JP2002165488A - 交流電動機駆動システムの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高速の演算装置や電流検出器を用いることな
く電動機中性点から電源に流れる高調波電流を抑制し、
他の電子機器への悪影響を回避するとともにシステムを
低価格化する。 【解決手段】 インバータ側の仮想レッグに対する電圧
指令を各相電圧指令に重畳して得た電圧指令と、電源側
レッグ２４に対する電圧指令とを用いてインバータ側レ
ッグ及び電源側レッグのスイッチング素子をオンオフ動
作させ、電動機２１の中性点に流れる電流を制御する交
流電動機駆動システムの制御装置に関する。インバータ
に与えられる出力電圧指令及び電動機２１の回転子磁極
位置を用いて、電動機２１の誘起電圧基本波成分に対す
る相数の整数倍の高調波電圧成分を求める３倍調波演算
器１０と、前記高調波電圧成分を補償量としてインバー
タ側レッグ２３の各相電圧指令に重畳する加算手段とを
備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、多相電圧形インバータ
により駆動される交流電動機の駆動システムの制御装置
において、特に電源の高力率化や入力電流の高調波成分
の抑制を可能にした制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の交流電動機の駆動システムを、多
相電圧形インバータや多相交流電動機の中でも一般に使
用されている三相電圧形インバータと三相交流電動機と
を用いて説明する。まず、第１の従来技術を図５に示
す。図５に示す駆動システムは、三相電圧形インバータ
を構成するインバータ側レッグ２３の交流出力端子ｕ，
ｖ，ｗに、三相交流電動機（以下、電動機という）２１
の星形結線された電機子巻線の各一端を接続し、これら
の電機子巻線の中性点（以下、電動機の中性点ともい
う）に単相交流電源２２の一端を接続するとともに、イ
ンバータ側レッグ２３の直流リンク部に接続された半導
体スイッチング素子及び逆並列ダイオードからなる電源
側レッグ２４の中性点Ｒに交流電源２２の他端を接続し
て構成されている。

【０００３】この回路の動作は、「零相電力を利用した
新型単相―三相変換回路」（平成９年電気学会産業応用
部門全国大会５３）により公知であるので、詳細な説明
は省略してその概要を簡単に述べる。まず、三相インバ
ータの出力電圧がゼロになるスイッチングパターンは、
インバータ側レッグ２３の上側アームのスイッチング素
子がすべてオンするパターンと、下側アームのスイッチ
ング素子がすべてオンするパターンとの２通り存在する
が、両パターンでは負荷中性点の電位が異なる。負荷中
性点の電位ｖ_ｎは、インバータの直流リンク電圧ｅ_ｄｃ
の中点（１／２の電位点）を基準とすると、以下の数式
１のようになる。

【０００４】

【数１】 ｖ_ｎ＝（１／２）ｅ_ｄｃ ：上側アームすべてオン ｖ_ｎ＝（−１／２）ｅ_ｄｃ ：下側アームすべてオン

【０００５】つまり、上記２つのスイッチングパターン
を使い分けることによって中性点の電位を制御できるの
で、結果的に電動機２１の中性点電流を制御することが
できる。ここで、上記２つのスイッチングパターンによ
る出力電圧ベクトルをゼロ電圧ベクトルという。

【０００６】上記駆動システムにおいて、電動機２１の
中性点電位は、インバータ側レッグ２３を構成する３つ
のレッグを、零相分電圧を指令値とするあたかも１つの
レッグ（仮想レッグ）と見なして制御することができ
る。図５では、この仮想レッグ（インバータ側レッグ２
３）と電源側レッグ２４とによってフルブリッジ正弦波
整流器が構成されている。この場合、電動機２１の零相
インダクタンス（主に漏れインダクタンス）を、フルブ
リッジ正弦波整流器の入力リアクトルとして代用するこ
とができる。このように図５の従来技術ではインバータ
側レッグ２３を仮想レッグとして使用できることから、
少ないスイッチング素子数で入力リアクトルを用いずに
電源電流を正弦波にし、電源側力率を改善することがで
きる。

【０００７】図５の下段に示すように、電源側レッグ２
４の電圧指令は次のようにして作られる。まず、直流リ
ンク電圧指令ｅ_dc ^＊と実際値ｅ_dcとの偏差を自動電圧調
節器（ＡＶＲ）１に入力する。一方、電源電圧ｖ_ｓの位
相を基準とした正弦波を位相検出手段３及びｓｉｎテー
ブル４を用いて作成し、この正弦波を自動電圧調節器１
の出力信号に乗じて入力電流基準信号ｉ_ｓ ^＊を作成す
る。入力電流基準信号ｉ_ｓ ^＊と電源電流の実際値ｉ_ｓと
の偏差を自動電流調節器（ＡＣＲ）２に入力し、その出
力信号ｖ_ｒ ^＊をＰＷＭ回路（図示せず）の電圧指令とし
て零相分演算手段６に入力する。そして、この演算手段
６により、後述のごとく電源側レッグ２４に対する電圧
指令ｖ_Ｒｓ ^＊を作成する。

