JP4687842B2

JP4687842B2 - 交流電動機駆動システムの制御装置

Info

Publication number: JP4687842B2
Application number: JP2000354494A
Authority: JP
Inventors: 淳一伊東; 新一石井; 芳信佐藤
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2000-11-21
Filing date: 2000-11-21
Publication date: 2011-05-25
Anticipated expiration: 2020-11-21
Also published as: JP2002165488A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、多相電圧形インバータにより駆動される交流電動機の駆動システムの制御装置において、特に電源の高力率化や入力電流の高調波成分の抑制を可能にした制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の交流電動機の駆動システムを、多相電圧形インバータや多相交流電動機の中でも一般に使用されている三相電圧形インバータと三相交流電動機とを用いて説明する。
まず、第１の従来技術を図５に示す。図５に示す駆動システムは、三相電圧形インバータを構成するインバータ側レッグ２３の交流出力端子ｕ，ｖ，ｗに、三相交流電動機（以下、電動機という）２１の星形結線された電機子巻線の各一端を接続し、これらの電機子巻線の中性点（以下、電動機の中性点ともいう）に単相交流電源２２の一端を接続するとともに、インバータ側レッグ２３の直流リンク部に接続された半導体スイッチング素子及び逆並列ダイオードからなる電源側レッグ２４の中性点Ｒに交流電源２２の他端を接続して構成されている。
【０００３】
この回路の動作は、「零相電力を利用した新型単相―三相変換回路」（平成９年電気学会産業応用部門全国大会５３）により公知であるので、詳細な説明は省略してその概要を簡単に述べる。
まず、三相インバータの出力電圧がゼロになるスイッチングパターンは、インバータ側レッグ２３の上側アームのスイッチング素子がすべてオンするパターンと、下側アームのスイッチング素子がすべてオンするパターンとの２通り存在するが、両パターンでは負荷中性点の電位が異なる。負荷中性点の電位ｖ_ｎは、インバータの直流リンク電圧ｅ_ｄｃの中点（１／２の電位点）を基準とすると、以下の数式１のようになる。
【０００４】
【数１】
ｖ_ｎ＝（１／２）ｅ_ｄｃ：上側アームすべてオン
ｖ_ｎ＝（−１／２）ｅ_ｄｃ：下側アームすべてオン
【０００５】
つまり、上記２つのスイッチングパターンを使い分けることによって中性点の電位を制御できるので、結果的に電動機２１の中性点電流を制御することができる。ここで、上記２つのスイッチングパターンによる出力電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルという。
【０００６】
上記駆動システムにおいて、電動機２１の中性点電位は、インバータ側レッグ２３を構成する３つのレッグを、零相分電圧を指令値とするあたかも１つのレッグ（仮想レッグ）と見なして制御することができる。図５では、この仮想レッグ（インバータ側レッグ２３）と電源側レッグ２４とによってフルブリッジ正弦波整流器が構成されている。この場合、電動機２１の零相インダクタンス（主に漏れインダクタンス）を、フルブリッジ正弦波整流器の入力リアクトルとして代用することができる。
このように図５の従来技術ではインバータ側レッグ２３を仮想レッグとして使用できることから、少ないスイッチング素子数で入力リアクトルを用いずに電源電流を正弦波にし、電源側力率を改善することができる。
【０００７】
図５の下段に示すように、電源側レッグ２４の電圧指令は次のようにして作られる。
まず、直流リンク電圧指令ｅ_dc ^＊と実際値ｅ_dcとの偏差を自動電圧調節器（ＡＶＲ）１に入力する。一方、電源電圧ｖ_ｓの位相を基準とした正弦波を位相検出手段３及びｓｉｎテーブル４を用いて作成し、この正弦波を自動電圧調節器１の出力信号に乗じて入力電流基準信号ｉ_ｓ ^＊を作成する。
入力電流基準信号ｉ_ｓ ^＊と電源電流の実際値ｉ_ｓとの偏差を自動電流調節器（ＡＣＲ）２に入力し、その出力信号ｖ_ｒ ^＊をＰＷＭ回路（図示せず）の電圧指令として零相分演算手段６に入力する。そして、この演算手段６により、後述のごとく電源側レッグ２４に対する電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊を作成する。
【０００８】
インバータ側レッグ２３の電圧指令は、以下のようにして作られる。
インバータ出力電圧指令（実効値指令）ｖ_ｉｎｖ ^＊と、インバータ出力角周波数指令ω^＊を積分手段７により積分して得た角度指令とをインバータ電圧指令発生器５に入力し、振幅が√２ｖ_ｉｎｖ ^＊、角周波数がω^＊である三相対称交流電圧波形としての各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を作成する。インバータ電圧指令発生器５としては、回転座標変換器、三相発振器などを用いる。
