JP6226901B2 - 発電システム - Google Patents

Description

本発明は、発電システムに関し、特に、交流励磁機の界磁巻線が多相巻線である交流励磁ブラシレス励磁装置を備えた発電システムに関するものである。

一般に、同期発電機は回転子界磁巻線に直流電流を供給し、回転子側で作る磁束により発生する誘導起電力を固定子側で出力する。回転子界磁巻線を励磁する代表的な方法としてサイリスタ励磁方式とブラシレス交流励磁方式がある。
このうちブラシレス交流励磁方式は、固定子側の界磁巻線と、発電機の回転軸と直結している回転子側の電機子巻線とからなる交流励磁機の電機子巻線に誘起する電流を、回転整流器で整流して発電機の界磁巻線に供給するものである。一般に発電機定格運転時に交流励磁機の界磁巻線に印加する電圧は直流である。

同期発電機の起動方法として、発電機を静止型周波数変換器（ＳＦＣ：Ｓｔａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ。以下ＳＦＣと略記する）を用いて発電機の電機子電流の周波数を徐々に上昇させていく、すなわち電動機として加速していく方法がある。
ブラシレス交流励磁方式では交流励磁機の界磁巻線に印加する電圧が直流で界磁電流を一定に保った場合、発電機の静止時には発電機の界磁電流を流すことができず、発電機速度に応じて発電機の界磁電流が変化する。このため、発電機の起動時には交流励磁機に直流励磁を適用することはできない。

ＳＦＣを用いて起動する場合に、交流励磁機を使用するために、巻線形誘導電動機を交流励磁機として使用しているものがある（例えば特許文献１参照）。発電機の回転数が所定値以下のとき交流励磁機の界磁巻線に交流電圧を印加し、所定値以上のとき交流励磁機の界磁巻線の接続を変更してサイリスタ励磁装置から直流電圧を印加している。また、発電機の始動時に交流励磁機の三相巻線に固定側と逆の交流磁界が発生する構成としているものがある（例えば特許文献２参照）。また、低速回転時に使用するブラシレス励磁機用のＳＦＣを設けているものがある（例えば特許文献３参照）。ブラシレス励磁機用のＳＦＣは、回転子からみた回転磁界の相対的な回転速度を常に定格回転速度に保つような周波数で、一定振幅の電流を励磁機の固定子界磁巻線に印加している。

特開平４−９６６９８号公報 特開２０１３−２３６４８０号公報 特開平７−２４５９９８号公報

このような交流ブラシレス励磁装置および発電システムにおいては、発電機をＳＦＣで起動する時には交流励磁機の多相界磁巻線に交流電圧を与え、定格運転時には交流励磁機の多相界磁巻線に直流電圧を与えることが求められ、交流励磁と直流励磁で交流励磁機の界磁巻線結線を変更することになる。しかしながら、結線を変更することにより、各界磁巻線の負荷にアンバランスが生じるという問題があった。更には発電機回転数の変化に伴いブラシレス励磁装置の出力特性が変化してしまうという問題があった。

本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、多相界磁巻線を有する交流励磁機を直流励磁する際にも各界磁巻線の負荷を均等に保ち、発電機回転数が変化しても出力を一定に制御することのできるブラシレス励磁装置を備えた発電システムを得ることを目的としている。

この発明に係る発電システムは、
電源から供給される交流電力を可変電圧あるいは可変周波数の三相交流電力として出力する電力変換器と、
一次側に三相巻線を、二次側に第一の単相巻線と第二の単相巻線を有し、前記三相巻線は前記電力変換器の出力端に接続され、前記電力変換器からの三相交流電力を入力すると前記第一の単相巻線と前記第二の単相巻線に互いに位相差を有する交流電力を出力するスコット変圧器と、
電源から供給される交流電流を整流するサイリスタ励磁装置と、
一次側にｄ軸巻線とｑ軸巻線、二次側に回転型多相巻線を有する交流励磁機と、
一次側に、前記サイリスタ励磁装置の出力線、前記第一の単相巻線、および前記第二の単相巻線が接続され、二次側に、前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線が接続されるとともに、前記ｄ軸巻線と前記第一の単相巻線または前記第二の単相巻線とを接続し、前記ｑ軸巻線と他方の単相巻線とを接続する第一の接続、あるいは前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線とを直列に接続し、その両端に前記サイリスタ励磁装置の出力線を接続する第二の接続の何れかを選択して励磁方式の切替えを行う励磁方式切替え装置と、
前記回転型多相巻線に接続され、前記交流励磁機からの多相出力を整流する回転整流器と、
同期発電機界磁巻線、同期発電機電機子巻線を有し、前記同期発電機界磁巻線が前記回転整流器の出力端子に接続される同期発電機と、
前記同期発電機電機子巻線に接続された場合に、前記同期発電機の回転子の位置に応じた周波数と位相の電流出力を前記同期発電機電機子巻線に流すように駆動される静止型周波数変換器と、
前記電力変換器の出力電圧を検出するための電圧検出器と、
前記電圧検出器で検出された電圧を基に前記同期発電機の界磁電圧を推定する同期発電機界磁電圧推定部と、
を備え、
前記静止型周波数変換器が前記同期発電機電機子巻線に接続された場合に、前記励磁方式切替え装置で前記第一の接続を選択して前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線がｄｑ直交軸を構成して、前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線に可変電圧あるいは可変周波数の電力を印加することで前記交流励磁機を交流励磁し、前記同期発電機の通常運転時には、前記サイリスタ励磁装置で電源からの交流電流を整流するとともに、前記励磁方式切替え装置で前記第二の接続を選択して前記ｄ軸巻線と前記ｑ軸巻線を直列接続して前記交流励磁機を直流励磁するものである。