【０００８】インバータ側レッグ２３の電圧指令は、以
下のようにして作られる。インバータ出力電圧指令（実
効値指令）ｖ_ｉｎｖ ^＊と、インバータ出力角周波数指令
ω^＊を積分手段７により積分して得た角度指令とをイン
バータ電圧指令発生器５に入力し、振幅が√２ｖ_ｉｎｖ
^＊、角周波数がω^＊である三相対称交流電圧波形として
の各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊を作成する。イ
ンバータ電圧指令発生器５としては、回転座標変換器、
三相発振器などを用いる。上記電圧指令ｖ_ｕ ^＊，
ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に、電動機２１の中性点電流を制御する
ためにインバータの零相分電圧（仮想レッグの電圧指令
ｖ_ｎ ^＊）を重畳する。重畳する零相分電圧の大きさは、
零相分演算手段６により計算される。

【０００９】零相分演算手段６は、電源側レッグ２４と
仮想レッグとの電圧分配比ｋを決め、電源側レッグ電圧
指令ｖ_Ｒｓ ^＊と仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊とを演算す
る。この際の電圧分配比ｋは、スイッチング損失を低減
し、かつスイッチング素子の電圧定格を下げるため、直
流リンク電圧ｅ_dcが最小となるように数式２を用いて求
める。なお、数式２において、ｖ_invrms：最大インバー
タ出力線間電圧の実効値、ｖ _srms：電源電圧実効値であ
る。

【００１０】

【数２】

【００１１】図５の零相分演算手段６では、自動電流調
節器２の出力信号ｖ_ｒ ^＊に数式２で求めた電圧分配比ｋ
を乗じて仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊を演算し、上記出
力信号ｖ_ｒ ^＊に−（１−ｋ）を乗じて電源側レッグ２４
の電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊を演算する。このうち、仮想レッグ
の電圧指令ｖ_ｎ ^＊は、インバータ電圧指令発生器５の出
力である各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に重畳さ
れて各相電圧指令ｖ_{ｕ ｓ} ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊とな
る。

【００１２】演算された各レッグ２３，２４に対する電
圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊，ｖ_ｕｓ ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊は三角
波比較方式ＰＭＷなどによりＰＷＭパルスに変換され、
主回路側の各半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）のゲ
ートのオンオフ指令となる。なお、各レッグ２３，２４
の上下アームに対するオンオフ指令はそれぞれ互いに反
転されたものであり、電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊，ｖ_ｕｓ ^＊，ｖ
_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊に基づいて合計８個のスイッチング素
子に対するオンオフ指令が作成されることになる。

【００１３】次に、他の従来技術を図６に示す。図６の
回路は、「単相高力率零相コンバータ」（半導体電力変
換研究会SPC-97-119/IEA-97-11, 1997）により公知であ
るので、その構成及び動作を簡単に説明する。この従来
技術の主回路部分は、電源側レッグ２５として、図５の
半導体スイッチング素子を有するレッグ２４の代わり
に、２個のダイオードを直列接続してなるダイオードレ
ッグが用いられる。このように電源側レッグ２５がダイ
オードにより構成されているため、入力電流制御はイン
バータ側レッグ２３の零電圧ベクトルのみにより行われ
る。すなわち、自動電流調節器２から出力される仮想レ
ッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊がインバータ電圧指令発生器５か
らの各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に重畳され
て、インバータ側レッグ２３に対する各相電圧指令ｖ
_ｕｓ ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_{ｗ ｓ} ^＊が作成される。

【００１４】更に別の従来技術を図７に示す。図７の回
路は、「単相高力率零相コンバータ」（半導体電力変換
研究会SPC-97-119/IEA-97-11, 1997）により公知である
ので、その構成及び動作を簡単に説明する。この従来技
術の主回路部分は、電源側レッグ２６として、図５のレ
ッグ２４の代わりに２個のコンデンサを直列接続してな
るコンデンサレッグが用いられる。このように電源側レ
ッグ２６がコンデンサにより構成されているため、図６
と同様に入力電流制御はインバータ側レッグ２３のみに
より行われる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】近年、システムの高効
率化を目的とし、電動機として永久磁石形同期電動機が
使用されている。そこで、駆動する電動機として永久磁
石形同期電動機を用いた場合について、本発明の解決課
題を説明する。

【００１６】例えば図５のシステムによって永久磁石形
同期電動機（以下、同期電動機という）を駆動する場
合、この同期電動機の電機子電流に誘起電圧基本波成分
に対する相数の整数倍の周波数を有する高調波成分が含
まれていると、この高調波電流が中性点を介して流れ
る。図５のシステムでは中性点に交流電源２２が接続さ
れているので、電源の運転周波数に対して整数倍の周波
数を有する高調波電流が電源２２に流れることになる。

【００１７】電源２２に流れる高調波電流は、同一系統
に接続されている他の電子機器に悪影響を与え、誤動作
などを引き起こす。ここで、運転周波数に対する整数倍
の高調波電流は、電源側レッグ２４の電流制御系の応答
が高速であれば抑制することができるが、この種の電流
制御系には、通常、汎用性や経年変化に強い等の観点か
らソフトウエアによる制御が用いられるため、電流制御
系の応答速度を上げるには高速な演算装置や電流検出器
を必要とし、装置全体が高価になる。

