WO2014132385A1 - 回転機及び回転機ドライブシステム - Google Patents

Abstract

　インバータ内半導体スイッチング素子の利用率を高める６相ドライブ用の回転機及び回転機ドライブシステムを提供する。本発明の回転機においては、複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相相違する第１と第２のスロット位置を夫々の巻始め位置とし、互いに電気角が１８０度位相相違する第２と第１のスロット位置でそれぞれ巻終わるとともに、一方のスロット位置から第１の方向に沿って巻始めた巻線が他方のスロット位置に近づいたときに一方のスロット位置側に戻って、第１の方向と逆方向に他方のスロット位置に向かって巻かれるようにされ、各組の３相巻線の巻終わり点をそれぞれ共通接続し、２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧を印加することを特徴とする。

Description

回転機及び回転機ドライブシステム

　本発明は回転機及び回転機ドライブシステムに係り、特にインバータ内半導体スイッチング素子の利用率を改善することができる回転機巻線を有する回転機及び回転機ドライブシステムに関する。

　近年のＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子の大容量化に伴い、インバータによるＭＷ級の回転機ドライブが可能となっている。

　また、さらなる大容量化手法として、インバータの並列化がある。これは、単機のインバータで補えない電力供給を複数のインバータを部分的に並列接続することで、回転機ドライブシステムとしての大容量化を図るものである。並列化の回路方式として、直流部を並列接続した回転機ドライブ構成が特許文献１に開示されている。

特開平３－１５２７３号公報

　特許文献１では、回転機の巻線構造についての言及がなされていない。２つのインバータに接続される回転機巻線が作る磁束が互いに打ち消し合う場合、巻線のインダクタンスが低下し、インバータスイッチング起因のリプル電流が増加する。このリプル電流の増加により、インバータ内半導体スイッチング素子の電流定格を、余裕を持って設計しなければならず、該スイッチング素子の利用率が低下するという課題がある。

　本発明は、上記の事情を鑑みてなされたものであり、その目的はインバータ内半導体スイッチング素子の利用率を高める６相ドライブ用の回転機及び回転機ドライブシステムを提供することにある。

　以上のことから本発明の回転機においては、複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相相違する第１と第２のスロット位置を夫々の巻始め位置とし、互いに電気角が１８０度位相相違する第２と第１のスロット位置でそれぞれ巻終わるとともに、一方のスロット位置から第１の方向に沿って巻始めた巻線が他方のスロット位置に近づいたときに一方のスロット位置側に戻って、第１の方向と逆方向に他方のスロット位置に向かって巻かれるようにされ、各組の３相巻線の巻終わり点をそれぞれ共通接続し、２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧を印加することを特徴とする。

　また本発明においては、２組の３相巻線を備えた回転機と、同一の直流電源に接続された２組のインバータとを備え、２組のインバータの交流端子が回転機の各組の３相巻線にそれぞれ接続されている回転機のドライブシステムであって、回転機は、複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻線は複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相相違する第１と第２のスロット位置を夫々の巻始め位置とし、互いに電気角が１８０度位相相違する第２と第１のスロット位置でそれぞれ巻終わるとともに、一方のスロット位置から第１の方向に沿って巻始めた巻線が他方のスロット位置に近づいたときに一方のスロット位置側に戻って、第１の方向と逆方向に他方のスロット位置に向かって巻かれるようにされ、各組の３相巻線の巻終わり点をそれぞれ共通接続し、２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧を印加することを特徴とする。

　インバータ内半導体スイッチング素子の利用率を高めることができる。

本発明に係る回転機ドライブシステムの全体構成を示す図。 図１の２レベルインバータ２１０の構成を示す図。 図１の同期機の固定子巻線結線を示す図。 図１のインバータ用コントローラの構成を示す図。 固定子の電気角１８０度分の巻線のうち、Ａ相とＸ相の巻線配置を示す図。 電圧指令値が正負対称、相電圧が正負反転した波形となることを示す図。 ３レベルインバータを採用した回転機ドライブシステムの全体構成を示す図。 ３レベルインバータの構成例を示す図。 ３レベルインバータ用コントローラの構成を示す図。 従来のスター結線２極同期機の固定子巻線結線を示す図。 図３の巻線構造の回転機の円周方向の断面を示した図。

　以下、本発明の実施例を、図面を用いて説明する。

　本発明に係る実施例を、図１を用いて説明する。図１には、回転機が同期機である場合の、回転機ドライブシステム１を示している。なおこの場合の同期機は、同期電動機の例を示しているが、同期発電機であってもよい。

　図１の回転機ドライブシステム１の構成要素を大別すると、これは整流器３０、インバータシステム２０および同期機１０により構成されている。また、回転機ドライブシステム１には、電力系統５０が連係され、回転機ドライブシステム１のインバータシステム３０により同期機１０の回転子（シャフト）７にトルクを生じさせ、負荷６にトルクを伝達する。

　なお図１の事例では同期電動機を意図しているため、電力は電力系統５０から同期電動機１０の方向に与えられることから整流器３０を設置している。このため、同期機として同期発電機とする場合には、整流器３０に代えてインバータを備え、電力を発電機側から電力系統側に送るようにすればよい。

　以下同期電動機を念頭に置き、回転機ドライブシステム１の構成要素について、電力系統５０に近い側から順にその構成と機能を説明する。

　まず、整流器３０は、電力系統５０に対して電気的絶縁と電圧変換を目的として設けられる変圧器３２０と、変圧器３２０に接続され入力交流電力を直流電力に変換するダイオード整流器３１０により構成される。この整流器３０は、電力系統５０より受電した交流電力を直流に整流し、インバータシステム２０に直流電力を供給する。