また、この発明に係る発電システムは、
電源から供給される交流電力を可変電圧あるいは可変周波数の二組の単相交流電力として出力する第一の単相出力と第二の単相出力を有する電力変換器と、
前記第一の単相出力が一次巻線に接続される第一の単相変圧器と、前記第二の単相出力が一次巻線に接続される第二の単相変圧器と、
電源から供給される交流電流を整流するサイリスタ励磁装置と、
一次側にｄ軸巻線とｑ軸巻線、二次側に回転型多相巻線を有する交流励磁機と、
一次側に、前記サイリスタ励磁装置の出力線、前記第一の単相変圧器の二次巻線、および前記第二の単相変圧器の二次巻線が接続され、二次側に、前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線が接続されるとともに、前記ｄ軸巻線と前記第一の単相変圧器の二次巻線または前記第二の単相変圧器の二次巻線とを接続し、前記ｑ軸巻線と他方の二次単相巻線とを接続する第一の接続、あるいは前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線とを直列に接続し、その両端に前記サイリスタ励磁装置の出力線を接続する第二の接続の何れかを選択して励磁方式の切替えを行う励磁方式切替え装置と、
前記回転型多相巻線に接続され、前記交流励磁機からの多相出力を整流する回転整流器と、
同期発電機界磁巻線、同期発電機電機子巻線を有し、前記同期発電機界磁巻線が前記回転整流器の出力端子に接続される同期発電機と、
前記同期発電機電機子巻線に接続された場合に、前記同期発電機の回転子の位置に応じた周波数と位相の電流出力を前記同期発電機電機子巻線に流すように駆動される静止型周波数変換器と、
前記電力変換器の出力電圧を検出するための電圧検出器と、
前記電圧検出器で検出された電圧を基に前記同期発電機の界磁電圧を推定する同期発電機界磁電圧推定部と、
を備え、
前記静止型周波数変換器が前記同期発電機電機子巻線に接続された場合に、前記励磁方式切替え装置で前記第一の接続を選択して前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線がｄｑ直交軸を構成して、前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線に可変電圧あるいは可変周波数の電力を印加することで前記交流励磁機を交流励磁し、前記同期発電機の通常運転時には、前記サイリスタ励磁装置で電源からの交流電流を整流するとともに、前記励磁方式切替え装置で前記第二の接続を選択して前記ｄ軸巻線と前記ｑ軸巻線を直列接続して前記交流励磁機を直流励磁するものである。

この発明によれば、交流励磁機の入力を可変電源とすることで、ＳＦＣ起動時における発電機回転速度上昇に伴う発電機界磁電流の変動を抑制し、一定値に制御することが可能となり、かつ、ＳＦＣ起動時において、発電機界磁電圧を推定できるため、発電機界磁電圧を検出する必要がない。この結果、小型、低コスト化された発電システムの提供が可能となる。

本発明の実施の形態１による交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システムの一例を示す構成図である。 本発明の実施の形態１による交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システムの詳細を示す構成図である。 図２の電力変換器の構成図である。 図３のインバータ制御部のブロック図である。 図４の発電機界磁電圧制御部のブロック図である。 図４のインバータ電流制御部のブロック図である。 本発明の実施の形態１による交流励磁機のｄｑ軸等価回路を示す図である。 本発明の実施の形態１によるスコット変圧器の等価回路を示す図である。 本発明の実施の形態１による回転整流器と同期発電機界磁巻線の等価回路を示す図である。 本発明の実施の形態２によるインバータ制御部のブロック図である。 本発明の実施の形態３によるインバータ制御部のブロック図である。 図１１の同期発電機界磁電圧推定値補正部のブロック図である。 図１２のテーブルの一例を示す図である。 本発明の実施の形態４による交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システムの一例を示す構成図である。

以下に、本発明にかかる交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この発明は、この実施の形態だけに限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システムの一例を示す構成図である。発電システム１００は、同期発電機１と交流ブラシレス励磁装置２と回転整流器３と静止型周波数変換器（ＳＦＣ）４を備えるものである。同期発電機１は、界磁巻線型で同期発電機電機子巻線２１と同期発電機界磁巻線２２を備えるものである。交流ブラシレス励磁装置２の交流出力は、回転整流器３に接続され、回転整流器３で整流された後、同期発電機界磁巻線２２を直流励磁する。通常の発電時は、発電電力を同期発電機電機子巻線２１の出力線６を介して送電している。開閉器５は通常の発電時は開路されている。同期発電機１の起動時は、開閉器５を閉路して電源７から電力を供給されるＳＦＣ４を同期発電機電機子巻線２１に接続し、加速していく。ここで、電源７は例えば発電所内の電源系統に接続された図示しない変圧器の出力に相当する。変圧器の出力電圧はＳＦＣ４の入力に適合する電圧となっている。

交流ブラシレス励磁装置２は、交流励磁機１１と、電力変換器１２と、励磁方式切替え装置１３と、サイリスタ励磁装置１４と、三相交流から２組の単相交流を得ることができる変圧器であるスコット変圧器１５を備える。