上記電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に、電動機２１の中性点電流を制御するためにインバータの零相分電圧（仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊）を重畳する。重畳する零相分電圧の大きさは、零相分演算手段６により計算される。
【０００９】
零相分演算手段６は、電源側レッグ２４と仮想レッグとの電圧分配比ｋを決め、電源側レッグ電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊と仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊とを演算する。この際の電圧分配比ｋは、スイッチング損失を低減し、かつスイッチング素子の電圧定格を下げるため、直流リンク電圧ｅ_dcが最小となるように数式２を用いて求める。
なお、数式２において、ｖ_invrms：最大インバータ出力線間電圧の実効値、ｖ_srms：電源電圧実効値である。
【００１０】
【数２】

【００１１】
図５の零相分演算手段６では、自動電流調節器２の出力信号ｖ_ｒ ^＊に数式２で求めた電圧分配比ｋを乗じて仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊を演算し、上記出力信号ｖ_ｒ ^＊に−（１−ｋ）を乗じて電源側レッグ２４の電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊を演算する。このうち、仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊は、インバータ電圧指令発生器５の出力である各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に重畳されて各相電圧指令ｖ_ｕｓ ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊となる。
【００１２】
演算された各レッグ２３，２４に対する電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊，ｖ_ｕｓ ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊は三角波比較方式ＰＭＷなどによりＰＷＭパルスに変換され、主回路側の各半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）のゲートのオンオフ指令となる。
なお、各レッグ２３，２４の上下アームに対するオンオフ指令はそれぞれ互いに反転されたものであり、電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊，ｖ_ｕｓ ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊に基づいて合計８個のスイッチング素子に対するオンオフ指令が作成されることになる。
【００１３】
次に、他の従来技術を図６に示す。図６の回路は、「単相高力率零相コンバータ」（半導体電力変換研究会SPC-97-119/IEA-97-11, 1997）により公知であるので、その構成及び動作を簡単に説明する。
この従来技術の主回路部分は、電源側レッグ２５として、図５の半導体スイッチング素子を有するレッグ２４の代わりに、２個のダイオードを直列接続してなるダイオードレッグが用いられる。このように電源側レッグ２５がダイオードにより構成されているため、入力電流制御はインバータ側レッグ２３の零電圧ベクトルのみにより行われる。
すなわち、自動電流調節器２から出力される仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊がインバータ電圧指令発生器５からの各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に重畳されて、インバータ側レッグ２３に対する各相電圧指令ｖ_ｕｓ ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊が作成される。
【００１４】
更に別の従来技術を図７に示す。図７の回路は、「単相高力率零相コンバータ」（半導体電力変換研究会SPC-97-119/IEA-97-11, 1997）により公知であるので、その構成及び動作を簡単に説明する。
この従来技術の主回路部分は、電源側レッグ２６として、図５のレッグ２４の代わりに２個のコンデンサを直列接続してなるコンデンサレッグが用いられる。このように電源側レッグ２６がコンデンサにより構成されているため、図６と同様に入力電流制御はインバータ側レッグ２３のみにより行われる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