　次にインバータシステム２０について説明する。インバータシステム２０は電力主回路とその制御回路部分で構成されている。まず電力主回路は、直流入力端子Ｐ、Ｎが並列接続された２レベルインバータ２１０、２２０、フィルタリアクトル２４０、２５０、直流コンデンサ４００により構成されている。なお直流コンデンサ４００は、整流器３０の出力する直流電力の脈動を低減することを目的とし、整流器３０とインバータ２１０、２２０を結ぶ直流回路に接続される。

　同期機１０は、パワーアース端子ＰＥが接地点Ｅに接続され、絶縁された２組の３相固定子巻線を備える。各組の３相固定子巻線はそれぞれインバータ２１０、２２０に接続されて給電される。同期機１０の回転子（シャフト）７は負荷６に接続されている。なお、同期機１０の２組の３相固定子巻線の接続関係について図３を用いて後述する。

　インバータシステム２０の制御回路部分は、コントローラ１００とその入出力回路部分で構成され、インバータ２１０、２２０はコントローラ１００が与えるゲート信号Ｇにより制御される。

　コントローラ１００は、インバータ２１０、２２０の出力電流ｉを電流センサ８１Ａ、８１Ｃ、８１Ｘ、８１Ｚにより検出し、またインバータ２１０、２２０の出力電圧ｖを電圧センサ８２ＡＢ、８２ＢＣ、８２ＸＹ、８２ＹＺにより検出して、その検出値をコントローラ１００の入力とする。

　なお、以後の図示および説明における記号付与上の約束として以下のようにしている。まず、直流入力端子Ｐ、Ｎが並列接続された２レベルインバータ２１０、２２０の交流側端子は、いずれもＵ、Ｖ、Ｗ相で表記している。但し、２レベルインバータ２１０の交流側端子Ｕ、Ｖ、Ｗと２レベルインバータ２２０の交流側端子Ｕ、Ｖ、Ｗとで、扱う電気量を区別して説明した方が良い場合がある。このために、以下の説明では、インバータ２１０側の電流ｉ、電圧ｖには記号Ａ、Ｂ、Ｃまたはａ、ｂ、ｃを付して相や線間を区別し、インバータ２２０側の電流ｉ、電圧ｖには記号Ｘ、Ｙ、Ｚまたはｘ、ｙ、ｚを付して相や線間を区別するものとする。

　また図１の図示において、電流ｉについて３相のうちの２相の電流（図示ではインバータ２１０側についてｉａ、ｉｃ、インバータ２２０側についてｉｘ、ｉｚ）のみコントローラ１００に入力し、電圧ｖについて３つの線間のうちの２つの線間電圧（図示ではインバータ２１０側についてｖａｂ、ｖｂｃ、インバータ２２０側についてｖｘｙ、ｖｙｚ）４のみコントローラ１００に入力している。これは残りの１相の電流ｉｂ、ｉｙ、残りの１つの線間の電圧ｖｃａ、ｖｚｘは合成により求めることができるため入力回路部分の構成を簡略化したものであり、コントローラ１００内部では３相量として取り扱われる。

　コントローラ１００の詳しい演算内容は図４を用いて後述するが、要するにここでは、トルク指令τｒｅｆと同期機１０への出カトルクが一致するよう２レベルインバータ２１０、２２０のゲート信号Ｇを算出し、ゲート信号Ｇをそれぞれ２レベルインバータ２１０、２２０に出力する。なお、２レベルインバータ２１０に与えられるゲート信号Ｇ―ＡＢＣと、２レベルインバータ２２０に与えられるゲート信号Ｇ一ＸＹＺは、先に説明した記号Ａ、Ｂ、Ｃまたは記号Ｘ、Ｙ、Ｚにより区別し、表示されている。

　２レベルインバータ２１０の構成を、図２を用いて説明する。なお２レベルインバータ２２０の構成は２１０と等しいため、説明は２レベルインバータ２１０のみとする。２レベルインバータ２１０は、ＩＧＢＴ素子が２つ直列接続されて構成されたアームが、相ごとに形成され、３アームで構成されている。

　ＩＧＢＴ素子２１０ｍ、２１０ｎ、２１０ｏ、２１０ｐ、２１０ｑ、２１０ｒは、ＩＧＢＴとこのＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードにより構成される。コントローラ１００から２レベルインバータ２１０に出力されるゲート信号Ｇ一ＡＢＣは、ＩＧＢＴ素子２１０ｍ、２１０ｎ、２１０ｏ、２１０ｐ、２１０ｑ、２１０ｒの制御電極であるゲートヘ入力され、ＩＧＢＴがオン・オフ制御される。

　なおゲート信号Ｇが「０」のときＩＧＢＴ素子はオフ、ゲート信号Ｇが「１」のときＩＧＢＴ素子はオン状態とされ、２レベルインバータ２１０では、上記ＩＧＢＴ素子のオン・オフの時間比率を調整することにより、交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗへ高調波成分を含む交流電圧を出力する。図１のリアクトル２４０、２５０は、電圧高調波により同期機１０に流入する高調波電流を抑制するために設けられている。

　次に図３を用いて同期機１０の構成について説明する。図３には、同期機１０の電気角３６０度分の固定子巻線結線図を示している。ここで同期機１０はスター巻線の２極機であり、図３にはＡ相とＸ相の巻線１０Ａ、１０Ｘのみを示している。図１の２組の２レベルインバータ２１０、２２０の交流端子の記号付与の約束で述べたことから明らかなように、これはＵ相交流端子の巻線のみを記述したものである。また、スロット１０ｓの上部に記載の番号１～２４はスロット番号を示す。

