅｆ１＝Ｖｓｉｎ（ωｔ＋π／４）、第２目標電圧ｒｅｆ２＝Ｖｓｉｎ（ωｔ－π／４）と表記される。
　電力変換装置１は、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値よりも大きい（言い換えれば、入力電圧の絶対値が過剰である）期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６、Ｔ７に、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを第１双方向スイッチ１１～１４を介して周期的に接続及び切断することで、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の短時間の（例えば周期ごとの）平均値が第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値になるように調整する。
　そのような制御は、例えば、ＰＷＭ制御により行われてもよい。当該ＰＷＭ制御の周期には、入力電圧ｉｎ、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周期と比べて十分に短い周期（例えば、周波数が２０ｋＨｚのＰＷＭキャリア信号の周期）が用いられる。
　当該ＰＷＭ制御では、接続時間のＰＷＭ周期に占める比率であるデューティー比が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、周期ごとの接続時間を逐次変更する。その結果、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の周期ごとの平均値は、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値になるように調整される。図３の第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形は、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の周期ごとの平均値を示している。
　なお、同様の調整は、ＰＷＭ制御に限らず、接続時間を一定として各周期の長さが逐次変更されるＰＤＭ（パルス密度変調）制御などの他の周知の制御方法を用いて行うこともできる。
　電力変換装置１は、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値以下である（言い換えれば、入力電圧の絶対値が不足する）期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８に、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを第１双方向スイッチ１１～１４を介して常時接続することにより、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の絶対値が生成可能な最大値になるように調整する。
　ただし、入力電圧の絶対値が不足する期間については、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを常時切断して、第１相の出力電圧ｏｕｔ１を０にしても（つまり、電圧供給を停止しても）よい。そのような実施形態については、後ほど詳しく説明する。
　電力変換装置１は、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とを接続する場合、入力電圧ｉｎの極性と第１目標電圧ｒｅｆ１の極性とが同じ期間（期間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ５、Ｔ６）にはストレート接続し、入力電圧ｉｎの極性と第１目標電圧ｒｅｆ１の極性とが異なる期間（期間Ｔ３、Ｔ４、Ｔ７、Ｔ８）にはクロス接続する。
　電力変換装置１は、同様の考え方を入力電圧ｉｎ及び第２目標電圧ｒｅｆ２に適用することにより、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換する。
　図３に示される期間Ｓ１～Ｓ８において、符号及び絶対値の瞬時値について、期間Ｔ１～Ｔ８に入力電圧ｉｎと第１目標電圧ｒｅｆ１との間に成り立つ関係と同一の関係が、入力電圧ｉｎと第２目標電圧ｒｅｆ２との間に成り立つ。
　従って、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換するために、期間Ｓ１、Ｓ５において連続した非反転電圧供給を行い、期間Ｓ２、Ｓ６においてＰＷＭ制御による非反転電圧供給を行い、期間Ｓ３、Ｓ７においてＰＷＭ制御による反転電圧供給を行い、期間Ｓ４、Ｓ８において連続した反転電圧供給を行う。その結果、入力電圧ｉｎが、図３に示すような第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換される。図３の第２相の出力電圧ｏｕｔ２の波形は、第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形と同様、周期ごとの平均値によって示されている。
　次に、このような電力変換方法を実行するために、スイッチコントローラ２０が行う処理について説明する。
　図４は、入力電圧ｉｎ、－ｉｎ、目標電圧指定部２３が指定する目標電圧ｒｅｆ１、制御信号生成部２４が生成する第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ、及び出力電圧ｏｕｔ１の、それぞれの波形の一例を示すタイミングチャートである。出力電圧ｏｕｔ１の波形は、出力電圧ｏｕｔ１の周期ごとの平均値によって示されている。期間Ｔ１～Ｔ８は、図３に示される期間Ｔ１～Ｔ８に対応している。
　図４及び以下の説明では、第１双方向スイッチ１１～１４は、それぞれＳＷ１１～ＳＷ１４と表記され、第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、ＳＷ１１～ＳＷ１４の各々のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂとして表記される。ゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂのＯＮレベル、ＯＦＦレベルは、それぞれＳＷ１１～ＳＷ１４を構成する単方向スイッチを導通状態及び非導通状態にするための信号レベルを意味している。
　図５Ａ～図５Ｈは、期間Ｔ１～Ｔ８のそれぞれにおいて、図４に示されるゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ応じて設定されるＳＷ１１～１４の導通状態、及び第１軸巻線５１の電流の経路を示す回路図である。図５Ａ～図５Ｈにおいて、ＳＷ１１～１４を構成する個々の単方向スイッチの導通状態及び非導通状態がそれぞれ実線及び点線で表記され、第１軸巻線５１の電流の経路が太い破線矢印で表記される。
　簡明のため、図４、図５Ａ～図５Ｈ、及び以下の説明は、入力電圧ｉｎを第１相の出力電圧ｏｕｔ１に変換するための第１目標電圧ｒｅｆ１、ゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ、及びＳＷ１１～１４についてのみ記述されるが、同様のことは、入力電圧ｉｎを第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換するための第２目標電圧ｒｅｆ２、第２制御信号Ｇ５ａ～Ｇ８ｂ、及び双方向スイッチ１５～１８についても成り立つ。
　目標電圧指定部２３は、２相交流電圧の１つの相である第１目標電圧ｒｅｆ１を指定する。目標電圧指定部２３は、例えば、発振器を用いて、第１目標電圧ｒｅｆ１を実際に生成するか、又は第１目標電圧ｒｅｆ１の逐次の瞬時値を時系列データとして示すことで、第１目標電圧ｒｅｆ１を指定する。