近年、システムの高効率化を目的とし、電動機として永久磁石形同期電動機が使用されている。そこで、駆動する電動機として永久磁石形同期電動機を用いた場合について、本発明の解決課題を説明する。
【００１６】
例えば図５のシステムによって永久磁石形同期電動機（以下、同期電動機という）を駆動する場合、この同期電動機の電機子電流に誘起電圧基本波成分に対する相数の整数倍の周波数を有する高調波成分が含まれていると、この高調波電流が中性点を介して流れる。図５のシステムでは中性点に交流電源２２が接続されているので、電源の運転周波数に対して整数倍の周波数を有する高調波電流が電源２２に流れることになる。
【００１７】
電源２２に流れる高調波電流は、同一系統に接続されている他の電子機器に悪影響を与え、誤動作などを引き起こす。ここで、運転周波数に対する整数倍の高調波電流は、電源側レッグ２４の電流制御系の応答が高速であれば抑制することができるが、この種の電流制御系には、通常、汎用性や経年変化に強い等の観点からソフトウエアによる制御が用いられるため、電流制御系の応答速度を上げるには高速な演算装置や電流検出器を必要とし、装置全体が高価になる。
【００１８】
また、同期電動機の誘起電圧に相数の整数倍の高調波が含まれないように同期電動機の磁石を配置することは難しく、仮に誘起電圧に高調波が含まれないように磁石を配置できたとしてもコスト高になる。
【００１９】
更に、図５の回路において必要最低限のインバータの直流リンク電圧ｅ_{ｄｃｍｉｎ}は、ｕ相を例にとると、数式３によって表される。
なお、数式３において、ｖ_ｕ；同期電動機のｕ相電圧、ｖ_ｓ：電源電圧、max(ｆ)：関数ｆの最大値である。
【００２０】
【数３】
ｅ_{ｄｃｍｉｎ}＝max（ｖ_ｕ＋ｖ_ｓ）
【００２１】
いま、電源電圧の実効値及び出力線間電圧の実効値が何れも２００［Ｖ］であるとすると、上記数式３により、

となる。なお、ω_ｓは電源電圧の角周波数、ωはインバータの出力電圧角周波数である。
このように直流リンク電圧が高くなると、インバータのスイッチング損失を増加させて変換効率を低下させたり、半導体スイッチング素子に耐圧の高いものを使用する必要が生じてくるので装置が全体として高価になる。従って、インバータの直流電圧利用率を高めて直流リンク電圧の低下を図り、スイッチング損失を低減させることが望まれる。
【００２２】
そこで、請求項１に記載した発明は、高速の演算装置や電流検出器を用いることなく電動機中性点から電源に流れる高調波電流を抑制し、他の電子機器への悪影響を回避するとともにシステムの低価格化を実現した交流電動機駆動システムの制御装置を提供しようとするものである。
また、請求項２記載の発明は、インバータの直流電圧利用率を向上させ、半導体スイッチング素子の耐圧及びスイッチング損失を抑えることで、安価で高効率な制御装置を実現しようするものである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、半導体スイッチング素子を有するインバータ側レッグを相数分並列接続して多相電圧形インバータを構成し、前記インバータ側レッグの交流出力側に、星形結線された巻線を有する多相交流電動機を接続し、この電動機の中性点に交流電源の一端を接続するとともに、前記インバータ側レッグの直流リンク部に接続された半導体スイッチング素子の直列回路を有する電源側レッグの中性点に、前記交流電源の他端を接続してなる交流電動機駆動システムの制御装置であって、
前記インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと見なし、この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ側レッグの各相電圧指令に重畳して得たインバータ側レッグ用電圧指令により前記インバータ側レッグの半導体スイッチング素子をオンオフ動作させ、かつ、前記電源側レッグに対する電源側レッグ用電圧指令により前記電源側レッグの半導体スイッチング素子をオンオフ動作させることにより、前記電動機の中性点に流れる電流を制御するようにした交流電動機駆動システムの制御装置において、
前記インバータに与えられる出力電圧指令及び前記交流電動機の回転子磁極位置を用いて、前記交流電動機の誘起電圧基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電圧成分を求める手段と、
この高調波電圧成分を補償量として、前記インバータ側レッグ用電圧指令及び前記電源側レッグ用電圧指令のうち前記電源側レッグ用電圧指令のみに重畳する手段と、を備えたものである。
【００２４】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の交流電動機駆動システムの制御装置において、
前記交流電動機の誘起電圧波形が、誘起電圧基本波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成分を重畳させた波形であることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