　この図に示すように、Ａ相の巻線１０Ａは、端子Ａからスロット番号１→１１→３→１３→２→１６→２４→１４を介して端子Ｎｌに接続される。Ｘ相の巻線１０Ｘは、端子Ｘからスロット番号１３→２３→１５→１→１４→４→１２→２を介して端子Ｎ２に接続される。このようにＡ相の巻線１０Ａは、全周のスロットを利用して巻かれるが、スロットの前半分と後ろ半分では電流方向が逆になるように巻回されている。Ｘ相の巻線１０Ｘも同様に全周のスロットを利用して巻かれるが、スロットの前半分と後ろ半分では電流方向が逆になるように巻回されている。

　本構造により、同期機１０の回転子により端子Ａ－Ｎ１間と、端子Ｘ－Ｎ２間には位相が１８０度異なる電圧が誘起される。また、インバータシステム２０は、後述のように端子ＡからＮ１に流れる電流ｉａの基本波成分と、端子ＸからＮ２に流れるｉｘの基本波成分を位相が１８０度異なるように制御する。

　Ｂ相、Ｙ相についても同様に巻線を配置することにより、Ｂ相電流ｉｂとＹ相電流ｉｙを位相が１８０度異なり、振幅の等しい電流とすることで従来の２極機と同様の空間磁束を作ることができる。このとき、Ｂ相巻線はスロット番号５→１５→７→１７→６→２０→４→１８を介して敷設され、Ｙ相巻線はスロット番号１７→３→１９→５→１８→８→１６→６を介して敷設される。

　Ｃ相、Ｚ相についても同様であるのでスロットの巻き順の説明を省略する。なお、Ｕ、Ｖ、Ｗ相間は１２０度の位相差をもつスロット位置に配列されていることは言うまでもない。また各組の３相交流巻線の巻き終わりは、例えば相Ａ、Ｂ、Ｃの場合には中性点端子Ｎｌに結線され、相Ｘ、Ｙ、Ｚの場合には中性点端子Ｎ２に結線されて、スター結線を構成している。

　比較のため、図１０に従来のスター結線２極同期機の固定子巻線結線図を示す。端子Ｕから入力された電流は、巻線１０Ｕによりスロット番号１→１１→２→１２→３→１３→４→１４まで流れた後、スロット２→１６→１→１５→２４→１４→２３→１３の順番で流れ、端子Ｎに戻る。

　図３の巻線において電流ｉａとｉｘが、位相が１８０度異なり、振幅の等しい電流を流すことにより、図３と図１０の比較により明らかなように同期機１０のギャップには従来の２極機と同様の空間磁束を作ることが可能となる。

　本発明の回転機は、その固定子巻線が上記関係を満たすように結線されている。本発明では、係る巻線構造の同期機に対して、インバータシステム２１は、後述のように端子Ａから端子Ｎｌに流れる電流ｉａの基本波成分と、端子Ｘから端子Ｎ２に流れる電流ｉｘの基本波成分とを位相が１８０異なるように制御する。図３には、このように制御した場合に巻線１０Ａ、１０Ｘに流れる電流方向を巻線ごとに示している。

　この反転電流を与えることにより、例えば電流ｉａが端子Ａから流入してスロット番号１→１１→３→１３→２→１６→２４→１４を介して端子Ｎｌに流出するとき、電流ｉｘは、端子Ｎ２から流入してスロット番号２→１２→４→１４→１→１５→２３→１３を介して端子Ｘに流出する。図３の巻線に対する係る電流方向の制御によれば、図１０の電流を与えたと同じ結果が得られる。

　図１１は、図３の巻線構造の回転機の円周方向の含む断面で示した図である。同図においてＳは回転軸であり、円周方向に固定子Ｒが配置されている。この回転機では、端子ＡとＮ１、端子ＸとＮ２は、回転軸を挟んで対峙する位置に配置され、かつ端子ＡとＮ２、端子ＸとＮ１が同じ位置におかれるように配置されている。

　また端子Ａから中性点Ｎ１に至る巻線は、断面の上半部を周回して端子Ｘ、Ｎ１に近接する位置で再度端子Ａ、Ｎ１側に反転させ、今度は断面の下半部を周回して端子Ｎ１に至るように巻かれている。同様に端子Ｘから中性点Ｎ２に至る巻線は、断面の上半部を周回して端子Ａ、Ｎ２に近接する位置で再度端子Ｘ、Ｎ２側に反転させ、今度は断面の下半部を周回して端子Ｎ２に至るように巻かれている。

　この図では、端子Ａから中性点Ｎ１に至る断面上半部の巻線に流れる電流により形成される磁束をΦＡ－Ｎ１－１、断面下半部の巻線に流れる電流により形成される磁束をΦＡ－Ｎ１－２、同じく端子Ｘから中性点Ｎ２に至る断面上半部の巻線に流れる電流により形成される磁束をΦＸ－Ｎ２－１、断面下半部の巻線に流れる電流により形成される磁束をΦＸ－Ｎ２－１としている。この結果、全ての磁束を同一方向に発生させているこが分かる。

　図１１の構成から明らかなように、本発明で使用する回転機は、以下のように結線が施されたものということができる。つまり、この回転機は複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相相違する第１と第２のスロット位置を夫々の巻始め位置とし、互いに電気角が１８０度位相相違する第２と第１のスロット位置でそれぞれ巻終わるとともに、一方のスロット位置から第１の方向に沿って巻始めた巻線が他方のスロット位置に近づいたときに一方のスロット位置側に戻って、第１の方向と逆方向に他方のスロット位置に向かって巻かれるようにされ、各組の３相巻線の巻終わり点をそれぞれ共通接続したものである。そのうえで、２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧を印加することを特徴としている。