　制御信号生成部２４は、入力電圧ｉｎの瞬時値と第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値との比較に基づいて、期間Ｔ１～Ｔ８を逐次（例えば、ＰＷＭ周期ごとに）識別する。そして、識別された期間に応じて、連続した非反転電圧供給、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給、連続した反転電圧供給、及びＰＷＭ制御による反転電圧供給のうちの１つを行うためのゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂを生成する。
　期間Ｔ１、Ｔ５では、連続した非反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂが生成される。
　制御信号生成部２４は、０＜ｉｎ≦ｒｅｆ１（条件１）によって期間Ｔ１を識別し、０＞ｉｎ≧ｒｅｆ１（条件５）によって期間Ｔ５を識別する。
　期間Ｔ１またはＴ５が識別されると、制御信号生成部２４は、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＦＦレベルに設定する。
　このようなゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ１、Ｔ５に、それぞれ図５Ａ、図５Ｅに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続するためのＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、連続した非反転電圧供給が行われる。
　期間Ｔ２、Ｔ６では、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給のための第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂが生成される。
　制御信号生成部２４は、０＜ｒｅｆ１＜ｉｎ（条件２）によって期間Ｔ２を識別し、０＞ｒｅｆ１＞ｉｎ（条件６）によって期間Ｔ６を識別する。
　期間Ｔ２またはＴ６が識別されると、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の一部である給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａにおいて、ゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ１、Ｔ５と同様に設定する。
　制御信号生成部２４は、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａのＰＷＭ周期に占める割合が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａの長さを逐次変更する。図４の例では、給電期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａの長さは次第に短くなり、期間Ｔ２、Ｔ６の最後には０となる。
　また、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の残部である回生期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂにおいて、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＦＦレベルに設定する。
　このようなゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ２ａ、Ｔ６ａに、それぞれ図５Ａ、図５Ｅに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをストレート接続するためのＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、非反転電圧供給が行われる。また、期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂに、それぞれ図５Ｂ、図５Ｆに示されるような、１対の第１出力端子６、７同士を短絡するためのＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。その結果、期間Ｔ２、Ｔ６において、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給（周期的な給電と回生）が行われる。
　期間Ｔ３、Ｔ７では、ＰＷＭ制御による反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂが生成される。
　制御信号生成部２４は、０＞ｒｅｆ１＞－ｉｎ（条件３）によって期間Ｔ３を識別し、０＜ｒｅｆ１＜－ｉｎ（条件７）によって期間Ｔ７を識別する。
　期間Ｔ３またはＴ７が識別されると、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の一部である給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａにおいて、ＳＷ１１のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ１ｂ、及びＳＷ１４のゲート信号Ｇ４ａ、Ｇ４ｂをＯＮレベルに設定し、ＳＷ１２のゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ２ｂ、及びＳＷ１３のゲート信号Ｇ３ａ、Ｇ３ｂをＯＦＦレベルに設定する。
　制御信号生成部２４は、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａのＰＷＭ周期に占める割合が、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比に等しくなるように、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａの長さを逐次変更する。図４の例では、給電期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａの長さは期間Ｔ３、Ｔ７の最初には０であり、次第に長くなる。
　また、制御信号生成部２４は、ＰＷＭ周期の残部である回生期間Ｔ３ｂ、Ｔ７ｂにおいて、ゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ２ｂ、Ｔ６ｂと同様に設定する。
　このようなゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａに、それぞれ図５Ｃ、図５Ｇに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをクロス接続するためのＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、反転電圧供給が行われる。また、期間Ｔ３ｂ、Ｔ７ｂに、それぞれ図５Ｄ、図５Ｈに示されるような、１対の第１出力端子６、７同士を短絡するためのＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。その結果、期間Ｔ３、Ｔ７において、ＰＷＭ制御による反転電圧供給（周期的な給電と回生）が行われる。
　期間Ｔ４、Ｔ８では、連続した反転電圧供給のためのゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂが生成される。
　制御信号生成部２４は、０＞－ｉｎ≧ｒｅｆ１（条件４）によって期間Ｔ４を識別し、０＜－ｉｎ≦ｒｅｆ１（条件８）によって期間Ｔ８を識別する。
　期間Ｔ４またはＴ８が識別されると、制御信号生成部２４は、ゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂのレベルを、期間Ｔ３ａ、Ｔ７ａと同様に設定する。
　このようなゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂに従って、期間Ｔ４及び期間Ｔ８に、それぞれ図５Ｄ、図５Ｈに示されるような、１対の入力端子３、４と１対の第１出力端子６、７とをクロス接続するためのＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、連続した反転電圧供給が行われる。
　以上説明した電力変換装置１及び電力変換方法によれば、単相交流電圧である入力電圧を、マトリクススイッチを用いることにより、直流電圧を介在することなく高い効率で２相交流電圧に変換することができる。
　電力変換装置１で変換された２相交流電圧は、例えば、第１軸巻線５１と第２軸巻線５２とが内部で電気的に接続されていない誘導モータ５を駆動するために用いられる。誘導モータ５及び電力変換装置１はいずれも、装置の寿命や信頼性を損なう要因となるコンデンサを用いないので、電力変換装置１と誘導モータ５とを組み合わせることで、装置の寿命や信頼性を損なう要因となるコンデンサを用いない、寿命及び信頼性に優れたモータシステムが得られる。
　さらに、従来のコンデンサモータは、起動のための補助巻線の抵抗を主巻線の抵抗よりも大きく構成される場合があり、そのような構成のコンデンサモータでは、補助巻線の抵抗のためにトルクが制限される。
　これに対し、電力変換装置１で生成される２相交流電圧は、電気的特性が同一の２つの巻線に印加するために好適であり、電力変換装置１と、第１軸巻線５１及び第２軸巻線５２の電気的特性が同一の誘導モータ５とを組み合わせることで、効率に優れたモータシステムが得られる。
　また、電力変換装置１による単相－２相変換では、一般的な単相－３相変換と比較して、より大きな振幅の出力電圧が得られることから、次のような効果も得られる。
　図６Ａ、図６Ｂは、それぞれ、一般的なマトリクスコンバータによる単相－３相変換動作、及び電力変換装置１による単相－２相変換動作で得られる出力電圧の一例を示すグラフである。
　図６Ａ、図６Ｂは、何れも同じ振幅の入力電圧から変換される出力電圧を示している。ただし、図６Ｂでは、比較の便宜のため、電力変換装置１から出力された２相交流電圧を等価３相変換した計算結果を示している。
　その結果、図６Ｂに示した電力変換装置１による出力電圧の等価３相変換後の振幅が、図６Ａ示した一般的なマトリクスコンバータによる単相－３相変換で得られる出力電圧の振幅と比べて、√２倍であることがわかった。これは、一般的なマトリクスコンバータの出力電圧で駆動される３相誘導モータと比べて、電力変換装置１の出力電圧で駆動される２相誘導モータが、√２倍のトルクを発生することを意味している。
　従って、トルクとモータの体積（巻線の量など）とが反比例するとすれば、２相誘導モータは３相誘導モータの１／√２（約７１％）の体積で同じトルクを発生させることができる。
　上述の電力変換装置１と誘導モータ５とを組み合わせたモータシステムに、ベクトル制御機能を導入することで、より制御性に優れたモータシステムを構成することができる。以下では、そのようなモータシステムについて説明する。
　図７は、第１実施形態に係る他のモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。
　図７に示されるモータシステムにおいて、誘導モータ５には、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサ２７が設けられる。電力変換装置１ａは、上記で説明した電力変換装置１と比べて、回転角取得部２９が追加され、目標電圧指定部２３ａが変更される。
　回転角取得部２９は、回転角センサ２７から出力された回転角信号を取得する。目標電圧指定部２３ａは、取得された回転角信号から特定されるロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の振幅、周波数、位相のうちの少なくとも何れか１つを変化させるベクトル制御を行う。
　ベクトル制御では、具体的には、巻線電流の励磁電流成分を一定に保ち、巻線電流のトルク電流成分を調整する制御が行われる。
　このように構成された電力変換装置１ａによれば、負荷の変動によるロータの回転速度の変動を抑制し、回転速度を制御することができる。
　図８は、第１実施形態に係る他のモータシステムの機能的な構成の一例を示すブロック図である。
　図８に示されるモータシステムにおいて、電力変換装置１ｂは、上記で説明した電力変換装置１と比べて、電流センサ３０ａ、３０ｂ、及び電流量取得部３１が追加され、目標電圧指定部２３ｂが変更される。
　電流センサ３０ａ、３０ｂは、１対の第１出力端子６、７及び１対の第２出力端子８、９のそれぞれに流れる逐次の電流量を示す電流量信号を出力するセンサであり、例えばシャント抵抗であってもよい。電流量取得部３１は、電流センサ３０ａ、３０ｂから出力された信号を取得する。
　目標電圧指定部２３ｂは、前記取得された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか１つを変化させる速度センサレスベクトル制御を行う。
　速度センサレスベクトル制御では、巻線電流の測定値を用いてロータの回転速度を推定し、推定された回転速度を用いてトルク制御が行われる。使用環境の制約を受けやすい回転角センサを用いないので、過酷な（例えば、大きな振動を伴う）環境で使用されるモータの制御に適している。
　このように構成された電力変換装置１ｂによれば、回転角センサを用いずに、ロータの回転速度の変動を抑制し、回転速度を制御することができる。
　第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の振幅、周波数、位相を変化させた場合も、前述と同様の電力変換方法が適用できることを説明する。
　図９は、周波数を変化させた場合の一例として、図４で説明した第１目標電圧ｒｅｆ１の３倍の周波数を持つ第１目標電圧ｒｅｆ１を用いて前述の電力変換方法を実行した場合の各信号の波形を示すタイミングチャートである。図９は、図４と同様の表記法によって示されている。
　図９は、第１目標電圧ｒｅｆ１の周波数を図４から変化させた場合でも、図４と同様の条件によって期間Ｔ１～Ｔ８が識別され、より高い周波数の第１目標電圧ｒｅｆ１に応じたゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂが生成できることを示している。このことは、第１目標電圧ｒｅｆ１の振幅や位相を変化させる場合についても同様である。
　なお、上記では、図２において双方向スイッチの一例として、逆阻止型のＩＧＢＴＭ１、Ｍ２やＩＧＢＴＭ３、Ｍ４とダイオードＤ１、Ｄ２とがそれぞれ直列に接続された回路で構成される単方向スイッチを逆並列に接続した構成を示したが、双方向スイッチは、ＧａＮ（窒化ガリウム）系半導体による双方向のＨＦＥＴ（Ｈｅｔｅｒｏ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）またはＧＩＴ（Ｇａｔｅ　Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｍ５を使用して構成することもできる。ＧａＮ系半導体によるＨＦＥＴ又はＧＩＴを使用した場合、ソースとドレインとの間にゲートを２本（Ｇ３ａ、Ｇ３ｂ)を形成することで双方向スイッチが構成できる。
　このような構成によれば、１つの双方向スイッチが１つの素子で構成されることから、回路規模が小さくなる。さらに、素子内に、２つのゲートが隣接していることから、２本のゲート信号線路をほぼ同等の長さで形成することが可能となり、ゲート信号間の遅れをなくすることができる。その結果、デッドタイムや転流回路の制御性が向上して、誤動作が防止される。
　（第１実施形態の変形例）
　前述した実施形態では、双方向スイッチ１１～１４のそれぞれを構成する２つの単方向スイッチに同一のゲート信号を用いることで、双方向スイッチ１１～１４を、双方向の導通状態及び非導通状態の何れかに切り替えている。このため、１つの双方向スイッチあたり２つのゲート信号のレベルを常に同時に変化させることから、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が増大し、その結果、スイッチング動作（ゲート信号の生成、並びに信号線及び単方向スイッチのゲート容量の充放電を含む）に比較的大きな電力が消費される。このような電力消費の増大は、特にＰＷＭ制御による非反転電圧供給およびＰＷＭ制御による反転電圧供給の際に顕著になる。