まず、本発明による制御の概要を説明する。ここでは、交流電動機として、三相対称巻線を有し、誘起電圧波形の正の半波と負の半波とが対称である永久磁石形同期電動機を用い、この電動機を角周波数ωで駆動している場合について述べる。高調波成分を考慮した各相の誘起電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを数式４に示す。この数式４において、ｅ_１，ｅ_３，ｅ_５，……は、それぞれ基本波成分、第３調波成分、第５調波成分，……の振幅である。
【００２９】
【数４】

【００３０】
同期電動機は、誘起電圧波形の正の半波と負の半波を対称に設計するのが一般的であるが、これらを完全に対称に製作するのは困難であり、実際には誘起電圧に偶数次調波成分の項が僅かではあるが存在してしまう。しかし、ここでは説明を簡単にするため、偶数次調波成分の項を省略して奇数次調波成分の項のみからなる数式４を用いることとする。
【００３１】
インバータの直流リンク電圧ｅ_dcの中点電位（１／２の電位）を基準とした同期電動機の中性点電位ｖ_ｅｎを、数式５に示す。この数式５から、中性点には誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波成分しか現れないことが分かる。
【００３２】
【数５】
ｖ_ｅｎ＝（ｅ_ｕ＋ｅ_ｖ＋ｅ_ｗ）／３＝ｅ_３sin３ωｔ＋ｅ_９sin９ωｔ＋……
【００３３】
従来の制御方式では、インバータに与える各相の電圧指令を演算する際に誘起電圧の基本波成分しか考慮していないため、誘起電圧の基本波と同期電動機端子電圧との位相差（負荷角）をδとすると、各相電圧指令（各相基本波電圧指令）ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は数式６により与えられる。
【００３４】
【数６】
ｖ_ｕ ^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ）
ｖ_ｖ ^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ−２π／３）
ｖ_ｗ ^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ−４π／３）
【００３５】
一方、同期電動機の中性点を流れる零相電流は、中性点電圧指令ｖ_ｎ ^＊，電動機１相当たりの巻線抵抗値をＲ，漏れインダクタンスをＬ，微分演算子をｐとすると、数式７によって求められる。
【００３６】
【数７】

【００３７】
上記数式７の最右辺第２項の３ｖ_ｅｎ／（Ｒ＋ｐＬ）、及び数式５から、この零相電流ｉ_ｎには、誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成分に起因した高調波電流が含まれることが分かる。
この高調波電流は、前述したように他の電子機器の誤動作等の悪影響を与えるものであり、電流制御系の応答速度を上げる等の対策によらずに抑制することが望まれる。
【００３８】
そこで、第１〜第３参考形態では、下記の数式８に表されるごとく、前記数式６に示した各相電圧指令ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に、数式５に示した基本波成分に対する相数（ここでは３）の整数倍の高調波電圧成分を補償量として重畳することにより、新たな各相電圧指令ｖ_u'^*，ｖ_v'^*，ｖ_w'^*を求め、これらの電圧指令を用いることとした。
【００３９】
【数８】
ｖ_ｕ'^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ）＋ｖ_ｅｎ
ｖ_ｖ'^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ−２π／３）＋ｖ_ｅｎ
ｖ_ｗ'^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ−４π／３）＋ｖ_ｅｎ
【００４０】
上記各相電圧指令ｖ_ｕ'^＊，ｖ_ｖ'^＊，ｖ_ｗ'^＊を用いれば、数式７における（ｖ_ｕ ^＊＋ｖ_ｖ ^＊＋ｖ_ｗ ^＊）の項が（ｖ_ｕ'^＊＋ｖ_ｖ'^＊＋ｖ_ｗ'^＊）に置き換わるため、数式７の最右辺の第２項の値がゼロになり、誘起電圧の基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電圧成分に起因した高調波電流がキャンセルされることが分かる。
【００４１】
次に、一般に磁極埋め込み構造の永久磁石形同期電動機（ＩＰＭモータ）では、着磁の際の磁石の配置により、誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成分を重畳した誘起電圧波形を得ることは容易である。誘起電圧波形として上記高調波電圧成分を重畳した同期電動機を用いて前記高調波電圧成分に起因する高調波電流をキャンセルするためには、インバータ側レッグの各相電圧指令を前記数式８により与えることになる。
【００４２】
一方、インバータの電圧利用率を向上させるために、各相の信号波に線間電圧では相殺される同相の信号（例えば３倍調波）を重畳させる方式が、「半導体電力変換回路」の第６章自励式インバータ、６．３．２非同期式ＰＷＭインバータ、６．三相ＰＷＭインバータの電圧利用率改善（電気学会編オーム社発行）等により、広く知られている。