　次にコントローラ１００について、図４を用いて説明する。コントローラ１００は、２レベルインバータ２１０用コントローラ１１０ＡＢＣ、２レベルインバータ２２０用コントローラ１１０ＸＹＺ、トルク分配器１１００、ＰＷＭキャリア生成器１１０１により構成される。この２組のコントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺにより、図３の端子Ａから端子Ｎｌに流れる電流ｉａの基本波成分と、端子Ｘから端子Ｎ２に流れる電流ｉｘの基本波成分とを位相が１８０異なるように制御する。

　コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺに与えられる入力について説明する。コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺの機能はトルク制御にあるので、入力の一つはトルク指令τｒｅｆである。トルク指令τｒｅｆはトルク分配器１１００により１／２に除算され、コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺへ共通に入力される。従って、２つのコントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺは、同一値のトルク指令τｒｅｆで作動する。

　また、トルク指令τｒｅｆに対応して実際のトルクを導出する必要があるために、電圧センサ、電流センサの検出値を得ている。トルク算出のために使用するのは図１に示したように、電流ｉについてコントローラ１１０ＡＢＣではｉａ、ｉｃ、コントローラ１１０ＸＹＺではｉｘ、ｉｚであり、電圧ｖについてコントローラ１１０ＡＢＣではｖａｂ、ｖｂｃ、コントローラ１１０ＸＹＺではｖｘｙ、ｖｙｚを使用する。

　なおその他の入力として、コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺにおけるベクトル制御のためのｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆ、点弧タイミングを決定するためのキャリア信号Ｔｒｉを用いる。

　コントローラ１１０ＡＢＣ、１１０ＸＹＺでは、これらの信号をもとに、該当インバータ２１０、２２０が同期機１０の回転子に与えるトルクと、上記除算されたトルク指令τｒｅｆ／２が一致するように演算されたインバータの交流出力電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆを、２相／３相変換器１１ｌＡＢＣから得る。

　算出された交流出力電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆは、ＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣにおいて、キャリア生成器１１０１の出力であるキャリア信号Ｔｒｉと大小比較される。これにより、インバータ出力電圧の瞬時平均値が上記電圧指令値と一致するようなゲート信号Ｇ一ＡＢＣ、Ｇ一ＸＹＺが算出される。

　具体的な演算方法について、図を用いて説明する。但し、コントローラ１１０ＡＢＣとコントローラ１１０ＸＹＺは同じ回路構成とされ、等しい演算器を備えるため、コントローラ１１０ＡＢＣの例で説明する。

　まず電圧検出値ｖａｂ、ｖｂｃは、２相３相演算器１１０１ＡＢＣに入力され、３相の相電圧Ｖａｎｌ、Ｖｂｎｌ、Ｖｃｎｌに変換される。この２相３相演算器内演算は、公知の方法によって実施することができるので詳細説明を割愛する。同様に電流検出値ｉａ、ｉｂは、２相３相演算器１１０２ＡＢＣに入力され、３相電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃに変換される。

　３相化された電圧検出値Ｖａｎｌ、Ｖｂｎｌ、Ｖｃｎｌ、電流検出値ｉａ、ｉｂ、ｉｃは位相算出器１１０３ＡＢＣに入力され、同期機１０の固定子巻線誘起電圧位相が演算される。具体的には、同期機１０の入力電流と既知の値である同期機インピーダンス、入力端子電圧より誘起電圧を推定し、該電圧の位相θａｂｃを算出することにより上記位相演算が実現される。本演算も、本分野で広く知られている位相検出方法であるため、詳細の説明を省略する。

　トルク算出器１１０５ＡＢＣでは、誘起電圧位相算出値θａｂｃおよび３相に変換された同期機１０の端子電圧ｖａｎｌ、ｖｂｎｌ、ｖｃｎｌ、入力電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃを入力として、２レベルインバータ２１０により同期機１０の回転子に印加しているトルクτａｂｃを算出する。

　トルク補償器１１０７ＡＢＣでは、トルク分配器１１００の出力（トルク指令τｒｅｆ／２）と、実トルクτａｂｃを入力とし、両者の偏差を減らすようトルク電流指令値（ベクトル制御のｑ軸電流指令値）ｉｑｒｅｆ＿ａｂｃを算出し、電流制御器１１０８ＡＢＣに出力する。ここでベクトル制御においては、同時にｄ軸電流も調整しており、電流制御器１１０９ＡＢＣには外部からｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆが与えられている。

　これらの電流制御器１１０８ＡＢＣ、１１０９ＡＢＣで使用するトルク電流であるｑ軸電流ｉｑ＿ａｂｃ、無効電流であるｄ軸電流ｉｄ＿ａｂｃは、以下のようにして算出されている。まず入力電流ｉａ、ｉｂ、ｉｃは、α一β演算器１１０４ＡＢＣに入力される。α一β演算器１１０４ＡＢＣは入力された３相量をα―β変換し、該変換値をｄ―ｑ変換器１１０６ＡＢＣに出力する。

　ｄ―ｑ変換器１１０６ＡＢＣでは、入力電流のα―β変換値を、位相算出値θ用いてｄ―ｑ変換し、トルク電流であるｉｑ＿ａｂｃ、無効電流であるｉｄ＿ａを出し、電流制御器１１０８ＡＢＣおよび１１０９ＡＢＣに出力する。電流制御器１１０８ＡＢＣは、トルク電流指令ｉｑｒｅｆ＿ａｂｃとｉｑ＿ａｂｃが一致するよう、２レベルインバータ２１０のｑ軸出力電圧指令値ｖｑｆを算出する。また電流制御器１１０９ＡＢＣは、零である無効電流指令値ｉｄｒｉｄ＿ａｂｃが一致するよう、２レベルインバータ２１０のｄ軸出力電圧指令値ｖｅｄｒｅｆを算出する。

