JP3666557B2 - 電力変換回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相交流電源から多相交流に変換する電力変換回路において、その出力電圧の増加及び直流リンク電圧利用率の改善を可能にした電力変換回路に関する。ここで、電圧利用率とは電力変換回路(インバータ)の最大出力線間電圧基本波のピーク値/直流リンク電圧を意味する。
【0002】
【従来の技術】
以下では、単相−三相電力変換回路を例示して従来技術を説明する。
図3は、単相交流を少ないスイッチング素子と簡単な構成によって三相交流に変換する単相−三相電力変換回路の従来技術であり、負荷である三相交流電動機の巻線の中性点を利用したものである。この技術は、本出願人による特開平10−337047号公報の図2や「平成9年電気学会産業応用部門全国大会56」によって広く公知になっているが、回路の構成及び動作を簡単に説明すると以下のようになる。
【0003】
図3において、S1,S2はスイッチング素子とダイオードとの逆並列回路を2個直列接続した半導体スイッチ部であり、これらによって電源側レッグLGが構成される。また、S11〜S16も同様の半導体スイッチ部であり、これらによって三相の電圧形インバータINVが構成される。Cdcは平滑コンデンサである。
インバータINVの各相出力端子は三相誘導電動機等の交流電動機Mの巻線の各一端に接続され、その中性点は単相交流電源ACを介して電源側レッグLGの半導体スイッチ部S1,S2の直列回路の中点(仮想中性点)に接続されている。なお、電動機Mは固定子巻線が星形接続されており、各巻線の誘起電圧を交流電源の記号で図示してある。
【0004】
図3の構成において、インバータINVの零電圧ベクトルを制御することにより電動機Mの中性点電位v0を制御できることから、インバータINVの零電圧ベクトルと電源側レッグLGとによりインバータINVの入力電流を制御する。この結果、従来の単相フルブリッジ形AC/DCコンバータを用いる場合と同様に入力電流を制御することができる。
電動機Mに印加される電圧はインバータINVの線間電圧であるから、零相分電圧は電動機M側に現れず、電動機駆動に影響しない。従って、インバータINVの零相分電圧は自由度がある。そこで、図3の回路では零相分を用いてインバータINVの入力電流の制御を行い、正相分を用いて電動機電流の制御を行うものである。
【0005】
この回路における制御ブロック図は、図4のように構成されている。図4において、1は自動電圧調整器(AVR)、2,6,7,8,9は比較器、3はPLL(フェイズ・ロックド・ループ)回路、4,10,11,12はsinテーブル、5は自動電流調整器(ACR)、20,21,22,23は加算器である。
【0006】
図4の構成において、直流リンク電圧指令値Vdc *と検出値Vdcとの偏差はAVR1に入力される。また、電源電圧Vsが入力されている比較器2の出力はPLL回路3を介してsinテーブル4に入力され、電源電圧に同期した正弦波データが読み出される。この正弦波データはAVR1の出力に乗じられて、電源電流指令値is *となる。この指令値is *と検出値isとの偏差が加算器23により求められてACR5に入力される。
ACR5の出力は電源側レッグLGの中点の電圧指令値vx *として比較器6に入力され、キャリア(三角波)との比較に用いられる。比較器6の出力とその反転信号とは、電源側レッグLGの半導体スイッチ部S1,S2のスイッチング素子を駆動するPWMパルスとなる。
【0007】
一方、回転数指令値(角周波数指令値)ω*はsinテーブル10,11,12に入力され、互いに2π/3〔rad〕の位相差を持つ三相の正弦波データが出力される。これらの正弦波データには振幅指令値a*が乗じられ、その結果が比較器7,8,9に入力される。これらの比較器7,8,9は正弦波データと前記キャリアとを比較し、インバータINVの半導体スイッチ部S11〜S16のスイッチング素子に対するPWMパルスが生成される。
【0008】
この制御ブロックでは、直流リンク電圧Vdcが電源電圧Vs(実効値)の2√2倍以上の関係にある場合にはインバータINV側の電圧指令値の零相電圧を零とし、電動機Mの中性点電位v0を直流リンク電圧Vdcの中点電位とみなし、AC/DC変換動作については従来のハーフブリッジAC/DCコンバータと同様に制御していた。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
図3、図4の制御方法では、電動機Mに零相分電流として電源電流isを重畳することから、電動機電流が増加する。この結果、銅損が増大し、電動機Mの発熱も大きくなる。電動機Mの銅損を低減するためには、電動機Mに流れる正相分電流の低減が必要である。この場合、正相分電流を小さくしたとしても、電動機Mの定格入力電圧(すなわち、インバータINVの出力電圧)を大きくすれば同じ電動機出力を得ることができる。
従って、電動機Mにおける損失や発熱を少なくしながら所望の出力を得るためには、電動機電流を小さくしつつインバータINVの出力電圧を大きくすることが望まれる。
【0010】
従来の制御方法において、インバータINVの制御回路では正弦波と三角波とを比較してPWMパルスを得ているので、直流リンク電圧の中点電位から見たインバータINVの相電圧基本波のピーク値は(1/2)Vdcが最大である。線間電圧は相電圧の√3倍であることから、線間電圧基本波のピーク値は(√3/2)Vdcが限界である。