　これに対し、１つの双方向スイッチに含まれる片方の単方向スイッチのゲート信号のレベルを固定することにより、ゲート信号の駆動に要する電力を削減することができる。以下では、そのようなゲート信号を生成する２つの変形例について説明する。
　第１変形例では、１つの双方向スイッチに含まれる２つの単方向スイッチのうち、入力電圧ｉｎが順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態のみを切り替え、かつ入力電圧ｉｎが逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるようにゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ８ｂを生成する。
　図１０は、そのような考え方に基づいて生成されるゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１０は、図４と同様の表記法によって示されており、さらに、ゲート信号の波形が単方向スイッチごとに区別されている。具体的には、各双方向スイッチの紙面の左側に示される単方向スイッチのゲート信号（末尾がａの信号名で示される）の波形が実線で示され、各双方向スイッチの紙面の右側に示される単方向スイッチのゲート信号（末尾がｂの信号名で示される）の波形が点線で示されている。
　図１１Ａ～図１１Ｈは、期間Ｔ１～Ｔ８のそれぞれにおいて、図１０に示されるゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ応じて設定されるＳＷ１１～１４の導通状態、及び第１軸巻線５１の電流の経路を示す回路図である。図１１Ａ～図１１Ｈは、図５Ａ～図５Ｈと同様の表記法によって示されている。
　図１０のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、図４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと比べて次の点が異なっている。
　すなわち、期間Ｔ１～Ｔ４において入力電圧ｉｎが逆方向に印加される単方向スイッチ、すなわち、ＳＷ１１の左側、ＳＷ１２の右側、ＳＷ１３の左側、ＳＷ１４の右側の各単方向スイッチが常時接続状態になるように、ゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ｂ、Ｇ３ａ、Ｇ４ｂがＯＮレベルに固定される。
　また、期間Ｔ５～Ｔ８において入力電圧ｉｎが逆方向に印加される単方向スイッチ、すなわち、ＳＷ１１の右側、ＳＷ１２の左側、ＳＷ１３の右側、ＳＷ１４の左側の各単方向スイッチが常時接続状態になるように、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ２ａ、Ｇ３ｂ、Ｇ４ａがＯＮレベルに固定される。
　さらには、期間Ｔ２、Ｔ３、Ｔ６、Ｔ７において、第１軸巻線５１からの回生電流に対して逆方向となる単方向スイッチ、すなわち、期間Ｔ２ではＳＷ１１の右側、期間Ｔ３ではＳＷ１３の右側、期間Ｔ６ではＳＷ１１の左側、期間Ｔ７ではＳＷ１３の左側の各単方向スイッチが常時切断状態になるように、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂ、Ｇ１ａ、Ｇ３ａがＯＦＦレベルに固定される。
　図１０のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂによれば、図１１Ａ～図１１Ｈに示されるように、図４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと同一の動作が実現される。しかも、ＰＷＭ制御のためにレベルが変化するゲート信号は、期間Ｔ２におけるゲート信号Ｇ２ａ、期間Ｔ３におけるゲート信号Ｇ４ａ、期間Ｔ６におけるゲート信号Ｇ２ｂ、期間Ｔ７におけるゲート信号Ｇ４ｂのみである。その結果、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が大幅に削減され、ゲート信号を駆動するための電力が低減される。
　ところで、一般には、インダクタ性の負荷を駆動する電力変換装置において、特に負荷のインダクタンスが大きい場合など、電源電圧の極性が反転した後、負荷からの回生電流が、電源電圧が反転する前の方向に流れ続けることがある。
　これを上述したモータシステムについて言えば、例えば、図１１Ａ、図１１Ｂに示されている第１軸巻線５１からの回生電流が、図示とは逆方向に流れる場合があることを意味している。そのような逆流は、先行する期間において第１軸巻線５１に大きな磁気エネルギーが残留している場合に生じる。
　第１軸巻線５１からの回生電流が図示とは逆方向に流れる場合、第１軸巻線５１からの回生電流は、図１１Ａでは単相交流電源２へ還流するが、図１１Ｂでは還流できる経路が存在しないため、ＳＷ１１に非常に大きな電圧がかかり、かつ、大きな電力損失が生じる。
　第２変形例は、このような問題に対策すべく、負荷からの回生電流の経路を双方向の導通状態にて設けるものである。
　図１２は、そのような考え方に基づいて生成されるゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１２は、図１０と同様の表記法によって示されている。
　図１２のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、図１０のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと比べて、期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂにおいて、第１軸巻線５１からの回生電流の経路がＳＷ１１、ＳＷ１３を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂ、Ｇ１ａ、Ｇ３ａがＯＮレベルに設定される点が異なる。
　図１２のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂによれば、図１３Ａ～図１３Ｈに示されるように、図示された方向の巻線電流に対しては、図４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと同一の動作が実現される。しかも、期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂにおいて、第１軸巻線５１からの回生電流の経路がＳＷ１１、ＳＷ１３を介して双方向の導通状態にて形成されるので、図示とは逆方向の回生電流も流すことができる。
　その結果、ＰＷＭ制御においてゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ４ａ、Ｇ２ｂ、Ｇ４ｂに加えて、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂ、Ｇ１ａ、Ｇ３ａのレベルも変化させるために、ゲート信号のレベルを変更する延べ回数が増加するが、第１軸巻線５１からの回生電流を、その方向によらず、マトリクススイッチ１０内で還流させて、適切に電力回生を行うことが可能になる。
　（第２実施形態）
　第２実施形態では、前述した第１実施形態からのいくつかの変更が説明される。
　まず、入力電圧の絶対値が不足する期間に出力電圧を０にする（電圧供給を停止する）電力変換方法について説明する。
　図１４、図１５は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部２４が生成するゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１４及び図１５のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、それぞれ図１０及び図１２のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂの一部を変更して構成されている。