交流励磁機１１は、交流励磁機電機子巻線２３と交流励磁機ｄ軸界磁巻線２４と交流励磁機ｑ軸界磁巻線２５で構成される。以降では交流励磁機界磁巻線２４、２５とまとめて呼ぶことがある。交流励磁機電機子巻線２３は回転子であって、同期発電機１の回転軸と直結されている。交流励磁機電機子巻線２３は三相巻線で交流ブラシレス励磁装置２の交流出力となっている。交流励磁機界磁巻線２４、２５は固定子である。これらの固定子は二相巻線構成であって、励磁方式切替え装置１３と接続されている。なお、上記交流励磁機界磁巻線２４、２５のｄ軸、ｑ軸は、入れ替わっても同様の説明が成り立つ。

励磁方式切替え装置１３は、交流励磁機界磁巻線２４、２５の直流励磁と交流励磁を切替える装置である。直流励磁を行う際は、開閉器３４ａ、３４ｂを開路し、３５ａ、３５ｂ、３５ｃを閉路する。このとき交流励磁機界磁巻線２４、２５は直列接続される。交流励磁を行う際は、開閉器３４ａ、３４ｂを閉路し、３５ａ、３５ｂ、３５ｃを開路する。このとき交流励磁機界磁巻線２４、２５は、上述のように交流励磁機のｄｑ直交軸を構成する。励磁方式切替え装置１３の入力部には、サイリスタ励磁装置１４の出力とスコット変圧器１５の出力とが接続される。直流励磁を行う際には、サイリスタ励磁装置１４の出力が交流励磁機界磁巻線２４、２５に接続される。交流励磁を行う際には、スコット変圧器１５の出力が交流励磁機界磁巻線２４、２５に接続される。

同期発電機１の通常運転時には電源９から供給される交流電流をサイリスタ励磁装置１４で整流し、交流励磁機１１は直流励磁で動作させる。ここで、電源９は例えば交流励磁機１１の回転軸に直結された図示しない永久磁石発電機により供給される。また、発電所内の電源系統から図示しない変圧器を介して供給することもできる。
なお、ここでは交流励磁機１１を直流励磁で動作させる際にサイリスタ励磁装置１４を用いたが、電源９から供給される交流を入力とし直流を出力して交流励磁機界磁巻線２４、２５に直流電流を流すことのできる電圧形電力変換器など別の形態の整流器を使用することができるのは自明である。

次に、同期発電機１の起動時について説明する。電源８は電力変換器１２に電力を供給する。電源８は例えば発電所内の電源系統から図示しない変圧器を介して得る。電力変換器１２は例えばダイオード整流器３１と平滑コンデンサ３２と電圧形三相インバータ３３からなる。電圧形三相インバータ３３は例えば自己消弧型半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と逆並列に接続されたダイオードにより構成される。さらに、ここには示さないが、ＩＧＢＴのゲート信号を生成したり、保護機能を担ったりする制御部を有することも明らかである。制御部はさらに発電システム１００内の図示しない検出器（例えば、電流検出器、電圧検出器、速度検出器などが挙げられる）や他の制御手段との信号の授受を行う機能を備えることもある。また、ダイオード整流器３１の入力や出力にリアクトルが接続されることもあるのは言うまでもない。

電源８から供給された交流電力はダイオード整流器３１で整流される。電力変換器１２の出力は電圧形三相インバータ３３の出力であって、可変電圧あるいは可変周波数の三相交流（いずれか一方の三相交流の場合と両方の三相交流の場合とがある）をスコット変圧器１５に入力する。
スコット変圧器１５は三相交流から２組の単相交流を得ることができる変圧器であるが、具体的には９０°の位相差を持った二相（ｄｑ軸）の交流を得る手段として使用している。スコット変圧器１５の出力の片方を交流励磁機ｄ軸界磁巻線２４に、他方を交流励磁機ｑ軸界磁巻線２５に印加することにより、交流励磁機１１はｄｑ軸交流励磁で動作させる。

なお、電圧形三相インバータ３３の出力電圧は矩形波状であるから、高調波成分を除去して交流励磁機界磁巻線２４、２５にサージ電圧が印加されることを防いだり、電圧を正弦波状にしたりする目的で、スコット変圧器１５の入力側または出力側に高周波成分を除去するフィルタを設けることがある。

次に、交流励磁機１１を交流励磁した場合に交流励磁機電機子巻線２３に出力電圧が発生する仕組みを説明する。交流励磁機１１の極対数をｐ、交流励磁機界磁巻線２４、２５に印加する励磁周波数をｆ１［Ｈｚ］とおいた場合、同期速度Ｎｓ［ｒ／ｍｉｎ］は式（１）のようになる。すべりｓは回転速度をＮ［ｒ／ｍｉｎ］とした場合、式（２）で表せる。
Ｎｓ＝６０×ｆ１／ｐ ・・・（１）
ｓ＝（Ｎｓ−Ｎ）／Ｎｓ ・・・（２）

静止している場合、すなわちＮ＝０においてはｓ＝１、回転方向と同方向に回転磁界を励磁した場合には、すべりｓが減少していき、同期速度Ｎ＝Ｎｓで回転しているとｓ＝０となる。回転方向と逆方向に回転磁界を励磁した場合にはすべりｓが増加していき、Ｎ＝−Ｎｓで回転しているとｓ＝２となる。交流励磁機電機子巻線２３の電圧、すなわち回転整流器３の入力電圧をＥ２［Ｖ］、交流励磁機界磁巻線２４、２５に印加する電圧をＥ１［Ｖ］としたとき、Ｅ２は式（３）のように表せる。
Ｅ２＝Ｋ１×ｆ１×ｓ×Ｅ１ ・・・（３）
ただし、Ｋ１は一定値である。