【００１８】また、同期電動機の誘起電圧に相数の整数
倍の高調波が含まれないように同期電動機の磁石を配置
することは難しく、仮に誘起電圧に高調波が含まれない
ように磁石を配置できたとしてもコスト高になる。

【００１９】更に、図５の回路において必要最低限のイ
ンバータの直流リンク電圧ｅ_{ｄｃｍ ｉｎ}は、ｕ相を例に
とると、数式３によって表される。なお、数式３におい
て、ｖ_ｕ；同期電動機のｕ相電圧、ｖ_ｓ：電源電圧、ma
x(ｆ)：関数ｆの最大値である。

【００２０】

【数３】ｅ_{ｄｃｍｉｎ}＝max（ｖ_ｕ＋ｖ_ｓ）

【００２１】いま、電源電圧の実効値及び出力線間電圧
の実効値が何れも２００［Ｖ］であるとすると、上記数
式３により、 ｅ_{ｄｃｍｉｎ}＝ｍａｘ（ｖ_ｕ＋ｖ_ｓ） ＝ｍａｘ（√2・200sin(ω_ｓｔ)＋√2・200sin(ωｔ)／√3） ＝４４５［Ｖ］ となる。なお、ω_ｓは電源電圧の角周波数、ωはインバ
ータの出力電圧角周波数である。このように直流リンク
電圧が高くなると、インバータのスイッチング損失を増
加させて変換効率を低下させたり、半導体スイッチング
素子に耐圧の高いものを使用する必要が生じてくるので
装置が全体として高価になる。従って、インバータの直
流電圧利用率を高めて直流リンク電圧の低下を図り、ス
イッチング損失を低減させることが望まれる。

【００２２】そこで、請求項１〜４に記載した発明は、
高速の演算装置や電流検出器を用いることなく電動機中
性点から電源に流れる高調波電流を抑制し、他の電子機
器への悪影響を回避するとともにシステムの低価格化を
実現した交流電動機駆動システムの制御装置を提供しよ
うとするものである。また、請求項５記載の発明は、イ
ンバータの直流電圧利用率を向上させ、半導体スイッチ
ング素子の耐圧及びスイッチング損失を抑えることで、
安価で高効率な制御装置を実現しようするものである。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、半導体スイッチング素子を
有するインバータ側レッグを相数分並列接続して多相電
圧形インバータを構成し、前記インバータ側レッグの交
流出力側に、星形結線された巻線を有する多相交流電動
機を接続し、この電動機の中性点に交流電源の一端を接
続するとともに、前記インバータ側レッグの直流リンク
部に接続された半導体スイッチング素子の直列回路を有
する電源側レッグの中性点に、前記交流電源の他端を接
続してなる交流電動機駆動システムの制御装置であっ
て、前記インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと
見なし、この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ
側レッグの各相電圧指令に重畳して得た電圧指令と、前
記電源側レッグに対する電圧指令とを用いて前記インバ
ータ側レッグ及び電源側レッグの半導体スイッチング素
子をオンオフ動作させることにより、電動機の中性点に
流れる電流を制御するようにした交流電動機駆動システ
ムの制御装置において、前記インバータに与えられる出
力電圧指令及び前記交流電動機の回転子磁極位置を用い
て、前記交流電動機の誘起電圧基本波成分に対する相数
の整数倍の高調波電圧成分を求める手段と、この高調波
電圧成分を補償量として前記インバータ側レッグの各相
電圧指令に重畳する手段と、を備えたものである。これ
により、交流電動機の電機子巻線の誘起電圧に含まれる
同相成分が打ち消され、誘起電圧基本波成分の相数の整
数倍の高調波電圧成分に起因する高調波電流をなくする
ことができる。

【００２４】請求項２記載の発明は、半導体スイッチン
グ素子を有するインバータ側レッグを相数分並列接続し
て多相電圧形インバータを構成し、前記インバータ側レ
ッグの交流出力側に、星形結線された巻線を有する多相
交流電動機を接続し、この電動機の中性点に交流電源の
一端を接続するとともに、前記インバータ側レッグの直
流リンク部に接続された整流素子の直列回路を有する電
源側レッグの中性点に、前記交流電源の他端を接続して
なる交流電動機駆動システムの制御装置であって、前記
インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと見なし、
この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ側レッグ
の各相電圧指令に重畳して得た電圧指令を用いて前記イ
ンバータ側レッグの半導体スイッチング素子をオンオフ
動作させることにより、前記電動機の中性点に流れる電
流を制御するようにした交流電動機駆動システムの制御
装置において、前記インバータに与えられる出力電圧指
令及び前記交流電動機の回転子磁極位置を用いて、前記
交流電動機の誘起電圧基本波成分に対する相数の整数倍
の高調波電圧成分を求める手段と、この高調波電圧成分
を補償量として前記インバータ側レッグの各相電圧指令
に重畳する手段と、を備えたものである。