　図１４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、図１０のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと比べて、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値以下である期間に電圧供給を停止するため、期間Ｔ１においてゲート信号Ｇ２ａ、期間Ｔ４においてゲート信号Ｇ４ａ、期間Ｔ５においてゲート信号Ｇ２ｂ、期間Ｔ８においてゲート信号Ｇ４ｂが、ＯＦＦレベルに固定される点のみが異なる。つまり、図１４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、ＰＷＭ周期の回生期間である期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂとそれぞれ同一のレベルに設定される。その結果、電圧供給が停止され、第１相の出力電圧ｏｕｔ１は０となる。
　図１４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂによれば、期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、それぞれ図１１Ｂ、１１Ｄ、１１Ｆ、１１Ｈに示されるようなＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。
　図１５のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、図１２のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと比べて、入力電圧ｉｎの絶対値の瞬時値が第１目標電圧ｒｅｆ１の絶対値の瞬時値以下である期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、ゲート信号Ｇ２ａ、Ｇ４ａ、Ｇ２ｂ、Ｇ４ｂがＯＦＦレベルに固定されるとともに、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂ、Ｇ１ａ、Ｇ３ａがＯＮレベルに固定される点のみが異なる。つまり、図１５のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、ＰＷＭ周期の回生期間である期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂ、Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂと同一のレベルに設定される。その結果、電圧供給が停止され、第１相の出力電圧ｏｕｔ１は０となる。
　図１５のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂによれば、期間Ｔ１、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ８において、それぞれ図１３Ｂ、１３Ｄ、１３Ｆ、１３Ｈに示されるようなＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定され、第１軸巻線５１からの回生電流をマトリクススイッチ１０内で還流させる電力回生が行われる。
　以上説明した電力変換方法によれば、入力電圧の絶対値が不足する期間に出力電圧を０にして電圧供給を停止するので、入力電圧を供給する電源（配線などの抵抗を含む）への過剰な負荷を回避して、入力電圧の変動を抑制できる。さらに、入力電圧が０Ｖとなるタイミングを正確に推定する必要がなくなるために、入力電圧の電位差を正確に計算できる図１Ｂの回路でなくセンサの少ない図１Ａの回路でも、誤動作を生じにくくなる。
　次に、複数の双方向スイッチの間でスイッチング回数を平準化する電力変換方法について説明する。
　図１６は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部２４が生成するゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１６のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、図１４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂの一部を変更して構成されている。
　図１６のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、図１４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと比べて、期間Ｔ５、Ｔ６において、ゲート信号Ｇ２ｂのレベルを変化させるのを止めて、代わりにゲート信号Ｇ３ａのレベルを変化させ、期間Ｔ７、Ｔ８において、ゲート信号Ｇ４ｂのレベルを変化させるのを止めて、代わりにゲート信号Ｇ１ａのレベルを変化させる点のみが異なる。
　図１７Ａ～図１７Ｄは、期間Ｔ５～Ｔ８のそれぞれにおいて、図１６に示される第１制御信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ応じて設定される双方向スイッチ１１～１４の導通状態、及び第１軸巻線５１の電流の経路を示す回路図である。
　図１６のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂによれば、期間Ｔ６ａ、期間Ｔ５、Ｔ６ｂ、期間Ｔ７ａ、期間Ｔ７ｂ、Ｔ８において、それぞれ図１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ、１７Ｄに示されるようなＳＷ１１～１４の導通状態及び第１軸巻線５１の電流の経路が設定される。
　その結果、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給（周期的な給電と回生）が、期間Ｔ２と期間Ｔ６とで異なるＳＷ１２、ＳＷ１３のスイッチングにより行われ、ＰＷＭ制御による反転電圧供給（周期的な給電と回生）が、期間Ｔ３と期間Ｔ７とで異なるＳＷ１４、ＳＷ１１のスイッチングにより行われる。
　上述した電力変換方法によれば、双方向スイッチ１１～１４のスイッチング回数が平準化されることで、双方向スイッチ１１～１４の発熱が平準化されることから、双方向スイッチ１１～１４の局所的な過熱による定格電力の抑制や信頼性の低下といった不利を軽減できる。
　双方向スイッチのスイッチング回数を平準化する電力変換方法は、負荷からの回生電流の経路を双方向の導通状態にて設ける電力変換方法と組み合わせることもできる。
　図１８は、そのような電力変換方法を実行するために、制御信号生成部２４が生成するゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂの波形の一例を示すタイミングチャートである。図１８のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、図１６のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂの一部を変更して構成されている。
　図１８のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂは、図１６のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと比べて、期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂにおいて、第１軸巻線５１からの回生電流の経路がＳＷ１１、ＳＷ１３を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号Ｇ１ｂ、Ｇ３ｂがＯＮレベルに設定される点、及び期間Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂにおいて、第１軸巻線５１からの回生電流の経路がＳＷ１２、ＳＷ１４を介して双方向の導通状態にて形成されるように、ゲート信号Ｇ４ｂ、Ｇ２ｂがＯＮレベルに設定される点が異なる。