さらに、回転方向と逆方向に回転磁界を励磁するとき（Ｎ≦０）、回転周波数ｆ２［Ｈｚ］は式（４）で示すことができ、ｆ１とｆ２を用いてすべりを表現すると式（５）のようになる。
ｆ２＝−Ｎ×ｐ／６０ ・・・（４）
ｓ＝（ｆ１＋ｆ２）／ｆ１ ・・・（５）
なお、Ｅ２の周波数はすべり周波数となるから、式（６）で示せる。
ｓ×ｆ１＝ｆ１＋ｆ２ ・・・（６）

式（３）と式（６）によれば、静止中（ｓ＝１）であっても交流励磁（ｆ１≠０）を行えばＥ２が得られ、回転整流器３の入力に励磁周波数ｆ１［Ｈｚ］の交流電流を流すことができるのである。さらに、式（３）によれば、Ｅ１が一定であるならばＥ２は励磁周波数ｆ１とすべりｓの積に比例することが明らかである。このため、静止時（ｓ＝１）に所定のＥ２を得たい場合にはｆ１を大きくとればＥ１を小さくすることができる。また、回転方向と逆方向に回転磁界を励磁すれば加速に伴いすべりｓが大きくなっていくので、ｆ１を一定に保てばＥ１は小さくなっていく。

次に、起動時の発電システム１００の動作を説明する。同期発電機１は、起動開始時には図示しない外部の装置により機械的にトルクを与えられ、例えば３ｒ／ｍｉｎ（３ｍｉｎ^-1）といった極低速で回転している。同期発電機界磁巻線２２に起動時に必要な同期発電機界磁電流Ｉｆが流れるような同期発電機界磁電圧Ｖｆが印加されるよう、交流ブラシレス励磁装置２は交流励磁機電機子巻線２３の電圧Ｅ２を出力する。必要なＥ２が決定されれば式（３）より交流励磁機界磁巻線２４、２５に印加する電圧Ｅ１が決定する。電力変換器１２は決定したＥ１を得られるような励磁周波数ｆ１、振幅Ｖｉｎｖの電圧を出力する。式（３）からｆ１を高くすればＶｉｎｖを小さくできることは明らかである。同期発電機界磁電流Ｉｆが上昇してくると、ＳＦＣ４は同期発電機１の回転子の位置を検出ないしは推定し、それに応じた周波数と位相の電流を出力し、同期発電機電機子巻線２１に印加する。これにより、同期発電機１は徐々に加速していく。

一般に、ＳＦＣ４は、同期発電機１が上述のような極低速で回転しているときに、同期発電機１の電機子電圧が運転周波数に比例して増加するように、出力電流を与える。これにより、同期発電機１の運転周波数が上昇して、同期発電機１は加速する。このとき、ｆ１を一定に保つ場合には、加速するにつれＶｉｎｖを低減して同期発電機界磁電圧Ｖｆが一定になるようにする（Ｖｉｎｖが可変電圧である）。あるいは、Ｖｉｎｖを一定に保ちｆ１を低減してもよいし（ｆ１が可変周波数である）、ｆ１とＶｉｎｖ両方を変化させて同期発電機界磁電圧Ｖｆが一定になるようにしてもよい。

そして、同期発電機１の運転周波数が上昇し運転モード切替え周波数ｆｓｇ１に達したときの電機子電圧をＶｓｇ１とする。この場合の電機子電圧Ｖｓｇ１は、同期発電機１の電機子電圧の定格値未満であって、例えばＳＦＣ４の定格出力電圧である。その後、運転周波数がｆｓｇ１を超す領域では、電機子電圧が一定になる条件で運転する。このとき、電機子電圧をＶｓｇ１の値を一定に保つために運転周波数に応じてＶｆを低減していくので、加速するにつれ、より一層、Ｖｉｎｖやｆ１を低減していくことができる。

なお、ここではＶｆを一定値から可変値に切替える基準を運転周波数としたが、電機子電圧としてもよいし、発電システム１００内の他の制御手段から与えられる信号としてもよいのは言うまでもない。

ここで、同期発電機界磁電圧Ｖｆを一定に制御する方法について説明する。図２は本発明の実施の形態１にかかる交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システムの詳細構成図であって、図１の交流ブラシレス励磁装置２を備えた発電システム１００の構成図を更に詳細に示したものである。

計器用変圧器２６は同期発電機１の電機子電圧Ｖｓを検出するために設けられており、低圧側の電圧をここではＶｔとする。計器用変圧器２６の二次側はＹ結線となっており、二次側の相電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｖ、Ｖｔｗを電力変換器１２に入力する。交流ブラシレス励磁装置２には、さらに、電流検出器１６ａ、１６ｂと電圧検出器１７ａ、１７ｂ、１７ｃが設けられており、これらの検出器で得られた検出値を電力変換器１２に入力している。
電流検出器１６ａ、１６ｂは電力変換器１２の出力電流（インバータ出力電流）Ｉｉｕ、Ｉｉｗを検出するもので、残り一相のＩｉｖについては電力変換器１２が三相３線式であることから式（７）で演算することにしているが、電流検出器を設けてもよいのは言うまでもない。
Ｉｉｖ＝−Ｉｉｕ−Ｉｉｗ ・・・（７）