【００４３】
数式８に示す各相電圧指令ｖ_ｕ'^＊，ｖ_ｖ'^＊，ｖ_ｗ'^＊には、各相の信号波に線間電圧では相殺される同相の成分ｖ_ｅｎが重畳されているため、インバータの直流電圧利用率を向上させ、変調度を高くすることができる。従って、所望のインバータ電圧を得るために誘起電圧の基本波成分の３の整数倍の高調波成分を重畳していない場合と比べて、直流リンク電圧を低下させることが可能であり、これにより、主回路構成部品の耐圧の低減や主回路素子のスイッチング損失の低減等の効果を得ることができる。
【００４４】
よって、請求項２に記載した発明では、同期電動機の誘起電圧波形を誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成分を重畳した波形とすることにより、高調波電流を流すことなくインバータの直流電圧利用率を向上させるようにした。
【００４５】
また、請求項１の発明では、半導体スイッチング素子により構成される電源側レッグの電圧指令として、従来の電源側レッグの電圧指令ｖ_RS ^*から数式５に示す誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成分ｖ_enを減算した数式９のｖ_RS'^*を用いる。
【００４６】
【数９】
ｖ_ＲＳ'^＊＝ｖ_ＲＳ ^＊−ｖ_ｅｎ
【００４７】
電源側レッグの電圧指令ｖ_ＲＳ'^＊は電動機に対して零相分電圧となるので、この電圧指令ｖ_ＲＳ'^＊を用いて電源側レッグを制御することで、数式７の最右辺第２項の値が零になり、誘起電圧の基本波成分に対する３倍調波成分に起因した高調波電流をキャンセルできることが分かる。
【００４８】
前記同期電動機の誘起電圧波形を用い、誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成分に起因する高調波電流をキャンセルするためには、電源側レッグの電圧指令は前記数式９によって与えられる。零相分の電圧指令は、ｖ_ＲＳ ^＊＋ｖ_ｎ ^＊＋Ｖ_ｅｎであり、ｖ_ＲＳ ^＊＋ｖ_ｎ ^＊は、その大きさがほぼ電源電圧に等しく電圧極性は反対であるため、数式９を直流リンク電圧を求める数式３のｖ_ｓに代入すると、ｖ_ＲＳ ^＊＋ｖ_Ｒ ^＊＝ｖ_ｒ ^＊であるから、数式１０が得られる。
【００４９】
【数１０】
ｅ_{ｄｃｍｉｎ}＝max（ｖ_ｕ＋（−ｖ_ｒ'^＊））＝max（ｖ_ｕ−ｖ_ｒ ^＊＋ｖ_ｅｎ）
【００５０】
数式１０は、電源側レッグの電圧指令として誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波成分を重畳していない電圧指令ｖ_r ^*と、インバータ側レッグの各相電圧指令として数式８のｕ相電圧指令ｖ_u'^*とを用いた場合の直流リンク電圧と同じになる。
よって、請求項２を請求項１の発明に適用すれば、第１〜第３参考形態について適用した場合と同様な理由により、誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波成分に起因する電流を流すことなく、インバータの直流電圧利用率を向上させることができる。
【００５１】
まず、図１は本発明の第１参考形態を示す構成図である。図５〜図７と同一の構成要素には同一の符号を付し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図１において、第１参考形態では通常の工程で製作された同期電動機２１を用い、請求項２の発明の実施形態では、電圧形インバータの直流電圧利用率を向上させるために、誘起電圧波形に誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波が重畳されるような同期電動機２１を用いる。このような同期電動機は、前述したようにＩＰＭモータによって実現可能である。
【００５２】
本参考形態において、三相電圧形インバータの電源側レッグ２４は、直列接続された２個の半導体スイッチング素子及びそれらの逆並列ダイオードから構成されている。また、電動機２１には回転子の磁極位置を検出するレゾルバ、パルスエンコーダ、ホールセンサ等の磁極位置検出器８が設けられている。
更に、制御装置としては、図５の構成に３倍調波演算器１０が付加されており、インバータ出力電圧値指令（実効値指令）Ｖ_inv ^*と磁極位置検出器８により検出された磁極位置θ_dとが３倍調波演算器１０に入力され、その出力信号がインバータ電圧指令発生器５から出力される各相電圧指令ｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に加算されている。
【００５３】
この参考形態における電源側レッグ２４の電圧指令ｖ_Rs ^*の作成動作は、図５の従来技術と同様である。すなわち、直流リンク電圧指令ｅ_dc ^*と実際のｅ_dc ^*との偏差を自動電圧調節器１に入力し、他方、電源電圧と同位相の正弦波を位相検出手段３及びｓｉｎテーブル４により作成する。そして、自動電圧調節器１の出力信号と前記正弦波とを乗じて入力電流基準信号ｉ_s ^*を作成し、このｉ_s ^*と実際値ｉ_s ^*との偏差を自動電流調節器２に入力してその出力信号である電圧指令ｖ_r ^*を零相分演算手段６に入力する。零相分演算手段は、後述するように電圧指令ｖ_r ^*及び電圧分配比から電源側レッグ電圧指令ｖ_Rs ^*を演算する。