　電圧指令値ｖｄｒｅｆ、ｖｑｒｅｆはｄ―ｑ逆変換器１１１０ＡＢＣでα―β変換されたのち、２相／３相変換器１１ｌＡＢＣにより３相化され、該３相電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆはＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣに出力される。

　以上により、２レベルインバータ２１０はトルク指令に一致したトルクを発生させるよう制御される。これに対し、コントローラ１１０ＸＹＺは、コントローラ１１０ＡＢＣと同じ演算を実施する。つまり、電圧検出値ｖｘｙ、ｖｙｚ、電流検出値ｉｘ、ｉｙを用いてトルク指令分配器１１００の出力と、２レベルインバータ２２０が同期機１０の回転子に印加するトルクが一致するよう２レベルインバータ２２０のゲート信号を算出する。

　コントローラ１１０ＡＢＣとコントローラ１１０ＸＹＺで異なる点は、ＰＷＭ演算器１１１２に入力されるキャリアＴｒｉが乗算器１１０２によって位相反転されている点と、同期機１０のＸ相、Ｙ相、Ｚ相に誘起される電圧位相がＡ相、Ｂ相、Ｃ相と反転している点である。

　上記キャリアの位相反転と誘起電圧の位相反転により、以下に説明するように２レベルインバータ２１０、２２０の出力電流が同期機１０の固定子に作る起磁力を強めあい、結果として固定子巻線のインダクタンスを大きく保つことができる。該インダクタンスにより、２レベルインバータ２１０、２２０のスイッチングに起因するリプル電流は低減され、２レベルインバータ２１０、２２０のＩＧＢＴ素子に過大な電流耐量を備えさせなくても所望のトルク発生が可能となる。すなわち、ＩＧＢＴ素子の利用率を改善することができる。

　図５、６を用いて、本実施例における同期機１０内インダクタンス増加原理を示す。まず、図５には、固定子の電気角１８０度分の巻線のうち、Ａ相とＸ相の巻線配置を示す。Ａ相の電流ｉａは図５の矢印の向きに流入し、Ｘ相の電流ｉｘも図５の矢印の向きに流入するものとする。

　電流ｉａにより作られる磁束φａを紙面上部から奥方向へ発生する方向を正、同様に電流ｉｂにより作られる磁束φｂを紙面上部から奥方向へ発生する方向を正として定義する。

　上記定義によると、電流ｉａが正のとき、磁束φａも正となり、電流ｉｂが負のとき、磁束φｂは正となる。巻線１０Ａと１０Ｘの巻数は等しいため、（１）式が成り立つ。

ここで、ｋは正の定数である。

　上述のように、コントローラ１００は２レベルインバータ２１０、２２０に等しくトルク指令を分配する。また、同期機１０の固定子巻線配置により、２レベルインバータ２１０、２２０には同期機１０の回転子により振幅が等しく、位相の反転した誘起電圧が生じる。

　図１の主回路構成において、フィルタ２４０を含む２レベルインバータ２１０と同期機１０までの配線インダクタンスを合わせた合計インダクタンスと、フィルタ２５０を含む２レベルインバータ２２０と同期機１０までの配線インダクタンスを合わせた合計インダクタンスが略等しいとする。この場合、２レベルインバータ２１０の接続する固定子巻線の巻数と２レベルインバータ２２０の接続する固定子巻線の巻数が等しいため、２レベルインバータ２１０と２２０の電圧指令値ｖａｒｅｆとｖｘｒｅｆ、ｖｂｒｅｆとｖｙｒｅｆ、ｖｃｒｅｆとｖｚｒｅｆはそれぞれ正負対称の波形となる。

　またキャリアＴｒｉとＴｒｉ２の位相は反転しており、なおかつ電圧指令値も正負反転した波形であるため、Ａ相の相電圧ＶＡとＸ相の相電圧ＶＢも正負反転した波形となる。

　図６は、電圧指令値が正負対称の波形となり、相電圧ＶＡと相電圧ＶＢも正負反転した波形となることを示した図である。図４における制御の結果として２レベルインバータ２１０、２２０が各巻線に与える電圧について図６を用いて説明する。

　図６のチャートの横軸は時間であり、その最上段には、図４のキャリアＴｒｉと２レベルインバータ２１０のａ相の交流電圧指令値ｖａｒｅｆを示している。なお、説明を簡便にするために他の相の交流電圧指令値ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆを省略している。この図６によれば、三角波のキャリアＴｒｉはほぼ一定周期で増減を繰り返しているに対し、交流電圧指令値ｖａｒｅｆは、その絶対値が時間経過とともに減少している例を示している。但しｖａｒｅｆは正の値をとつているものとする。

　また図６のグラフの上から３段目には、キャリアＴｒｉを位相反転して求めた図４のキャリアＴｒｉ２と、２レベルインバータ２２０のｘ相の交流電圧指令値ｖｘｒｅｆを示している。なお、説明を簡便にするために他の相の交流電圧指令値ｖｙｒｅｆ、ｖｚｒｅｆを省略している。この図６によれば、位相反転した三角波のキャリアＴｒｉ２はほぼ一定周期で増減を繰り返している。また交流電圧指令値ｖｘｒｅｆは、２レベルインバータ２１０の交流電圧指令値ｖａｅｒｆの正負を反転したものとしている。図６上段のｖａｒｅｆに対応するｖｘｒｅｆは負の値をとっている。なおｖｘｒｅｆは、その絶対値が時間経過とともに増加している例を示している。