さらに、電流検出する相はＵ相とＷ相に限るものではなく、三相のうちの二相を選択すればよい。電圧検出器１７ａ、１７ｂ、１７ｃは電力変換器１２の出力相電圧（インバータ出力相電圧）Ｖｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗを検出する。ここでは相電圧として検出しているが、線間電圧として検出してもよいし、三相のうち二相を検出して残り一相を演算して求めてもよいのは言うまでもない。さらには計器用変圧器２６の二次側はＹ結線ではなくΔ結線でもよい。

図３は図２の電力変換器１２の構成図である。図３の電力変換器１２はインバータ制御部３６を備える。インバータ制御部３６には検出値であるＶｔｕ、Ｖｔｖ、Ｖｔｗ、Ｉｉｕ、Ｉｉｗ、Ｖｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗが入力され、電圧形三相インバータ３３のゲート信号が出力される。なお、インバータ制御部３６に計器用変圧器２６の二次側の相電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｖ、Ｖｔｗを直接入れる必要はなく、別の計器用変圧器を用いるなどしてインバータ制御部３６に適したレベルに変換して入力できることは言うまでもない。

また、線間電圧や二相を使用してもよく、最終的にインバータ制御部３６に入力された検出値と内部演算により同期発電機１の電機子相電圧Ｖｓｕ、Ｖｓｖ、Ｖｓｗを得ることができればよい。

以下では、インバータ制御部３６の構成を説明する。図４は図３のインバータ制御部３６のブロック図である。
同期発電機界磁電圧指令値Ｖｆｒｅｆは、例えばインバータ制御部３６の内部に固定値として保持している。あるいは図示しない他の制御手段から同期発電機１の定数や周囲温度などの状態に応じた値を受け取る場合もある。界磁電圧一定制御時にはＶｆｒｅｆは一定値となるが、回路は誘導性であるから電圧形三相インバータ３３の停止状態が解除され、出力電流が０の状態から電圧を出力する初期には、過電流を防ぐためＶｆｒｅｆを徐々に上昇させていくとよい。

同期発電機界磁電圧Ｖｆを同期発電機界磁電圧指令値Ｖｆｒｅｆに制御するためには同期発電機界磁電圧Ｖｆの検出値を用いてフィードバック制御を行うのがよい。しかしながら、電力変換器１２は静止しているが同期発電機界磁巻線２２は回転しているため、同期発電機界磁電圧Ｖｆを直接検出するためには、スリップリングが必要となる。このため、図２の発電システム１００においては、同期発電機界磁電圧Ｖｆを直接検出することはせず、同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈを使用して同期発電機界磁電圧Ｖｆを一定に制御する。

Ｖｆｒｅｆと同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈは、同期発電機界磁電圧制御部４１に入力される。図５は図４の同期発電機界磁電圧制御部４１のブロック図である。同期発電機界磁電圧制御部４１はフィードバック制御を行い、インバータ電流振幅指令値Ｉｉｒｅｆを出力する。同期発電機界磁電圧制御器４７は、例えば比例積分制御器である。

Ｉｉｒｅｆは電流振幅として得ているから、インバータ電流指令値生成部４２でインバータの各相瞬時値を生成する。インバータ電流指令値生成部４２には、さらにインバータ周波数指令値ｆ１ｒｅｆを入力する。Ｉｉｒｅｆとｆ１ｒｅｆを用いて式（８）〜式（１０）のようにインバータ電流指令値Ｉｉｕｒｅｆ、Ｉｉｖｒｅｆ、Ｉｉｗｒｅｆを生成す
る。
Ｉｉｕｒｅｆ＝Ｉｉｒｅｆ×ｓｉｎ（２π×ｆ１ｒｅｆ×ｔ） ・・・（８）
Ｉｉｖｒｅｆ＝Ｉｉｒｅｆ×ｓｉｎ（２π×ｆ１ｒｅｆ×ｔ−２π／３）・・・（９）
Ｉｉｗｒｅｆ＝Ｉｉｒｅｆ×ｓｉｎ（２π×ｆ１ｒｅｆ×ｔ＋２π／３）
・・・（１０）

ここで、ｔは時刻であって、必ずしもＳＦＣ４などと同期させる必要はなく、内部で作成してよい。位相に関しても式（８）〜式（１０）のように決定する必要はなく、三相平衡であればよい。ｆ１ｒｅｆは固定値として内部で持っていてもよいし、回転速度などシステム状態に応じて変化させてもよい。正弦波演算に関しても、逐次演算を行ってもよいしテーブル参照で求めてもよい。

インバータ電流指令値Ｉｉｕｒｅｆ、Ｉｉｖｒｅｆ、Ｉｉｗｒｅｆとインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗはインバータ電流制御部４３に入力される。図６は図４のインバータ電流制御部４３のブロック図である。インバータ電流制御部４３はフィードバック制御を行い、インバータ電圧指令値Ｖｉｕｒｅｆ、Ｖｉｖｒｅｆ、Ｖｉｗｒｅｆを出力する。相電流制御部４８ａ、４８ｂ、４８ｃは同じ構成であるから、Ｕ相の相電流制御部４８ａを代表例とし、これについて説明する。相電流制御部４８ａはＩｉｕｒｅｆとＩｉｕを入力し、フィードバック制御を行いＶｉｕｒｅｆを出力する。インバータ電流制御器４９は、比例積分制御器あるいは比例制御器で実現できる。