【００２５】請求項３記載の発明は、半導体スイッチン
グ素子を有するインバータ側レッグを相数分並列接続し
て多相電圧形インバータを構成し、前記インバータ側レ
ッグの交流出力側に、星形結線された巻線を有する多相
交流電動機を接続し、この電動機の中性点に交流電源の
一端を接続するとともに、前記インバータ側レッグの直
流リンク部に接続されたコンデンサの直列回路を有する
電源側レッグの中性点に、前記交流電源の他端を接続し
てなる交流電動機駆動システムの制御装置であって、前
記インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと見な
し、この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ側レ
ッグの各相電圧指令に重畳して得た電圧指令を用いて前
記インバータ側レッグの半導体スイッチング素子をオン
オフ動作させることにより、前記電動機の中性点に流れ
る電流を制御するようにした交流電動機駆動システムの
制御装置において、前記インバータに与えられる出力電
圧指令及び前記交流電動機の回転子磁極位置を用いて、
前記交流電動機の誘起電圧基本波成分に対する相数の整
数倍の高調波電圧成分を求める手段と、この高調波電圧
成分を補償量として前記インバータ側レッグの各相電圧
指令に重畳する手段と、を備えたものである。

【００２６】請求項４記載の発明は、半導体スイッチン
グ素子を有するインバータ側レッグを相数分並列接続し
て多相電圧形インバータを構成し、前記インバータ側レ
ッグの交流出力側に、星形結線された巻線を有する多相
交流電動機を接続し、この電動機の中性点に交流電源の
一端を接続するとともに、前記インバータ側レッグの直
流リンク部に接続された半導体スイッチング素子の直列
回路を有する電源側レッグの中性点に、前記交流電源の
他端を接続してなる交流電動機駆動システムの制御装置
であって、前記インバータ側レッグを仮想的な一つのレ
ッグと見なし、この仮想レッグに対する電圧指令をイン
バータ側レッグの各相電圧指令に重畳して得た電圧指令
と、前記電源側レッグに対する電圧指令とを用いて前記
インバータ側レッグ及び電源側レッグの半導体スイッチ
ング素子をオンオフ動作させることにより、前記電動機
の中性点に流れる電流を制御するようにした交流電動機
駆動システムの制御装置において、前記インバータに与
えられる出力電圧指令及び前記交流電動機の回転子磁極
位置を用いて、前記交流電動機の誘起電圧基本波成分に
対する相数の整数倍の高調波電圧成分を求める手段と、
この高調波電圧成分を補償量として前記電源側レッグの
電圧指令に重畳する手段と、を備えたものである。

【００２７】請求項５記載の発明は、請求項１，２，３
または４記載の交流電動機駆動システムの制御装置にお
いて、前記交流電動機の誘起電圧波形を、誘起電圧基本
波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成分を重畳させ
た波形とすることにより、誘起電圧基本波成分に対する
相数の整数倍の高調波電圧成分に起因する高調波電流を
流すことなく、電圧形インバータの直流電圧利用率を向
上させたものである。

【００２８】

【発明の実施の形態】まず、本発明による制御の概要を
説明する。ここでは、交流電動機として、三相対称巻線
を有し、誘起電圧波形の正の半波と負の半波とが対称で
ある永久磁石形同期電動機を用い、この電動機を角周波
数ωで駆動している場合について述べる。高調波成分を
考慮した各相の誘起電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを数式４に示
す。この数式４において、ｅ_１，ｅ_３，ｅ_５，……は、
それぞれ基本波成分、第３調波成分、第５調波成分，…
…の振幅である。

【００２９】

【数４】

【００３０】同期電動機は、誘起電圧波形の正の半波と
負の半波を対称に設計するのが一般的であるが、これら
を完全に対称に製作するのは困難であり、実際には誘起
電圧に偶数次調波成分の項が僅かではあるが存在してし
まう。しかし、ここでは説明を簡単にするため、偶数次
調波成分の項を省略して奇数次調波成分の項のみからな
る数式４を用いることとする。

【００３１】インバータの直流リンク電圧ｅ_dcの中点電
位（１／２の電位）を基準とした同期電動機の中性点電
位ｖ_ｅｎを、数式５に示す。この数式５から、中性点に
は誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波成
分しか現れないことが分かる。

【００３２】

【数５】ｖ_ｅｎ＝（ｅ_ｕ＋ｅ_ｖ＋ｅ_ｗ）／３＝ｅ_３sin
３ωｔ＋ｅ_９sin９ωｔ＋……

【００３３】従来の制御方式では、インバータに与える
各相の電圧指令を演算する際に誘起電圧の基本波成分し
か考慮していないため、誘起電圧の基本波と同期電動機
端子電圧との位相差（負荷角）をδとすると、各相電圧
指令（各相基本波電圧指令）ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊は
数式６により与えられる。

【００３４】

【数６】ｖ_ｕ ^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ） ｖ_ｖ ^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ−２π／３） ｖ_ｗ ^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ−４π／３）

【００３５】一方、同期電動機の中性点を流れる零相電
流は、中性点電圧指令ｖ_ｎ ^＊，電動機１相当たりの巻線
抵抗値をＲ，漏れインダクタンスをＬ，微分演算子をｐ
とすると、数式７によって求められる。

【００３６】

【数７】

【００３７】上記数式７の最右辺第２項の３ｖ_ｅｎ／
（Ｒ＋ｐＬ）、及び数式５から、この零相電流ｉ_ｎに
は、誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波
電圧成分に起因した高調波電流が含まれることが分か
る。この高調波電流は、前述したように他の電子機器の
誤動作等の悪影響を与えるものであり、電流制御系の応
答速度を上げる等の対策によらずに抑制することが望ま
れる。