　これらの相ごとの交流電圧指令値とキャリアの比較により、これらが交差する時刻ｔｌ～ｔ７で、図２のＩＧＢＴ素子２１０ｍ、２１０ｎ、２１００、２１０Ｐ、２１０ｑ、２１０ｒの点弧タイミングが決定される。例えばＩＧＢＴ素子はキャリア（Ｔｒｉ，Ｔｒｉ２）が交流電圧指令値（ｖａｒｅｆ，　ｖｘｒｅｆ）以下のときに点弧されて交流端子に電圧発生する。

　上記した相ごとの交流電圧指令値とキャリアの比較により、各ＩＧＢＴ素子の点弧タイミングが決定された結果として、交流側端子に得られる各相の交流電圧が変化する。図６のグラフの上から２段日と４段目には、この場合のａ相の交流電圧ＶＡとｘ相の交流電圧ＶＸを示している。キャリア（Ｔｒｉ，Ｔｒｉ２）が、交流電圧指令値（ｖａｒｅｆ，ｖｘｒｅｆ）以下のときにＩＧＢＴ素子が点弧されて交流端子に電圧（Ｖｄｃ／２）発生する。またキャリア（Ｔｒｉ，Ｔｒｉ２）が、交流電圧指令値（ｖａｒｅｆ，ｖｘｒｅｆ）以上のときにＩＧＢＴ素子が点弧されて交流端子に電圧（－Ｖｄｃ／２）発生する。この図６に示すように、電圧ＶＡ、ＶＸは互いに逆位相のものとなっている。

　図６はＵ相（ａ相とｘ相）のみ波形図示しているが、他の相も含めた３相として波形観察すると、交流電圧指令値ｖａｒｅｆ、ｖｂｒｅｆ、ｖｃｒｅｆと、ｖｘｒｅｆ、ｖｙｒｅｆ、ｖｚｒｅｆとは零点に対して対称となる。この理由は、図１の電力主回路構成において、フィルタ２４０を含む２レベルインバータ２１０と同期機１０までの合計インダクタンスと、フィルタ２５０を含む２レベルインバータ２２０と同期機１０までの合計インダクタンスとを略等しくできること、この場合には、図４で述べた２レベルインバータ２１０、２２０へのトルク指令τｒｅｆが等しくできること、そのうえで巻線１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃと、巻線１０Ｘ、１０Ｙ、１０Ｚの巻き数を等しくできること、さらに巻線に誘起される誘起電圧が１８０度位相が異なるなどの条件をみたすことができることによる。

　このように電圧指令値が正負対称の波形となり、相電圧ＶＡと相電圧ＶＢも正負反転した波形となる結果として、Ａ相巻線に流れる電流ｉａとＸ相に流れる電流ｉｘは、リプル電流成分を含めて正負反転した波形、すなわち次式が成り立つ。

また（１）（２）式から、（３）式が成り立つ。

（３）式は、Ａ相電流が作る磁束φａとＸ相電流が作る磁束φｘが等しく、互いに強めあうことを示す。上記の関係を物理的に検証すると、本発明の効果としては以下のようなことが言える。

　まず、インダクタンスは電流に対する磁束の変化の比率であるため、所定の電流により作られる磁束が大きければ、インダクタンスが大きいことを意味する。つまり、本発明の実施例の構成を備える回転機ドライブシステムにおいては、同期機１０の固定子巻線インダクタンスを大きくすることができることを意味する。

　２レベルインバータ２１０、２２０のスイッチングに起因するリプル電流は、フィルタ２４０、２５０のインダクタンスと同期機１０の固定子巻線のインダクタンスにより制限される。このため、大きなインダクタンスにできる実施例では、２レベルインバータ２１０、２２０の出力電流に含まれるリプル電流を低減することができる。結果としてＩＧＢＴ素子をリプル電流のために電流耐量の大きなものに選定する必要が無く、ＩＧＢＴ素子を利用率高く活用できるようになる。

　なお、本発明の実施にあたり、さらに以下の点に考慮した代案、変形例を採用することが有効である。２レベルインバータ２１０、２２０のリプル電流は、上述のように２レベルインバータの出力電圧と、リアクトルおよびインバータと同期機１０を接続する配線インピーダンスの和により決まるため、配線長は略等しいことが望ましく、例えば配線長比率が１：２より小さい値である１：１．５に制限することが望ましい。

　本実施例では、電動機として同期機を想定したが、誘導機でも同様の効果を奏する。また、ゲート信号を算出するため、キャリアとの大小比較によりゲート信号を算出したが、例えば空間ベクトル変調によりゲート信号を算出しても良い。空間ベクトル変調を実施する際には、１スイッチング周期中の電圧ベクトルの選定順番を、２レベルインバータ２１０、２２０で逆にすることにより本実施例と同様の効果を得ることができる。

　さらに本実施例では、２台のインバータのキャリアを位相差が１８０度の三角波としたが、該位相が１８０度ではなくても、９０度から２７０度の間であれば２つのインバータの出力電流の作る磁束の極性が反転しないため、互いの巻線が持つインダクタンスを増やす効果がある。ただし、位相差が１８０度に近いほどインダクタンスを増やす効果が強く、位相差を１８０度とすることが望ましい。

　また、本実施例では電動機を２極機としたが、４極や６極等、多極化しても同様の効果を得ることができる。

　また、本実施例ではインバータを２レベルインバータとしたが、図７に示すように３レベルインバータとしても良い。３レベルインバータの場合、インバータは図８に示す構成を備え、ＩＧＢＴ素子のスイッチングにより交流端子Ｕ、Ｖ、ＷへＶｄｃ／２、０、－Ｖｄｃ／２の相電圧を出力することが可能となる。同一の整流器３０の出力電圧に対し、スイッチングに起因する電圧変動幅を半減することが可能となり、さらにリプル電流を低減することができる。３レベルインバータのコントローラ１０１は、２レベルインバータのコントローラ１００とほぼ同じ構成であり、図８に示すようにＩＧＢＴ素子のオン・オフを決める搬送波が位相、振幅が等しく、直流バイアスの異なる二本の三角波である点のみが異なる。