【００５４】
一方、インバータ側レッグ２３の電圧指令は、以下のようにして作成される。
インバータ出力角周波数指令ω^＊の積分値により、電圧角度指令θ_１を得る。次に、インバータ出力電圧指令Ｖ_ｉｎｖ ^＊と電圧角度指令θ^＊とから、インバータ電圧指令発生器５により三相対称交流波形である各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊が作成される。
【００５５】
磁極位置検出器８により検出した磁極位置θ_ｄは、誘起電圧の角度情報として３倍調波演算器１０に入力される。なお、磁極位置はインバータの電流、電圧から推定しても良い。磁極位置の推定方法としては、誘起電圧から推定する方法があり、例えば「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」（電気学会論文誌Ｄ産業応用部門誌 Vol117, No.1, 1997）に記載されている技術を用いることができる。
【００５６】
インバータ電圧指令発生器５には、回転座標変換器、三相発振器などが用いられる。このインバータ電圧指令発生器５から出力される各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に、３倍調波演算器１０によって得られた誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の周波数をもつ高調波電圧成分を加算する。すなわち、前述した数式６に数式５を加算することにより、数式８の各相電圧指令ｖ_ｕ'^＊，ｖ_ｖ'^＊，ｖ_ｗ'^＊を求める。
【００５７】
加算する電圧の大きさ（３倍調波の大きさ）は次のように定める。あらかじめ、インバータ出力電圧指令ｖ_ｉｎｖ ^＊を与えた状態で無負荷時の誘起電圧を測定して高調波解析を行い、磁極位置θ_ｄを微分して求めた角周波数ωを横軸、無負荷時の３倍調波電圧成分の大きさを縦軸として、データテーブルを作成する。実際の運転時に各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に加算する量は、磁極位置θ_ｄから求めた角周波数ωに応じてデータテーブルを参照し、決定すればよい。
【００５８】
そして、同期電動機２１の中性点電流を制御するために、各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に３倍調波演算器１０の出力信号を加算した結果に対し、更にインバータの零相電圧指令（仮想レッグの電圧指令）ｖ_ｎ ^＊を重畳する。重畳する電圧指令の大きさは、零相分演算手段６により演算する。
【００５９】
零相分演算手段６の動作は図５と同様であり、電圧指令ｖ_ｒ ^＊に数式２による電圧分配比ｋを乗じて仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊を演算し、電圧指令ｖ_ｒ ^＊に−（１−ｋ）を乗じて電源側レッグ２４の電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊を演算する。仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊は、各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に３倍調波演算器１０の出力信号を加算した結果に重畳されて各相電圧指令ｖ_ｕｓ ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊となる。
【００６０】
次に、図２は本発明の第２参考形態を示す構成図である。
この参考形態においても、インバータの直流電圧利用率を向上させるために、誘起電圧波形に誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波が重畳されるような同期電動機２１を用いることができる。
【００６１】
図２の主回路では、電源側レッグ２５として２個のダイオードの直列回路が使用されている。このため、入力電流制御はインバータの零電圧ベクトルのみによって行われており、自動電流調節器２の出力信号を仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊として出力電圧指令に加算する。また、高調波電流を低減するために、３倍調波演算器１０により演算した高調波電圧成分を出力電圧指令に加算する。
【００６２】
図３は本発明の第３参考形態を示す構成図である。
この参考形態においても、インバータの直流電圧利用率を向上させるために、誘起電圧波形に誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波が重畳されるような同期電動機２１を用いることができる。
【００６３】