他方、インバータINVの出力電圧を大きくするために、単に直流リンク電圧Vdcを上昇させることが考えられるが、この方法では使用素子耐圧が上昇するので好ましくない。
【0011】
そこで本発明は、直流リンク電圧を上昇させる方法によらずに直流リンク電圧利用率を改善してインバータの出力電圧を増加させると共に、電動機電流を低減して発熱を抑えるようにした、高効率かつ小形の電力変換回路を提供しようとするものである。
【0012】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明では、インバータ側の電圧指令値の零相電圧を零ではなく、インバータの線間電圧が所望の値となり、かつ、PWMインバータの変調率が1を超えないように(比較するキャリアより大きくなることがないように)、零相電圧を重畳する。また、これに伴い、電源側レッグの電圧指令値に該零相電圧を重畳するようにした。
【0013】
すなわち、請求項1記載の発明は、半導体スイッチ部を2個直列に接続した電源側レッグと、この電源側レッグの両端に接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端に直流入力側が接続された多相インバータと、前記電源側レッグの中点に一端が接続され、かつ、他端が前記インバータの交流出力側に星形結線されてなる多相負荷の中性点に接続された単相交流電源とを備え、前記インバータの零電圧ベクトルを制御して前記多相負荷の中性点電位を制御し、かつ、電源側レッグの半導体スイッチ部の動作により電源側レッグの中点電位を制御して前記インバータの入力電流を制御するようにした電力変換回路において、前記インバータの各相出力電圧指令値に零相電圧を重畳して前記インバータの最大出力電圧を増加させるものである。
【0014】
また、請求項2記載の発明は、請求項1記載の電力変換回路において、前記電源側レッグの中点電位を制御する電圧指令値に前記零相電圧を重畳するものである。
【0015】
そして、請求項3に記載するように、前記零相電圧としては、前記インバータの出力周波数を基本周波数としたインバータ相数に等しい複数調波電圧(例えば第三高調波電圧)とすると良い。
【0016】
前述のように、電動機の銅損を減らすためには電動機の正相分電流を低減することが望ましい。電力は電圧と電流との積に比例するので、電圧を大きくすることにより、同一電力のもとで電流を小さくすることができる。よって、インバータの出力電圧はできる限り大きくする必要がある。
【0017】
図3に示した電源側レッグLGは半導体スイッチ部(スイッチング素子及びダイオード)により構成されているため、負荷の中性点電位v0が変動しても、この変動を考慮して電源側レッグLGの中点電位vxを半導体スイッチ部の動作により制御すれば、インバータINVの入力電流の制御が可能である。
一般に、三相インバータの電圧利用率を改善する方法として、インバータの各相電圧指令値にインバータの出力電圧の第三高調波を重畳する方法がある。この時、インバータの電圧指令値は数式1により与えられる。
【0018】
【数1】
vu *=(Vdc/2)・a・{sinωt+(1/6)・sin3ωt}
vv *=(Vdc/2)・a・{sin(ωt−2π/3)+(1/6)・sin3ωt}
vw *=(Vdc/2)・a・{sin(ωt−4π/3)+(1/6)・sin3ωt}
【0019】
すなわち、本発明では、各相電圧指令値に零相分として第三高調波を重畳する。
インバータの出力電圧を歪みなく得るためには、インバータの各相電圧指令値の最大値はVdc/2以下でなくてはならない。このため、インバータの出力電圧指令値の変調比aは、従来では最大で1であった(数式1の右辺第2項がない場合)が、本発明では、数式1における右辺の(Vdc/2)・aを除く括弧内の最大値が0.866程度であることから、変調比aを1.15まで大きくすることができる。これは、出力電圧を従来より15%大きくできることを意味する。
以上が、請求項1及び3記載の発明に相当する。
【0020】
この時、数式1から、電動機Mの中性点電位v0は数式2によって表される。
【0021】
【数2】
v0=(1/12)・Vdc・a・sin3ωt
【0022】
一方、電源側レッグLGのAC/DC制御には、数式3の関係が成立する。
【0023】
【数3】
v0=vx−vs
【0024】
従って、電源側レッグLGの中点電位vxは、数式4により求められる。
【0025】
【数4】
vx=(1/12)・Vdc・a・sin3ωt+√2Vs・sinωst
【0026】
本発明において、インバータINVの各相電圧指令値に第三高調波を重畳した場合、電源側レッグLGの制御は数式4に従う。具体的には、数式4の右辺の第2項はACRの出力によって得られるので、第1項をACRの出力に加算することとする。この結果、ACRは従来の電源電流制御と同等の応答を持つものでよく、第三高調波による歪みを与えることなしに、電源電流制御を行うことができる。
以上が、請求項2及び3の発明に相当する。
【0027】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図1は、請求項1及び3に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図であり、前述の図3の回路を対象とした制御回路である。
【0028】