　図１８のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂによれば、図１９Ａ～図１９Ｈに示されるように、図４のゲート信号Ｇ１ａ～Ｇ４ｂと同一の動作が実現される。しかも、第１軸巻線５１からの回生電流の経路が、期間Ｔ２ｂ、Ｔ３ｂにはＳＷ１１、ＳＷ１３を介して双方向の導通状態にて形成され、また期間Ｔ６ｂ、Ｔ７ｂにはＳＷ１２、ＳＷ１４を介して双方向の導通状態にて形成される。
　その結果、双方向スイッチ１１～１４のスイッチング回数が平準化されるとともに、第１軸巻線５１からの回生電流を、その方向によらず、マトリクススイッチ１０内で還流させることが可能になる。
　（第３実施形態）
　前述した電力変換装置によるモータ駆動のシミュレーションについて説明する。このシミュレーションでは、電力変換装置を含む前述のモータシステムを表現したシミュレーションモデルを定義し、当該モデルにおける主要な電圧及び電流を求めた。
　図２０は、シミュレーションモデルの一例を示す機能ブロック図である。図２０のモデルは、図４で説明した電力変換方法を実行する機能を有しており、図１Ａ、図１Ｂ、及び、図２に示される構成要素に対応する部分が、図１Ａ、図１Ｂ、及び、図２と共通の符号で示されている。
　図２１は、図２０のモデルの動作を説明するタイミングチャートである。
　図２０において、目標電圧指定部２３は、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２を指定する２相交流電圧を生成する発振器６１、６２で構成される。
　制御信号生成部２４は、ＳＷ１１～ＳＷ１４を制御するための第１制御信号を生成する第１信号生成回路（紙面の上側部分）、及びＳＷ１５～ＳＷ１８を制御するための第２制御信号を生成する第２信号生成回路（紙面の下側部分）から構成される。第１信号生成回路は、除算器６３、加算器６４、６５、７６、７７、乗算器６６～６９、７４、７５、比較器７０～７３、７９、８０、発振器７８、及びインバータ８１、８２で構成される。第２信号生成回路も、符号は省略されているが、同様に構成されている。
　以下、第１制御信号を生成する第１信号生成回路について詳細に説明する。
　発振器７８は、ＰＷＭキャリア信号を生成する。ＰＷＭキャリア信号は、ＰＷＭ周期ごとに上昇するランプ波（例えば、のこぎり波、三角波など）である。除算器６３は、第１目標電圧の瞬時値ｒｅｆ１を入力電圧ｉｎの瞬時値で除した値の絶対値｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜を逐次算出する。
　加算器６４は、入力電圧ｉｎの瞬時値と第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値とから、ｒｅｆ１－ｉｎの符号（図２１の（ｂ））を算出し、乗算器６６、６７及び比較器７０、７１は、（ｒｅｆ１－ｉｎ）×ｉｎの符号（図２１の（ｃ））、及び（ｒｅｆ１－ｉｎ）×ｒｅｆ１の符号（図２１の（ｄ））を算出する。
　比較器７０、７１、乗算器７４、加算器７６は、（ｃ）、（ｄ）が、（＋、＋）、（－、－）、（－、＋）と算出された場合に、それぞれ、除算器６３による除算値を、ＰＷＭキャリア信号の、最大値よりも高いレベル、振幅範囲内のレベル、最小値よりも低いレベルにシフトする。
　比較器７９、インバータ８１は、レベルシフト後の除算値とＰＷＭキャリア信号とを比較することにより、非反転電圧供給の連続実行、ＰＷＭ制御による実行、及び停止の各期間に対応した第１制御信号を生成する（図２１の（ｅ））。この第１制御信号は、具体的には、図４の（ｃ）に示されるＳＷ１２のゲート信号である。
　このようにして、ＰＷＭ制御による非反転電圧供給のデューティー比は、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜に等しくなるようにＰＷＭ周期ごとに変更される。
　これと並行して、反転電圧供給のための次のような制御が行われる。
　加算器６５は、入力電圧ｉｎの瞬時値と第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値とから、ｒｅｆ１＋ｉｎの符号（図２１の（ｆ））を算出し、乗算器６８、６９及び比較器７２、７３は、（ｒｅｆ１＋ｉｎ）×ｉｎの符号（図２１の（ｇ））、及び（ｒｅｆ１＋ｉｎ）×ｒｅｆ１の符号（図２１の（ｈ））を算出する。
　比較器７２、７３、乗算器７５、加算器７７は、算出された（ｃ）、（ｄ）が、（－、＋）、（＋、－）、（＋、＋）である場合に、それぞれ、除算器６３による除算値を、ＰＷＭキャリア信号の、最大値よりも高いレベル、振幅範囲内のレベル、最小値よりも低いレベルにシフトする。
　比較器８０、及びインバータ８２は、レベルシフト後の除算値とＰＷＭキャリア信号とを比較することにより、反転電圧供給の連続実行、ＰＷＭ制御による実行、及び停止の各期間に対応した第１制御信号を生成する（図２１の（ｉ））。この第１制御信号は、具体的には、図４の（ｅ）に示されるＳＷ１４のゲート信号である。
　このようにして、ＰＷＭ制御による反転電圧供給のデューティー比もまた、第１目標電圧ｒｅｆ１の瞬時値の入力電圧ｉｎの瞬時値に対する比｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜に等しくなるようにＰＷＭ周期ごとに変更される。
　第２信号生成回路は、入力電圧ｉｎ及び第２目標電圧ｒｅｆ２に対して上述と同様の処理を行うことにより、ＳＷ１５～ＳＷ１８を制御するための第２制御信号を生成する。ただし、第２信号生成回路では、ＰＷＭキャリア信号に、ＰＷＭ周期ごとに下降するランプ波（例えば、のこぎり波、三角波など）が用いられる点が、第１信号生成回路と異なる。
　図２０のモデルを用いて行ったシミュレーションの結果を、以下に示す。このシミュレーションは、具体的に、入力電圧ｉｎ＝（√２）×１００ｓｉｎ（ωｔ）、第１目標電圧ｒｅｆ１＝１００ｓｉｎ（ωｔ＋π／４）、第２目標電圧ｒｅｆ２＝１００ｓｉｎ（ωｔ－π／４）として行った。
　図２２Ａは、シミュレーションで得られた、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形、並びに第１軸巻線５１の電流ｉｌｏａｄ１、第２軸巻線５２の電流ｉｌｏａｄ２、及び合計電流ｉｌｏａｄ（＝ｉｌｏａｄ１＋ｉｌｏａｄ２）の波形を示すグラフである。
　第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形の一部の区間に、ＰＷＭ制御による電圧スイングを表す縦縞が示されている。このような区間における第１相の出力電圧ｏｕｔ１は、ＰＷＭ制御によって、０と入力電圧ｉｎの瞬時値との間をスイングし、ＰＷＭ周期ごとの平均電圧は、第１目標電圧ｒｅｆ１になっている。図示は省略しているが、第２目標電圧ｒｅｆ２、及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２についても同様の結果が得られた。
　合計電流ｉｌｏａｄの波形は、電源電圧ｉｎが０クロスするポイントでわずかに変調されているものの、電源電圧ｉｎと同位相で、かつほぼ正弦波形状になることが確認できた。
　さらに、同じモデルを用いて、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周波数を、入力電圧ｉｎの周波数の３倍にした場合のシミュレーションも行った。
　図２２Ｂは、当該シミュレーションで得られた、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第１相の出力電圧ｏｕｔ１の波形を示すグラフである。図２２Ｂのグラフから、第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２の周波数を、入力電圧ｉｎの周波数の３倍にした場合でも、同様の動作が行われることが確認できた。