【００３８】そこで、請求項１〜３に記載した発明で
は、下記の数式８に表されるごとく、前記数式６に示し
た各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に、数式５に示
した基本波成分に対する相数（ここでは３）の整数倍の
高調波電圧成分を補償量として重畳することにより、新
たな各相電圧指令ｖ_ｕ'^＊，ｖ_ｖ'^＊，ｖ_ｗ'^＊を求め、
これらの電圧指令を用いることとした。

【００３９】

【数８】ｖ_ｕ'^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ）＋ｖ_ｅｎ ｖ_ｖ'^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ−２π／３）＋ｖ_ｅｎ ｖ_ｗ'^＊＝ｅ_１sin（ωｔ＋δ−４π／３）＋ｖ_ｅｎ

【００４０】上記各相電圧指令ｖ_ｕ'^＊，ｖ_ｖ'^＊，
ｖ_ｗ'^＊を用いれば、数式７における（ｖ_ｕ ^＊＋ｖ_ｖ ^＊
＋ｖ_ｗ ^＊）の項が（ｖ_ｕ'^＊＋ｖ_ｖ'^＊＋ｖ_ｗ'^＊）に置
き換わるため、数式７の最右辺の第２項の値がゼロにな
り、誘起電圧の基本波成分に対する相数の整数倍の高調
波電圧成分に起因した高調波電流がキャンセルされるこ
とが分かる。

【００４１】次に、一般に磁極埋め込み構造の永久磁石
形同期電動機（ＩＰＭモータ）では、着磁の際の磁石の
配置により、誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍
の高調波電圧成分を重畳した誘起電圧波形を得ることは
容易である。誘起電圧波形として上記高調波電圧成分を
重畳した同期電動機を用いて前記高調波電圧成分に起因
する高調波電流をキャンセルするためには、インバータ
側レッグの各相電圧指令を前記数式８により与えること
になる。

【００４２】一方、インバータの電圧利用率を向上させ
るために、各相の信号波に線間電圧では相殺される同相
の信号（例えば３倍調波）を重畳させる方式が、「半導
体電力変換回路」の第６章 自励式インバータ、６．
３．２非同期式ＰＷＭインバータ、６．三相ＰＷＭイン
バータの電圧利用率改善（電気学会編 オーム社発行）
等により、広く知られている。

【００４３】数式８に示す各相電圧指令ｖ_ｕ'^＊，ｖ_ｖ'
^＊，ｖ_ｗ'^＊には、各相の信号波に線間電圧では相殺さ
れる同相の成分ｖ_ｅｎが重畳されているため、インバー
タの直流電圧利用率を向上させ、変調度を高くすること
ができる。従って、所望のインバータ電圧を得るために
誘起電圧の基本波成分の３の整数倍の高調波成分を重畳
していない場合と比べて、直流リンク電圧を低下させる
ことが可能であり、これにより、主回路構成部品の耐圧
の低減や主回路素子のスイッチング損失の低減等の効果
を得ることができる。

【００４４】よって、請求項５に記載した発明では、同
期電動機の誘起電圧波形を誘起電圧の基本波成分に対す
る３の整数倍の高調波電圧成分を重畳した波形とするこ
とにより、高調波電流を流すことなくインバータの直流
電圧利用率を向上させるようにした。

【００４５】また、請求項４の発明では、半導体スイッ
チング素子により構成される電源側レッグの電圧指令と
して、従来の電源側レッグの電圧指令ｖ_ＲＳ ^＊から数式
５に示す誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高
調波電圧成分ｖ_ｅｎを減算した数式９のｖ_ＲＳ'^＊を用
いる。

【００４６】

【数９】ｖ_ＲＳ'^＊＝ｖ_ＲＳ ^＊−ｖ_ｅｎ

【００４７】電源側レッグの電圧指令ｖ_ＲＳ'^＊は電動
機に対して零相分電圧となるので、この電圧指令
ｖ_ＲＳ'^＊を用いて電源側レッグを制御することで、数
式７の最右辺第２項の値が零になり、誘起電圧の基本波
成分に対する３倍調波成分に起因した高調波電流をキャ
ンセルできることが分かる。

【００４８】前記同期電動機の誘起電圧波形を用い、誘
起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波電圧成
分に起因する高調波電流をキャンセルするためには、電
源側レッグの電圧指令は前記数式９によって与えられ
る。零相分の電圧指令は、ｖ_{Ｒ Ｓ} ^＊＋ｖ_ｎ ^＊＋Ｖ_ｅｎで
あり、ｖ_ＲＳ ^＊＋ｖ_ｎ ^＊は、その大きさがほぼ電源電圧
に等しく電圧極性は反対であるため、数式９を直流リン
ク電圧を求める数式３のｖ_ｓに代入すると、ｖ_ＲＳ ^＊＋
ｖ_Ｒ ^＊＝ｖ_ｒ ^＊であるから、数式１０が得られる。