インバータ電圧指令値Ｖｉｕｒｅｆ、Ｖｉｖｒｅｆ、Ｖｉｗｒｅｆはゲート信号生成部４４に入力され、電圧形三相インバータ３３のＩＧＢＴのゲート信号が出力される。ゲート信号生成部４４は、電圧形三相インバータ３３の出力相電圧がインバータ電圧指令値Ｖｉｕｒｅｆ、Ｖｉｖｒｅｆ、Ｖｉｗｒｅｆ相当になるように、ゲート信号を生成する。例えば、電圧利用率を向上させるため零相電圧を重畳した後、平滑コンデンサ３２両端の電圧で規格化し、三角波キャリアと比較する。

なお、ここではインバータ電流指令値生成部４２で三相の電流指令値を生成して、インバータ電流制御部４３では三相個別に電流制御を行う例を示したが、ｄｑ軸上の電流指令値を生成しｄｑ軸上で電流制御を行った後、ｄｑ軸から三相に変換してインバータ電圧指令値Ｖｉｕｒｅｆ、Ｖｉｖｒｅｆ、Ｖｉｗｒｅｆを求めてもよい。

あるいは、一旦、インバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗからインバータ電流振幅検出値を求めて、インバータ電流振幅指令値Ｉｉｒｅｆとインバータ電流振幅検出値を用いてインバータ電流振幅制御を行った後、個別の電流制御を行ってもよい。
また、検出値はハードウェアまたはソフトウェアによるローパスフィルタを設けて、ノイズや制御に不要な高周波成分を除去してもよい。

次に、同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈの推定方法を説明する。同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈはインバータ出力相電圧Ｖｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗと回転子機械角回転角速度推定値ωｈから同期発電機界磁電圧推定部４６で推定する。

回転子機械角の回転角速度推定値ωｈは、計器用変圧器２６の二次側の相電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｖ、Ｖｔｗから、回転子機械角の回転角速度推定部４５で推定する。Ｖｔｕ、Ｖｔｖ、Ｖｔｗは概ね同期発電機１の電機子相電圧Ｖｓｕ、Ｖｓｖ、Ｖｓｗの波形と等価とみなせる。今、同期発電機１はＳＦＣ４で駆動されているので、電機子相電圧Ｖｓｕ、Ｖｓｖ、Ｖｓｗは高調波を含む波形であるが、基本波周波数は同期発電機１の電気角回転速度とみなしてよい。

また、同期発電機１の極対数は既知であり、一般には１であるから、Ｖｓｕ、Ｖｓｖ、ＶｓｗあるいはＶｔｕ、Ｖｔｖ、Ｖｔｗの基本波周波数が推定できれば、回転子機械角回転角速度が推定できる。回転子機械角の回転角速度推定部４５は、例えば位相同期器を有し、Ｖｓｕ、Ｖｓｖ、ＶｓｗあるいはＶｔｕ、Ｖｔｖ、Ｖｔｗの位相を推定すると共に、回転子機械角の回転角速度推定値ωｈを求めて出力する。なお、本実施の形態では回転子機械角の回転角速度を推定することとしたが、速度検出器を設けて、直接、回転子機械角の回転角速度ωを検出してもよいし、ＳＦＣ４などから検出値を受け取ってもよいのは無論である。

次に、交流励磁機１１を交流励磁している際の交流励磁機界磁巻線２４、２５から見た等価回路を図７に示す。ここで、Ｅ１ｄはｄ軸界磁電圧、Ｅ１ｑはｑ軸界磁電圧、Ｅ２ｄはｄ軸電機子電圧、Ｅ２ｑはｑ軸電機子電圧、Ｉ１ｄはｄ軸界磁電流、Ｉ１ｑはｑ軸界磁電流、Ｉ２ｄはｄ軸電機子電流、Ｉ２ｑはｑ軸電機子電流である。つまり、交流励磁機界磁巻線２４、２５に印加される電圧がＥ１ｄ、Ｅ１ｑである。交流励磁機電機子巻線２３の出力電圧をｄｑ軸で表現したものがＥ２ｄ、Ｅ２ｑである。ＲｐｈＦは界磁抵抗、ＲｐｈＡは電機子抵抗、ＬｌＦは界磁漏れインダクタンス、ＬｌＡは電機子漏れインダクタンス、ＬａｄＦはｄ軸界磁磁化インダクタンス、ＬａｑＦはｑ軸界磁磁化インダクタンス、ＬａｄＡはｄ軸電機子磁化インダクタンス、ＬａｑＡはｑ軸電機子磁化インダクタンス、ωＦは界磁励磁周波数、ωＡは電機子出力周波数である。

ここで、ωＦはインバータ周波数指令値ｆ１ｒｅｆを用いて式（１１）のように示せる。ωＡはωＦ、交流励磁機１１の極対数ｐ、回転子機械角の回転角速度推定値ωｈを用いて式（１２）のように示せる。
ωＦ＝２π×ｆ１ｒｅｆ ・・・（１１）
ωＡ＝ωＦ＋ｐ×ωｈ ・・・・・（１２）

交流励磁機界磁巻線２４、２５にはスコット変圧器１５の二次巻線が接続される。スコット変圧器１５の等価回路を図８に示す。ここで、Ｒｔｒは巻線抵抗、Ｌｔｒは漏れインダクタンスで二次側に換算されている。図８の等価回路はｄｑ軸等価回路であって、スコット変圧器１５の入力三相をｄｑ軸に換算した後、理想変圧器で電圧を変換しているものである。インバータ出力相電圧Ｖｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗをｄｑ軸に換算したものがＶｉｄ、Ｖｉｑ、インバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗをｄｑ軸に換算したものがＩｉｄ、Ｉｉｑである。これらの換算はスコット変圧器１５と交流励磁機１１の等価回路定数と整合するように行うことは言うまでもない。