　コントローラ１０１は、上記３レベルインバータ２３０、２４０を制御するゲート信号Ｇ―ＡＢＣ、Ｇ一ＸＹＺを算出する。ゲート信号の信号数は実施例記載のグート信号数が１インバータあたり６点であつたの対し、本実施例では１２点である。

　図８を用いて、３レベルインバータの構成例を２３０の例で説明する。なお、３レベルインバータ２４０は３レベルインバータ２３０と同じ構成を備えるため、説明を省略する。

　３レベルインバータ２３０は、交流側端子ごとの３つのアームにより構成されるインバータである。各アームは、４直列接続されたＩＧＢＴ素子、および直流中性点の端子Ｍに接続される２つのダイオードにより構成される。

　この図においてＵ相の交流端子に接続されたアームが２３０Ｕであり、Ｖ相の交流端子に接続されたアームが２３０Ｖ、Ｗ相の交流端子に接続されたアームが２３０Ｗである。各アーム構成は基本的に同じ構成とされているので、ここではアーム２３０Ｕの例で説明する。

　アーム２３０Ｕは、４組のＩＧＢＴ素子（２３０ｍ、２３０ｎ、２３０ｓ、２３０ｖ）が直列に接続されており、４直列接続されたＩＧＢＴ素子列の両端が直流回路の正端子Ｐと負端子Ｎにそれぞれ接続されている。図の例ではＩＧＢＴ素子２３０ｍのカソード側が直流回路の正端子Ｐに、ＩＧＢＴ素子２３０ｖのエミッタ側が直流回路の負端子Ｎに接続されている。なお各ＩＧＢＴ素子は、ＩＧＢＴとこのＩＧＢＴに逆並列接続されたダイオードにより構成されている。

　４直列接続されたＩＧＢＴ素子で構成された直列アームは、上側の２個２３０ｍ、２３０ｎで上側アームを構成し、下側の２個２３０ｓ、２３０ｖで下側アームを構成する。かつ上下アームの接続点がＵ相の交流端子に接続されている。

　またこの直列アームの上側アームの２個のＩＧＢＴ素子２３０ｍ、２３０ｎの接続点と、この直列アームの下側アームの２個のＩＧＢＴ素子２３０ｓ、２３０ｖの接続点の間に、ダイオード２３０ａ、２３０ｄの直列回路を接続している。かつダイオード２３０ａ、２３０ｄの直列回路接続点間を、直流端子Ｍに接続している。直流端子Ｍは図８に示したように、容量の等しい２つの直流コンデンサ４００Ｐ、４００Ｎの直列回路の接続部である。

　係る構成の３レベルインバータ２３０の各ＩＧＢＴ素子の制御電極であるゲート端子に、コントローラ１０１から出力されるゲート信号を入力することによりＩＧＢＴ素子を駆動する。アーム２３０Ｕを例にして、具体的なＩＧＢＴ素子の制御方法について説明する。

　ゲート信号Ｇは、下記３つのパターンで出力される。
パターン１：ＩＧＢＴ素子２３０ｍ、２３０ｎをオン、２３０ｓ、
パターン２：ＩＧＢＴ素子２３０ｎ、２３０ｓをオン、２３０ｍ、
パターン３：ＩＧＢＴ素子２３０ｓ、２３０ｖをオン、２３０ｍ、
　パターン１の場合は、交流端子Ｕは直流回路の正端子Ｐの電位、パターン２の場合は、交流端子Ｕは直流回路の中間端子Ｍの電位、パターン３の場合は、交流端子Ｕは直流回路の負端子Ｎの電位となるため、直流中点電位から見て＋Ｖｄｃ／２、０、一Ｖｄｃ／２の３電圧を出力可能である。この関係は他の交流端子においても同じである。

　本ゲート信号Ｇは、図７のコントローラ１０１により算出される。図９には、コントローラ１０１の構成を示す。実施例のコントローラ１００との相違点は、キャリア発生器１１０１の代わりにキャリア発生器１１０１２が備えられ、該キャリア発生器１１０１２が２本の三角波ＴｒｉＰ、ＴｒｉＮを出力する点と、コントローラ１１ｌＡＢＣ２が該２本の三角波を用いてゲート信号を算出するＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣ２を備える点である。なおコントローラ１１ｌＡＢＣ２とコントローラ１１ｌＸＹＺ２内のＰＷＭ演算器は、同等構成とされている。

　ＰＷＭ演算器１１１２ＡＢＣ２に与えられる三角波ＴｒｉＰとＴｒｉＮは、位相と振幅が等しく、直流バイアスが異なる三角波である。直流バイアスにより、三角波ＴｒｉＰが最大値Ｔとなる時点で三角波ＴｒｉＮは０となり、三角波ＴｒｉＰが最小値０となる時点で三角波ＴｒｉＮは負の最大値（―Ｔ）となるように定められている。これによリコントローラ１１ｌＡＢＣ２からキャリアを用いてゲート信号Ｇ―ＡＢＣを算出する。

　コントローラ１ｌＸＹＺ２には、実施例１と同様にＴｒｉＰ、ＴｒｉＮの位相を反転した三角波ＴｒｉＰ２、ＴｒｉＮ２がキャリアとして入力され、キャリアを用いてゲート信号Ｇ―ＸＹＺを算出する。