【００４９】

【数１０】ｅ_{ｄｃｍｉｎ}＝max（ｖ_ｕ＋（−ｖ_ｒ'^＊））
＝max（ｖ_ｕ−ｖ_ｒ ^＊＋ｖ_ｅｎ）

【００５０】数式１０は、電源側レッグの電圧指令とし
て誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波成
分を重畳していない電圧指令ｖ_ｒ ^＊と、インバータ側レ
ッグの各相電圧指令として数式８のｕ相電圧指令ｖ_ｕ'
^＊とを用いた場合の直流リンク電圧と同じになる。よっ
て、請求項５を請求項４の発明に適用すれば、請求項１
〜３について適用した場合と同様な理由により、誘起電
圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波成分に起因
する電流を流すことなく、インバータの直流電圧利用率
を向上させることができる。

【００５１】まず、図１は本発明の第１実施形態を示す
構成図であり、請求項１及び請求項５の発明の実施形態
に相当する。図５〜図７と同一の構成要素には同一の符
号を付し、以下では異なる部分を中心に説明する。図１
において、請求項１の発明の実施形態では通常の工程で
製作された同期電動機２１を用い、請求項５の発明の実
施形態では、電圧形インバータの直流電圧利用率を向上
させるために、誘起電圧波形に誘起電圧の基本波成分に
対する３の整数倍の高調波が重畳されるような同期電動
機２１を用いる。このような同期電動機は、前述したよ
うにＩＰＭモータによって実現可能である。

【００５２】本実施形態において、三相電圧形インバー
タの電源側レッグ２４は、直列接続された２個の半導体
スイッチング素子及びそれらの逆並列ダイオードから構
成されている。また、電動機２１には回転子の磁極位置
を検出するレゾルバ、パルスエンコーダ、ホールセンサ
等の磁極位置検出器８が設けられている。更に、制御装
置としては、図５の構成に３倍調波演算器１０が付加さ
れており、インバータ出力電圧値指令（実効値指令）Ｖ
_ｉｎｖ ^＊と磁極位置検出器８により検出された磁極位置
θ_ｄとが３倍調波演算器１０に入力され、その出力信号
がインバータ電圧指令発生器５から出力される各相電圧
指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に加算されている。

【００５３】この実施形態における電源側レッグ２４の
電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊の作成動作は、図５の従来技術と同様
である。すなわち、直流リンク電圧指令ｅ_ｄｃ ^＊と実際
のｅ _ｄｃ ^＊との偏差を自動電圧調節器１に入力し、他
方、電源電圧と同位相の正弦波を位相検出手段３及びｓ
ｉｎテーブル４により作成する。そして、自動電圧調節
器１の出力信号と前記正弦波とを乗じて入力電流基準信
号ｉ_ｓ ^＊を作成し、このｉ_ｓ ^＊と実際値ｉ_ｓ ^＊との偏差
を自動電流調節器２に入力してその出力信号である電圧
指令ｖ_ｒ ^＊を零相分演算手段６に入力する。零相分演算
手段は、後述するように電圧指令ｖ_ｒ ^＊及び電圧分配比
から電源側レッグ電圧指令ｖ_Ｒｓ ^＊を演算する。

【００５４】一方、インバータ側レッグ２３の電圧指令
は、以下のようにして作成される。インバータ出力角周
波数指令ω^＊の積分値により、電圧角度指令θ_１を得
る。次に、インバータ出力電圧指令Ｖ_ｉｎｖ ^＊と電圧角
度指令θ^＊とから、インバータ電圧指令発生器５により
三相対称交流波形である各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，
ｖ_ｗ ^＊が作成される。

【００５５】磁極位置検出器８により検出した磁極位置
θ_ｄは、誘起電圧の角度情報として３倍調波演算器１０
に入力される。なお、磁極位置はインバータの電流、電
圧から推定しても良い。磁極位置の推定方法としては、
誘起電圧から推定する方法があり、例えば「速度起電力
推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制
御」（電気学会論文誌Ｄ 産業応用部門誌 Vol117, N
o.1, 1997）に記載されている技術を用いることができ
る。

【００５６】インバータ電圧指令発生器５には、回転座
標変換器、三相発振器などが用いられる。このインバー
タ電圧指令発生器５から出力される各相電圧指令
ｖ_ｕ ^＊，ｖ _ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に、３倍調波演算器１０によっ
て得られた誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の
周波数をもつ高調波電圧成分を加算する。すなわち、前
述した数式６に数式５を加算することにより、数式８の
各相電圧指令ｖ_ｕ'^＊，ｖ_ｖ' ^＊，ｖ_ｗ'^＊を求める。

【００５７】加算する電圧の大きさ（３倍調波の大き
さ）は次のように定める。あらかじめ、インバータ出力
電圧指令ｖ_ｉｎｖ ^＊を与えた状態で無負荷時の誘起電圧
を測定して高調波解析を行い、磁極位置θ_ｄを微分して
求めた角周波数ωを横軸、無負荷時の３倍調波電圧成分
の大きさを縦軸として、データテーブルを作成する。実
際の運転時に各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に加
算する量は、磁極位置θ _ｄから求めた角周波数ωに応じ
てデータテーブルを参照し、決定すればよい。

【００５８】そして、同期電動機２１の中性点電流を制
御するために、各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に
３倍調波演算器１０の出力信号を加算した結果に対し、
更にインバータの零相電圧指令（仮想レッグの電圧指
令）ｖ_ｎ ^＊を重畳する。重畳する電圧指令の大きさは、
零相分演算手段６により演算する。