交流励磁機電機子巻線２３には回転整流器３が接続される。回転整流器３の出力には同期発電機１の同期発電機界磁巻線２２が接続される。図９はこの部分の等価回路である。回転整流器３には交流励磁機１１の電機子線間の電圧Ｅ２、電機子電流Ｉ２が入力され、同期発電機界磁電圧Ｖｆ、同期発電機界磁電流Ｉｆが出力される。Ｅ２の周波数はωＡである。Ｒｆは同期発電機界磁抵抗、Ｌｆは同期発電機界磁巻線インダクタンスである。Ｌｆの値はＲｆの値と比較して十分大きいため、Ｉｆはほぼ一定とみなす。

ここで、回転整流器３がダイオード整流器であるとする。交流電圧を整流したときの平均電圧は電機子線間電圧実効値Ｖ２を用いて表すことができる。さらに、交流側のインダクタンスＬｃやωＡ、Ｉｆから転流により生じる平均電圧の低下分を考慮する。ＶｆとＩｆの関係は式（１３）のように示せるから、ＶｆはＶ２、ωＡ、Ｌｃ、Ｒｆを用いた式で表せる。
Ｖｆ＝Ｒｆ×Ｉｆ ・・・（１３）

Ｒｆは同期発電機１の定数である。Ｌｃは図７、図８の等価回路より求めることができる。ωＡは式（１１）、式（１２）より、ｆ１ｒｅｆと回転子機械角の回転角速度推定値ωｈから導出できる。したがって、Ｅ２を導出することができれば同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈを得ることができることがわかる。

図７、図８の等価回路を用いて、抵抗成分を無視するなどして簡略化すれば、Ｖｉｄ、Ｖｉｑの実効値からＥ２を推定することができる。つまり、Ｖｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗとωｈが同期発電機界磁電圧推定部４６に入力されると、図７、図８、図９の回路から得られた式を用いて計算したＶｆｈが出力されるのである。このとき、スコット変圧器１５の変圧比や交流励磁機１１の巻数比を考慮して各値を換算するのは無論である。また、定数の一部を可変値としてインダクタンス成分の飽和を考慮したり、回転速度を考慮したりすることができる。

また、ここでは同期発電機界磁電圧推定部４６に相電圧瞬時値であるＶｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗを入力する例について説明したが、ｄｑ軸に変換した後の値や実効値相当を入力することもできるのは言うまでもない。

さらに、図７、図８、図９の回路から得られた式を用いて計算したＶｆｈを直接用いるのではなく、ゲインやオフセット重畳により補正した後の値をＶｆｈとして出力できるのも無論である。

このように、電力変換器１２は、可変電圧または可変周波数を出力することができるから、スコット変圧器１５では、９０°の位相差を持った二相の可変電圧または可変周波数の出力が得られる。スコット変圧器１５の出力電圧は励磁方式切替え装置１３に入力され、その出力が交流励磁機界磁巻線２４、２５に印加される。したがって、交流励磁機界磁巻線２４、２５には９０°の位相差を有する可変電圧または可変周波数を入力することができる。

交流励磁機界磁巻線２４、２５の入力電圧を変化させると回転整流器３の入力となる交流ブラシレス励磁装置２の交流出力が変化するから、Ｖｆを上記に説明したようなＳＦＣ４による同期発電機１の起動に適した一定値に制御することができる。なお、ここではＳＦＣ４を同期発電機１の起動に用いた場合について説明したが、起動以外の目的でＳＦＣ４を用いて同期発電機１を駆動する際にも、本交流ブラシレス励磁装置２を使用することができるのは明らかである。

また、インバータ制御部３６が同期発電機界磁電圧制御部４１やインバータ電流制御部４３を備えるので、同期発電機１の加速に伴い交流励磁機１１のすべりが変化した場合にも同期発電機界磁電圧Ｖｆを一定に制御できる。

したがって、交流励磁機１１を用いて同期発電機１を励磁していても、ＳＦＣ４が同期発電機１の電機子電圧が運転周波数に比例して増加するように出力電流を与えている期間に同期発電機界磁電圧Ｖｆを一定に保つことで、同期発電機界磁電流Ｉｆを一定に保つことができ、良好に同期発電機１を加速できる。

さらに、同期発電機界磁電圧Ｖｆを一定に制御しながら、同期発電機１の加速に伴い交流励磁機１１の励磁周波数ｆ１を変化させて、交流励磁機１１の界磁入力容量を調整することも可能となる。
加えて、インバータ制御部３６が同期発電機界磁電圧推定部４６を備え、同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈを求めて発電機界磁電圧を一定させる制御に使用するため、同期発電機界磁電圧Ｖｆを検出する必要がないので、スリップリングが不要となり、小型、低コス
ト化を図ることができるうえ、保守性も向上する。

なお、本実施の形態１では同期発電機１の駆動にＳＦＣ４を用いる場合について説明したが、同期発電機１を同期電動機として駆動する際に必要となる、回転速度に応じた周波数と振幅の電流を印加することができる電圧形インバータなど、他の電力変換器をＳＦＣ４の代わりに用いることができるのは自明である。
さらに、同期発電機１は、タービン等を接続して有効電力を供給するものに限定されず、無効電力のみを供給するものであってもよいことも自明である。