　上述したシミュレーションモデルにおいて、第１相の出力電圧ｏｕｔ１のＰＷＭ制御のためのＰＷＭキャリア信号、及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２のＰＷＭ制御のためのＰＷＭキャリア信号として、それぞれＰＷＭ周期ごとに上昇するランプ波、及びＰＷＭ周期ごとに下降するランプ波を用いている。
　図２３Ａ、図２３Ｂは、このような構成によって行われるＰＷＭ制御動作を説明するタイミングチャートである。
　図２３Ａ、図２３Ｂには、２相のデューティー比の合計がそれぞれ１００％、７０％である場合について、ＰＷＭ制御動作における主要な信号の波形の一例が示されている。
　図２３Ａ、図２３Ｂにおいて、実線の波形で示すように、第１相のＰＷＭキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１のレベルが第１相のデューティー比｜ｒｅｆ１／ｉｎ｜以下である場合に入力電圧が第１相の出力電圧ｏｕｔ１として出力される。また、点線の波形で示すように、第２相のＰＷＭキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ２のレベルが第２相のデューティー比｜ｒｅｆ２／ｉｎ｜以下である場合に入力電圧が第２相の出力電圧ｏｕｔ２として出力される。
　このように、ＰＷＭ制御動作における第１相の給電及び第２相の給電は、それぞれＰＷＭ周期の始端を含む期間及び終端を含む期間に実行される。そのため、ＰＷＭ制御における２相のデューティー比の合計が１００％を越えない限り２相の給電期間は重複しない。その結果、入力電圧を供給する電源（配線などの抵抗を含む）への過剰な負荷を回避して、入力電圧の変動を抑制できる。
　ＰＷＭ制御における２相のデューティー比の合計が１００％になる典型的な例が、先に説明されている。すなわち、図３の波形の一例として説明した、入力電圧ｉｎ＝（√２）Ｖｓｉｎ（ωｔ）、第１目標電圧ｒｅｆ１＝Ｖｓｉｎ（ωｔ＋π／４）、第２目標電圧ｒｅｆ２＝Ｖｓｉｎ（ωｔ－π／４）である。この例によれば、ｉｎ＝ｒｅｆ１＋ｒｅｆ２が成り立つことから、図３の期間Ｔ２、Ｔ６において、２相のデューティー比の合計を１００％に保ってＰＷＭ制御が行われる。
　このように、入力電圧ｉｎの１／√２倍の振幅、入力電圧ｉｎと同一の周波数、及び入力電圧ｉｎに対して＋４５度及び－４５度の位相差を有する第１目標電圧ｒｅｆ１及び第２目標電圧ｒｅｆ２を用いることで、入力電圧ｉｎは、有効かつ安定的に、第１相の出力電圧ｏｕｔ１及び第２相の出力電圧ｏｕｔ２に変換される。
　なお、上述とは異なる方法で２相の給電期間の重複を避けることもできる。例えば、第１相のＰＷＭ制御は上述のとおりに行い、かつ第２相のＰＷＭ制御を次のように変更する。すなわち、第２相にも第１相のＰＷＭキャリア信号を用いるとともに、第１相のＰＷＭキャリア信号ｃａｒｒｉｅｒ１のレベルが、第２相のデューティー比を反転した値（１－｜ｒｅｆ２／ｉｎ｜）よりも大きい場合に入力電圧を第２相の出力電圧ｏｕｔ２として出力する。このような方法によっても、上述と同様の結果が得られる。
　なお、ＰＷＭキャリア信号として、図２３Ａ、図２３Ｂに示されるようなのこぎり波の代わりに三角波を用いることで、デッドタイムを制御できる。
　以上、本発明の電力変換装置について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態に限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態に施し、また、複数の実施の形態における各構成要素を任意に組み合わせて得られる形態も本発明の範囲内に含まれる。
　本発明は単相交流電源を２相交流電源に変換する電力変換装置に適用され、特には、２相誘導モータの駆動に利用することができる。
　１、１ａ、１ｂ　電力変換装置
　２　単相交流電源
　３、４　入力端子
　５　誘導モータ
　６、７　第１出力端子
　８、９　第２出力端子
　１０　マトリクススイッチ
　１１～１４　第１双方向スイッチ
　１５～１８　第２双方向スイッチ
　２０　スイッチコントローラ
　２３、２３ａ、２３ｂ　目標電圧指定部
　２４　制御信号生成部
　２５　ドライバ
　２７　回転角センサ
　２９　回転角取得部
　３０ａ　電流センサ
　３１　電流量取得部
　５１　第１軸巻線
　５２　第２軸巻線
　５３　ロータ
　５６、５７　第１受電端子
　５８、５９　第２受電端子
　６１、６２、７８　発振器
　６３　除算器
　６４、６５、７６、７７　加算器
　６６～６９、７４、７５　乗算器
　７０～７３、７９、８０　比較器
　８１、８２　インバータ
　２００　マトリクスコンバータ
　２０１　単相交流電源
　２０２ａ～２０２ｆ　双方向スイッチ
　２０３　３相モータ
　２０４　大小判別手段
　２０５　制御手段
　３００　コンデンサモータ
　３０１　交流電源
　３０２、３０３　巻線
　３０４　コンデンサ
　Ｍ１～Ｍ４　ＩＧＢＴ
　Ｍ５　ＧａＮ　ＨＦＥＴ又はＧＩＴ
　Ｄ１、Ｄ２　ダイオード
　Ｇ１ａ～Ｇ４ｂ　第１制御信号（ゲート信号）
　Ｇ５ａ～Ｇ８ｂ　第２制御信号（ゲート信号）

Claims (15)

  1. 　単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換装置であって、
    　前記入力電圧が印加される１対の入力端子と、
    　第１相の前記出力電圧を出力する１対の第１出力端子と、
    　第２相の前記出力電圧を出力する１対の第２出力端子と、
    　前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第１出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第１出力端子との間の接続及び切断を、第１制御信号に応じて切り替える４個の第１双方向スイッチと、
    　前記１対の入力端子のうちの１つと前記１対の第２出力端子のうちの１つとの各組み合わせに対応して設けられ、対応する入力端子と第２出力端子との間の接続及び切断を、第２制御信号に応じて切り替える４個の第２双方向スイッチと、
    　前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を２相交流電圧によって表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定する目標電圧指定部と、
    　前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断されるように前記第２制御信号を生成する制御信号生成部と、
    　前記生成された第１制御信号及び第２制御信号を、それぞれ前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチに供給するドライバと、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記入力電圧は、正弦波交流電圧であり、
    　前記目標電圧指定部は、前記入力電圧の１／√２倍の振幅、前記入力電圧と同一の周波数、及び前記入力電圧に対して＋４５度及び－４５度の位相差を有する２相正弦波交流電圧によって前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧を指定する、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御信号生成部は、前記入力電圧の極性と前記第１目標電圧の極性とが同じ期間に前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第１目標電圧の極性とが異なる期間に前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とがクロス接続されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の極性と前記第２目標電圧の極性とが同じ期間に前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とがストレート接続され、前記入力電圧の極性と前記第２目標電圧の極性とが異なる期間に前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とがクロス接続されるように前記第２制御信号を生成する、