図３の主回路では、電源側レッグ２６として２個のコンデンサの直列回路が使用され、入力電流制御はインバータの零電圧ベクトルのみによって行われており、自動電流調節器２から出力される仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊を出力電圧指令に加算する。また、高調波電流を低減するために、３倍調波演算器１０により演算した高調波電圧成分を出力電圧指令に加算する。
【００６４】
図４は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、請求項１及び請求項２の発明の実施形態に相当する。前記同様に、同期電動機２１には、誘起電圧波形に誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波が重畳される電動機を用いることができる。
図４における主回路部分は図１と同様であるが、この実施形態では、３倍高調波演算器１０により求められた３倍調波電圧成分を零相分演算手段６の電源レッグ側電圧指令から減算してｖ_RS'^*を得ている。
【００６５】
本実施形態における直流リンク電圧は前記数式１０に示した値となり、電源側レッグ２４の電圧指令としてｖ_r ^*を用い、インバータ側レッグ２３の電圧指令として前記数式８を用いた場合と等しくなるので、第１〜第３参考形態と同様に高調波電流をなくすことができる。
また、インバータ電圧指令発生器５の出力側の加算手段を少なくできるため、制御装置の全体的な構成も簡略になる。
なお、本発明は、三相以上の交流電動機をインバータにより駆動する駆動システムに適用可能である。
【００６６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電動機の誘起電圧の基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電圧成分を補償量としてインバータの電圧指令に重畳することにより、高速な電流制御系や演算装置等を用いることなく、中性点と電動機端子との間に現れる誘起電圧の同相成分によって流れる零相電流の高調波成分を抑制することができる。このように不必要な零相電流を減少させることで、他の電子機器に悪影響を与えるのを防ぐとともに電動機の銅損を低減させ、安価で高効率な駆動システムを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１参考形態を示す構成図である。
【図２】本発明の第２参考形態を示す構成図である。
【図３】本発明の第３参考形態を示す構成図である。
【図４】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図５】従来技術を示す構成図である。
【図６】従来技術を示す構成図である。
【図７】従来技術を示す構成図である。
【符号の説明】
１自動電圧調節器（ＡＶＲ）
２自動電流調節器（ＡＣＲ）
３位相検出手段
４ sinテーブル
５インバータ電圧指令発生器
６零相分演算手段
７積分手段
８磁極位置検出器
１０３倍調波演算器
２１三相交流電動機
２２単相交流電源
２３インバータ側レッグ
２４，２５，２６電源側レッグ

Claims

半導体スイッチング素子を有するインバータ側レッグを相数分並列接続して多相電圧形インバータを構成し、前記インバータ側レッグの交流出力側に、星形結線された巻線を有する多相交流電動機を接続し、この電動機の中性点に交流電源の一端を接続するとともに、前記インバータ側レッグの直流リンク部に接続された半導体スイッチング素子の直列回路を有する電源側レッグの中性点に、前記交流電源の他端を接続してなる交流電動機駆動システムの制御装置であって、
前記インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと見なし、この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ側レッグの各相電圧指令に重畳して得たインバータ側レッグ用電圧指令により前記インバータ側レッグの半導体スイッチング素子をオンオフ動作させ、かつ、前記電源側レッグに対する電源側レッグ用電圧指令により前記電源側レッグの半導体スイッチング素子をオンオフ動作させることにより、前記電動機の中性点に流れる電流を制御するようにした交流電動機駆動システムの制御装置において、
前記インバータに与えられる出力電圧指令及び前記交流電動機の回転子磁極位置を用いて、前記交流電動機の誘起電圧基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電圧成分を求める手段と、
この高調波電圧成分を補償量として、前記インバータ側レッグ用電圧指令及び前記電源側レッグ用電圧指令のうち前記電源側レッグ用電圧指令のみに重畳する手段と、
を備えたことを特徴とする交流電動機駆動システムの制御装置。
請求項１記載の交流電動機駆動システムの制御装置において、
前記交流電動機の誘起電圧波形が、誘起電圧基本波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成分を重畳させた波形であることを特徴とする交流電動機駆動システムの制御装置。