　コントローラ１１ｌＸＹＺ２側にあたえられる三角波ＴｒｉＰ２とＴｒｉＮ２も、位相と振幅が等しく、直流バイアスが異なる三角波であるが、これはコントローラ１１ｌＡＢＣ２側にあたえられた三角波ＴｒｉＰとＴｒｉＮを乗算器１１０２により位相反転したものである。これにより、三角波ＴｒｉＮが最大値Ｔとなる時点で三角波ＴｒｉＰは０となり、三角波ＴｒｉＮが最小値０となる時点で三角波ＴｒｉＰは負の最大値（―Ｔ）となるように定められている。これによリコントローラ１１ｌＸＹＺ２から該キャリアを用いてゲート信号Ｇ―ＸＹＺを算出する。

　なお、本発明の副次的な効果として、インバータの片方が何らかの理由により停止したときでも安定に運転継続できることがあげられる。片系がダウンしても、図１１において発生する磁束の一部が消失するのみである。

１：回転機ドライブシステム，６：負荷，７：シャフト，１０：同期機，２０、２１：インバータシステム，３０：整流器，２１０、２２０：２レベルインバータ，２３０、２４０：３レベルインバータ，２１０ｍ、２１０ｏ、２１０ｐ、２１０ｑ、２１０ｒ、２３０ｍ、２３０ｎ、２３０ｏ、２３０ｐ、２３０ｑ、２３０ｒ、２３０ｓ、２３０ｔ、２３０ｕ、２３０ｖ、２３０ｗ、２３０ｘ：ＩＧＢＴ素子，５０：電力系統，１００、１０１：コントローラ，１０Ａ、１０Ｘ、１０ｕ：巻線，１０ｓ：スロット，８１Ａ、８１Ｃ、８１Ｘ、８１Ｙ：電流センサ，８２ＡＢ、８２ＢＣ、８２ＸＹ、８２ＹＺ：電圧センサ，２４０、２５０：リアクトル，４００、４００Ｐ、４００Ｎ：直流コンデンサ

Claims (11)

1. 　複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、
   ２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相相違する第１と第２のスロット位置を夫々の巻始め位置とし、互いに電気角が１８０度位相相違する第２と第１のスロット位置でそれぞれ巻終わるとともに、一方のスロット位置から第１の方向に沿って巻始めた巻線が他方のスロット位置に近づいたときに一方のスロット位置側に戻って、第１の方向と逆方向に他方のスロット位置に向かって巻かれるようにされ、
   各組の３相巻線の巻終わり点をそれぞれ共通接続し、
   前記２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧を印加することを特徴とする回転機。
2. 　２組の３相巻線を備えた回転機と、同一の直流電源に接続された２組のインバータとを備え、２組のインバータの交流端子が前記回転機の各組の３相巻線にそれぞれ接続されている回転機のドライブシステムであって、
   　前記回転機は、
   複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、
   ２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相相違する第１と第２のスロット位置を夫々の巻始め位置とし、互いに電気角が１８０度位相相違する第２と第１のスロット位置でそれぞれ巻終わるとともに、一方のスロット位置から第１の方向に沿って巻始めた巻線が他方のスロット位置に近づいたときに一方のスロット位置側に戻って、第１の方向と逆方向に他方のスロット位置に向かって巻かれるようにされ、
   各組の３相巻線の巻終わり点をそれぞれ共通接続し、
   前記２組の３相巻線には大きさが等しく位相が反転する交流電圧を印加することを特徴とする回転機のドライブシステム。
3. 　２組の３相巻線を備えた回転機と、同一の直流電源に接続された２組のインバータと、該２組のインバータ制御用にＰＷＭキャリアを使用するコントローラを備え、２組のインバータの交流端子が前記回転機の各組の３相巻線にそれぞれ接続されている回転機のドライブシステムであって、
   　前記回転機は、
   複数のスロットに巻線を収納して固定子を形成し、
   ２組の３相巻線を備え、各組の同相の巻線は前記複数のスロットのうち互いに電気角が１８０度位相相違する第１と第２のスロット位置を夫々の巻始め位置とし、互いに電気角が１８０度位相相違する第２と第１のスロット位置でそれぞれ巻終わるとともに、一方のスロット位置から第１の方向に沿って巻始めた巻線が他方のスロット位置に近づいたときに一方のスロット位置側に戻って、第１の方向と逆方向に他方のスロット位置に向かって巻かれるようにされ、
   　前記コントローラのＰＷＭ制御用キャリアの位相差が９０度より大きく２７０度未満とされていることを特徴とする回転機のドライブシステム。
4. 　請求項３記載の回転機のドライブシステムであって、
   　前記コントローラは、前記インバータのスイッチングを空間ベクトル変調により決定し、前記２台のインバータの出力電圧ベクトル選定順番をスイッチング１周期にわたり、前記２台のインバータで逆とすることを特徴とする回転機のドライブシステム。
5. 　請求項３または請求項４記載の回転機のドライブシステムであって、
   　前記回転機の各組の３相巻線の相あたりの巻数が等しいことを特徴とする回転機のドライブシステム。
6. 　請求項３乃至請求項５のいずれか１項に記載の回転機のドライブシステムであって、
   　回転機とインバータを結ぶ配線長さが略等しいことを特徴とする回転機のドライブシステム。
7. 　請求項３乃至請求項６のいずれか１項に記載の回転機のドライブシステムであって、
   　前記インバータが２レベルインバータであることを特徴とする回転機のドライブシステム。
8. 　請求項３乃至請求項７のいずれか１項に記載の回転機のドライブシステムであって、
   　前記インバータが３レベルインバータであることを特徴とする回転機のドライブシステム。
9. 　請求項１記載の回転機であって、
   前記回転機が同期機であることを特徴とする回転機。
10. 　請求項１記載の回転機であって、
    前記回転機が誘導機であることを特徴とする回転機。
11. 　請求項１記載の回転機であって、
    前記固定子巻線が分布巻であることを特徴とする回転機。

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