【００５９】零相分演算手段６の動作は図５と同様であ
り、電圧指令ｖ_ｒ ^＊に数式２による電圧分配比ｋを乗じ
て仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊を演算し、電圧指令ｖ_ｒ
^＊に−（１−ｋ）を乗じて電源側レッグ２４の電圧指令
ｖ_Ｒｓ ^＊を演算する。仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊は、
各相電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に３倍調波演算器
１０の出力信号を加算した結果に重畳されて各相電圧指
令ｖ_ｕｓ ^＊，ｖ_ｖｓ ^＊，ｖ_ｗｓ ^＊となる。

【００６０】次に、図２は本発明の第２実施形態を示す
構成図であり、請求項２及び請求項５の発明の実施形態
に相当する。この実施形態においても、インバータの直
流電圧利用率を向上させるために、誘起電圧波形に誘起
電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波が重畳さ
れるような同期電動機２１を用いることができる。

【００６１】図２の主回路では、電源側レッグ２５とし
て２個のダイオードの直列回路が使用されている。この
ため、入力電流制御はインバータの零電圧ベクトルのみ
によって行われており、自動電流調節器２の出力信号を
仮想レッグの電圧指令ｖ_ｎ ^＊として出力電圧指令に加算
する。また、高調波電流を低減するために、３倍調波演
算器１０により演算した高調波電圧成分を出力電圧指令
に加算する。

【００６２】図３は本発明の第３実施形態を示す構成図
であり、請求項３及び請求項５の発明の実施形態に相当
する。この実施形態においても、インバータの直流電圧
利用率を向上させるために、誘起電圧波形に誘起電圧の
基本波成分に対する３の整数倍の高調波が重畳されるよ
うな同期電動機２１を用いることができる。

【００６３】図３の主回路では、電源側レッグ２６とし
て２個のコンデンサの直列回路が使用され、入力電流制
御はインバータの零電圧ベクトルのみによって行われて
おり、自動電流調節器２から出力される仮想レッグの電
圧指令ｖ_ｎ ^＊を出力電圧指令に加算する。また、高調波
電流を低減するために、３倍調波演算器１０により演算
した高調波電圧成分を出力電圧指令に加算する。

【００６４】図４は本発明の第４実施形態を示す構成図
であり、請求項４及び請求項５の発明の実施形態に相当
する。前記同様に、同期電動機２１には、誘起電圧波形
に誘起電圧の基本波成分に対する３の整数倍の高調波が
重畳される電動機を用いることができる。図４における
主回路部分は図１と同様であるが、この実施形態では、
３倍高調波演算器１０により求められた３倍調波電圧成
分を零相分演算手段６の電源レッグ側電圧指令から減算
してｖ_ＲＳ'^＊を得ている。

【００６５】本実施形態における直流リンク電圧は前記
数式１０に示した値となり、電源側レッグ２４の電圧指
令としてｖ_ｒ ^＊を用い、インバータ側レッグ２３の電圧
指令として前記数式８を用いた場合と等しくなるので、
第１〜第３実施形態と同様に高調波電流をなくすことが
できる。また、インバータ電圧指令発生器５の出力側の
加算手段を少なくできるため、制御装置の全体的な構成
も簡略になる。なお、本発明は、三相以上の交流電動機
をインバータにより駆動する駆動システムに適用可能で
ある。

【００６６】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、電動機の
誘起電圧の基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電
圧成分を補償量としてインバータの電圧指令に重畳する
ことにより、高速な電流制御系や演算装置等を用いるこ
となく、中性点と電動機端子との間に現れる誘起電圧の
同相成分によって流れる零相電流の高調波成分を抑制す
ることができる。このように不必要な零相電流を減少さ
せることで、他の電子機器に悪影響を与えるのを防ぐと
ともに電動機の銅損を低減させ、安価で高効率な駆動シ
ステムを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。

【図２】本発明の第２実施形態を示す構成図である。

【図３】本発明の第３実施形態を示す構成図である。

【図４】本発明の第４実施形態を示す構成図である。

【図５】従来技術を示す構成図である。

【図６】従来技術を示す構成図である。

【図７】従来技術を示す構成図である。

【符号の説明】

１ 自動電圧調節器（ＡＶＲ） ２ 自動電流調節器（ＡＣＲ） ３ 位相検出手段 ４ sinテーブル ５ インバータ電圧指令発生器 ６ 零相分演算手段 ７ 積分手段 ８ 磁極位置検出器 １０ ３倍調波演算器 ２１ 三相交流電動機 ２２ 単相交流電源 ２３ インバータ側レッグ ２４，２５，２６ 電源側レッグ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐藤 芳信 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H576 BB02 BB05 CC05 DD02 DD07 EE15 GG01 GG04 GG05 HB02 JJ17 JJ22 LL25 LL39 LL41 LL58