    　請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが常時接続されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値以下である期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが常時接続されるように前記第２制御信号を生成する、
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御信号生成部は、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが常時切断されるように前記第１制御信号を生成し、前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値以下である場合に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが常時切断されるように前記第２制御信号を生成する、
    　請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とが切断されるときに、前記１対の第１出力端子同士が短絡されるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とが切断されるときに、前記１対の第２出力端子同士が短絡されるように前記第２制御信号を生成する、
    　請求項１から５の何れか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチのそれぞれは、前記第１制御信号又は前記第２制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、
    　前記制御信号生成部は、前記１対の第１出力端子同士を短絡するときに、前記１対の第１出力端子同士を短絡するための第１双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の第２出力端子同士を短絡するときに、前記１対の第２出力端子同士を短絡するための第２双方向スイッチに含まれる全ての単方向スイッチが導通状態になるように前記第２制御信号を生成する、
    　請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチのそれぞれは、前記第１制御信号又は前記第２制御信号に応じて順方向に導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ逆方向には導通しない２つの単方向スイッチを逆並列に接続してなり、
    　前記制御信号生成部は、前記入力電圧が順方向に印加される単方向スイッチの導通状態及び非導通状態が切り替わり、かつ前記入力電圧が逆方向に印加される単方向スイッチが常時導通状態になるように前記第１制御信号及び前記第２制御信号を生成する、
    　請求項１から７の何れか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第１双方向スイッチが導通状態になるように前記第１制御信号を生成し、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを接続するときに、前記入力電圧の極性に応じて異なる第２双方向スイッチが導通状態になるように前記第２制御信号を生成する、
    　請求項１から８の何れか１項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記制御信号生成部は、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを接続する期間と、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを接続する期間とが重複しないように、前記第１制御信号と前記第２制御信号とを生成する、
    　請求項１から９の何れか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　単相交流電圧である入力電圧を２相交流電圧である出力電圧に変換する電力変換方法であって、
    　前記入力電圧を１対の入力端子に受け取り、
    　２相交流電圧によって、前記出力電圧の第１相及び第２相それぞれの逐次の目標値を表す第１目標電圧及び第２目標電圧を指定し、
    　前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第１目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第１出力端子とを、前記第１双方向スイッチを介して、前記第１目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断し、
    　前記入力電圧の絶対値の瞬時値が前記第２目標電圧の絶対値の瞬時値よりも大きい期間に、前記１対の入力端子と前記１対の第２出力端子とを、前記第２双方向スイッチを介して、前記第２目標電圧の前記瞬時値の前記入力電圧の前記瞬時値に対する比に応じたデューティー比で周期的に接続及び切断する、
    　電力変換方法。
  12. 　請求項１から１０の何れか１項に記載の電力変換装置と、
    　第１軸巻線と、第２軸巻線と、ロータと、前記第１軸巻線から引き出された１対の第１受電端子と、前記第２軸巻線から引き出された１対の第２受電端子とを有し、かつ前記第１軸巻線と前記第２軸巻線とが内部で電気的に接続されていない２相誘導モータと、
    　前記電力変換装置の１対の第１出力端子と前記２相誘導モータの前記第１受電端子とを接続する第１給電線と、
    　前記電力変換装置の１対の第２出力端子と前記２相誘導モータの前記第２受電端子とを接続する第２給電線と、
    　を備えるモータシステム。
  13. 　前記２相誘導モータは、ロータの逐次の回転量を示す回転角信号を出力する回転角センサを有し、
    　前記電力変換装置は、さらに、前記回転角信号を取得する回転角取得部を備え、
    　前記目標電圧指定部は、前記取得された回転角信号から特定される前記ロータの回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか１つを変化させるベクトル制御を行う、
    　請求項１２に記載のモータシステム。
  14. 　前記電力変換装置は、さらに、前記１対の第１出力端子及び前記１対の第２出力端子のそれぞれに流れる逐次の電流量を示す電流量信号を出力する電流センサと、前記電流量信号を取得する電流量取得部とを備え、
    　前記目標電圧指定部は、前記取得された逐次の電流量を用いて前記ロータの回転速度を推定し、前記推定された回転速度と速度指令値との誤差に基づいて、前記第１目標電圧及び前記第２目標電圧の振幅、周波数、及び位相のうちの少なくとも何れか１つを変化させる速度センサレスベクトル制御を行う、
    　請求項１２に記載のモータシステム。
  15. 　第１軸巻線と、第２軸巻線と、ロータと、前記第１軸巻線から引き出された１対の第１受電端子と、前記第２軸巻線から引き出された１対の第２受電端子とを有し、かつ前記第１軸巻線と前記第２軸巻線とが内部で電気的に接続されていない２相誘導モータ。
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