図1の制御回路が図4と異なる部分は、数式1の右辺{ }内の第三高調波(インバータINVの出力電圧の3倍の周波数を持つ正弦波データ)が格納されたsinテーブル15を設け、この第三高調波と振幅指令値a*との乗算結果を加算器20,21,22において各相電圧指令値に重畳することにより最終的な各相電圧指令値vu *,vv *,vw *を得るようにした点である。
sinテーブル10,11,12からは、図4と同様に回転数指令値ω*に基づいて互いに2π/3〔rad〕の位相差を持つ三相の正弦波データが出力され、振幅指令値a*が乗じられる。
【0029】
本実施形態において、電源側レッグLGの制御は次のように行われる。
従来技術と同様に、直流電圧指令値Vdc *と検出値Vdcとの偏差はAVR1に入力される。一方、電源電圧検出値Vsは比較器2に入力され、PLL回路3、sinテーブル4を介して電源電圧に同期した正弦波が生成される。
AVR1の出力と電源に同期した正弦波との乗算結果が、電源電流指令値is *となる。この電源電流指令値is *と検出値isとの偏差が加算器23により求められてACR5に入力される。このACR5の出力である電源側レッグLGの中点電位指令値vx *を比較器6にてキャリアと比較することにより、従来と同様に電源側レッグLGの半導体スイッチ部に対するPWMパルスが得られる。
【0030】
このように本実施形態では、従来技術に対して、第三高調波が格納されたsinテーブル15及び加算器20,21,22を追加し、各相電圧指令値に零相分として第三高調波を重畳することにより、インバータINVの最大出力線間電圧基本波のピーク値を直流リンク電圧と等しくし、数式1によってインバータINVの出力電圧を従来よりも15パーセント程度大きくすることができる。
【0031】
次に、図2は請求項2及び3に記載した発明の実施形態である。図1と異なる点は、電源側レッグLG側の制御において、インバータINVに重畳される零相分としての第三高調波が電源側レッグLGの制御に与える影響を打ち消すように、ACR5の出力にインバータINV側と同じ第三高調波を重畳することである。
すなわち、図2においてACR5の出力側に設けられた加算器24により、インバータINV側と同様の第三調波が重畳される。
【0032】
インバータINVに重畳される第三高調波はインバータ出力電圧の3倍の周波数を持つから、電動機の高速運転時には非常に高い周波数になる。この結果、ACR5をこれに追従させようとすると、非常に高速応答のACRが必要となり、制御回路のコストが上昇する。
そこで、本実施形態では、ACR5の構成は従来技術と同様にして、前述の数式4の第1項に相当する第三高調波をACR5の出力に加算することにより、ACRの負担を軽減すると共に第三高調波による歪みを与えることなく、従来のAC/DCコンバータと同等の速度のACRを用いて入力電流の制御を実現可能とした。
【0033】
なお、本発明は、上記実施形態の三相出力ばかりでなく、三相以外の多相出力電力変換回路に適用することができる。
【0034】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、インバータの最大線間出力電圧基本波のピーク値を直流リンク電圧値と等しくして直流リンク電圧利用率を改善することができる。すなわち、従来では、直流リンク電圧の86%程度が限界であったため、本発明によって15%程度の出力電圧の増加を図ることが可能になる。
この結果、インバータの直流リンク電圧を上昇させることなく、電動機への印加電圧を従来よりも増加させることができ、電動機電流の低減によって銅損の増加や発熱を抑制し、小形かつ高効率のシステムを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態を示す制御ブロック図である。
【図2】本発明の第2実施形態を示す制御ブロック図である。
【図3】従来技術を示す回路図である。
【図4】図3の制御ブロック図である。
【符号の説明】
1 AVR(自動電圧調整器)
2,6,7,8,9 比較器
3 PLL回路
4,10,11,12,15 sinテーブル
5 ACR(自動電流調整器)
20,21,22,23,24 加算器
Claims (3)
- 半導体スイッチ部を2個直列に接続した電源側レッグと、この電源側レッグの両端に接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサの両端に直流入力側が接続された多相インバータと、前記電源側レッグの中点に一端が接続され、かつ、他端が前記インバータの交流出力側に星形結線されてなる多相負荷の中性点に接続された単相交流電源とを備え、前記インバータの零電圧ベクトルを制御して前記多相負荷の中性点電位を制御し、かつ、電源側レッグの半導体スイッチ部の動作により電源側レッグの中点電位を制御して前記インバータの入力電流を制御するようにした電力変換回路において、
前記インバータの各相出力電圧指令値に零相電圧を重畳して前記インバータの最大出力電圧を増加させることを特徴とする電力変換回路。 - 請求項1記載の電力変換回路において、
前記電源側レッグの中点電位を制御する電圧指令値に前記零相電圧を重畳することを特徴とする電力変換回路。 - 請求項1または2記載の電力変換回路において、
前記零相電圧が、前記インバータの出力周波数を基本周波数としたインバータ相数に等しい複数調波電圧であることを特徴とする電力変換回路。
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