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 半導体スイッチング素子を有するインバ
   ータ側レッグを相数分並列接続して多相電圧形インバー
   タを構成し、前記インバータ側レッグの交流出力側に、
   星形結線された巻線を有する多相交流電動機を接続し、
   この電動機の中性点に交流電源の一端を接続するととも
   に、前記インバータ側レッグの直流リンク部に接続され
   た半導体スイッチング素子の直列回路を有する電源側レ
   ッグの中性点に、前記交流電源の他端を接続してなる交
   流電動機駆動システムの制御装置であって、 前記インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと見な
   し、この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ側レ
   ッグの各相電圧指令に重畳して得た電圧指令と、前記電
   源側レッグに対する電圧指令とを用いて前記インバータ
   側レッグ及び電源側レッグの半導体スイッチング素子を
   オンオフ動作させることにより、前記電動機の中性点に
   流れる電流を制御するようにした交流電動機駆動システ
   ムの制御装置において、 前記インバータに与えられる出力電圧指令及び前記交流
   電動機の回転子磁極位置を用いて、前記交流電動機の誘
   起電圧基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電圧成
   分を求める手段と、 この高調波電圧成分を補償量として前記インバータ側レ
   ッグの各相電圧指令に重畳する手段と、 を備えたことを特徴とする交流電動機駆動システムの制
   御装置。
2. 【請求項２】 半導体スイッチング素子を有するインバ
   ータ側レッグを相数分並列接続して多相電圧形インバー
   タを構成し、前記インバータ側レッグの交流出力側に、
   星形結線された巻線を有する多相交流電動機を接続し、
   この電動機の中性点に交流電源の一端を接続するととも
   に、前記インバータ側レッグの直流リンク部に接続され
   た整流素子の直列回路を有する電源側レッグの中性点
   に、前記交流電源の他端を接続してなる交流電動機駆動
   システムの制御装置であって、 前記インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと見な
   し、この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ側レ
   ッグの各相電圧指令に重畳して得た電圧指令を用いて前
   記インバータ側レッグの半導体スイッチング素子をオン
   オフ動作させることにより、前記電動機の中性点に流れ
   る電流を制御するようにした交流電動機駆動システムの
   制御装置において、 前記インバータに与えられる出力電圧指令及び前記交流
   電動機の回転子磁極位置を用いて、前記交流電動機の誘
   起電圧基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電圧成
   分を求める手段と、 この高調波電圧成分を補償量として前記インバータ側レ
   ッグの各相電圧指令に重畳する手段と、 を備えたことを特徴とする交流電動機駆動システムの制
   御装置。
3. 【請求項３】 半導体スイッチング素子を有するインバ
   ータ側レッグを相数分並列接続して多相電圧形インバー
   タを構成し、前記インバータ側レッグの交流出力側に、
   星形結線された巻線を有する多相交流電動機を接続し、
   この電動機の中性点に交流電源の一端を接続するととも
   に、前記インバータ側レッグの直流リンク部に接続され
   たコンデンサの直列回路を有する電源側レッグの中性点
   に、前記交流電源の他端を接続してなる交流電動機駆動
   システムの制御装置であって、 前記インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと見な
   し、この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ側レ
   ッグの各相電圧指令に重畳して得た電圧指令を用いて前
   記インバータ側レッグの半導体スイッチング素子をオン
   オフ動作させることにより、前記電動機の中性点に流れ
   る電流を制御するようにした交流電動機駆動システムの
   制御装置において、 前記インバータに与えられる出力電圧指令及び前記交流
   電動機の回転子磁極位置を用いて、前記交流電動機の誘
   起電圧基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電圧成
   分を求める手段と、 この高調波電圧成分を補償量として前記インバータ側レ
   ッグの各相電圧指令に重畳する手段と、 を備えたことを特徴とする交流電動機駆動システムの制
   御装置。
4. 【請求項４】 半導体スイッチング素子を有するインバ
   ータ側レッグを相数分並列接続して多相電圧形インバー
   タを構成し、前記インバータ側レッグの交流出力側に、
   星形結線された巻線を有する多相交流電動機を接続し、
   この電動機の中性点に交流電源の一端を接続するととも
   に、前記インバータ側レッグの直流リンク部に接続され
   た半導体スイッチング素子の直列回路を有する電源側レ
   ッグの中性点に、前記交流電源の他端を接続してなる交
   流電動機駆動システムの制御装置であって、 前記インバータ側レッグを仮想的な一つのレッグと見な
   し、この仮想レッグに対する電圧指令をインバータ側レ
   ッグの各相電圧指令に重畳して得た電圧指令と、前記電
   源側レッグに対する電圧指令とを用いて前記インバータ
   側レッグ及び電源側レッグの半導体スイッチング素子を
   オンオフ動作させることにより、前記電動機の中性点に
   流れる電流を制御するようにした交流電動機駆動システ
   ムの制御装置において、 前記インバータに与えられる出力電圧指令及び前記交流
   電動機の回転子磁極位置を用いて、前記交流電動機の誘
   起電圧基本波成分に対する相数の整数倍の高調波電圧成
   分を求める手段と、 この高調波電圧成分を補償量として前記電源側レッグの
   電圧指令に重畳する手段と、 を備えたことを特徴とする交流電動機駆動システムの制
   御装置。
5. 【請求項５】 請求項１，２，３または４記載の交流電
   動機駆動システムの制御装置において、 前記交流電動機の誘起電圧波形が、誘起電圧基本波成分
   に対する３の整数倍の高調波電圧成分を重畳させた波形
   であることを特徴とする交流電動機駆動システムの制御
   装置。