ここで、交流励磁機１１の励磁方式を切替えるタイミングについて説明しておく。起動時など回転子機械角の回転角速度ωが低い場合には必要な同期発電機界磁電圧Ｖｆを得るために交流励磁する。ωの上昇に伴い直流励磁でも必要なＶｆを得ることができるようになれば直流励磁に切替えることができる。そして、少なくとも同期発電機１の通常運転時には従来と同様にサイリスタ励磁装置１４を用いて直流励磁する。

以上に説明したように、本実施の形態にかかる交流ブラシレス励磁装置２を備えた発電システム１００は、交流励磁機ｄ軸界磁巻線２４と交流励磁機ｑ軸界磁巻線２５と励磁方式切替え装置１３を設けて、交流励磁機１１を同期発電機１の起動時に交流励磁し、通常運転時に直流励磁できる。さらに直流励磁を行う際には、交流励磁機ｄ軸界磁巻線２４と交流励磁機ｑ軸界磁巻線２５を直列接続して、直流電流を流すことから、交流励磁機界磁巻線２４、２５に流れる電流が等しく、両者で発生する損失がバランスし、温度変化を均等に保つという効果を示す。

本実施の形態の交流ブラシレス励磁装置２を備えた発電システム１００は、電力変換器１２を備えるため、交流励磁機１１の交流励磁機界磁巻線２４、２５に可変電圧または可変周波数の交流励磁を行うことができる。このため、同期発電機起動時の同期発電機界磁電圧Ｖｆや同期発電機界磁電流Ｉｆを回転速度に関わらず一定値に保つことができる。

また、電力変換器１２が可変周波数の交流を出力できるため、商用周波数よりも高い周波数で交流励磁機１１の交流励磁機界磁巻線２４、２５を励磁することができる。このため、同期発電機１の回転速度が低い領域でも交流励磁機１１の界磁入力容量低減が図れるという、これまでにない顕著な効果を奏する。その結果、電力変換器１２の容量も低減でき、小型、低コスト化が図れる。
更には、直流励磁を行う交流電流をサイリスタ励磁装置１４を通常運転時のみ使用する場合には、従来と同じ仕様のものを適用できる。

実施の形態２．
図１０は、本発明の実施の形態２にかかる交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システム１００の、インバータ制御部３６のブロック図である。以下、実施の形態１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分のみ述べる。図４のインバータ制御部３６と異なるのは、同期発電機界磁電圧推定部４６にインバータ出力相電圧Ｖｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗと回転子機械角回転角速度推定値ωｈに加えて、インバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗも入力されるところである。

インバータ出力電流を用いると、図７、図８、図９の回路から同期発電機界磁電流Ｉｆを求める式が導出できる。これによりＩｆの推定値も利用して転流により生じる平均電圧の低下分を考慮して同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈを得ることができる。なお、ここでは同期発電機界磁電圧推定部４６に三相瞬時値のＩｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを入力する例を説明したが、ｄｑ軸に変換した後の値を入力することができるのは言うまでもない。

以上に説明したように、本実施の形態２にかかる交流ブラシレス励磁装置２を備える発電システム１００は、同期発電機界磁電圧推定部４６にインバータ出力相電圧Ｖｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗと回転子機械角の回転角速度推定値ωｈに加えてインバータ出力電流Ｉｉｕ、Ｉｉｖ、Ｉｉｗを入力する。したがって、実施の形態１の効果に加えて同期発電機界磁電流Ｉｆを考慮した同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈを得られるという効果を奏する。

実施の形態３．
図１１は本発明の実施の形態３にかかる交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システム１００のインバータ制御部３６のブロック図である。以下、実施の形態１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分のみ述べる。図４のインバータ制御部３６と異なるのは、同期発電機界磁電圧推定部４６から出力された同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈと回転子機械角回転角速度推定値ωｈを入力とし、同期発電機界磁電圧補正値Ｖｆｈ２を出力とする同期発電機界磁電圧の推定値補正部５０を備えているところである。同期発電機界磁電圧制御部４１にはＶｆｈ２が入力され、同期発電機界磁電圧Ｖｆが同期発電機界磁電圧指令値Ｖｆｒｅｆになるよう制御される。

同期発電機界磁電圧推定部４６は、図７、図８、図９の回路から導出される式でＶｆｈを推定している。このため、実際の値Ｖｆに対しては誤差を有する可能性がある。
まず、Ｖｆｈ＞Ｖｆの誤差を持っている場合について説明する。このときＶｆｈを用いて界磁電圧制御を行うと概ねＶｆｈ＝Ｖｆｒｅｆとなるから、Ｖｆ＜Ｖｆｒｅｆとなって界磁電圧が不足する。逆にＶｆｈ＜Ｖｆの誤差を持っている場合にはＶｆ＞Ｖｆｒｅｆとなって界磁電圧が過剰になる。界磁電圧が不足すると同期発電機１の加速が遅くなり、界磁電圧が過剰になると加速が速くなる。

同期発電機１の回転速度変化率はＳＦＣ４により起動できる範囲内に維持される必要がある。したがって、同期発電機界磁電圧の推定値補正部５０においてＶｆｈを回転速度変化率で補正したＶｆｈ２を用いて界磁電圧制御を行うことにする。図１２は図１１の同期発電機界磁電圧の推定値補正部５０のブロック図である。ωｈは変化量演算器５１に入力される。変化量演算器５１は、例えば前回入力値との差分からωｈの単位時間あたりの変化量を求めるもので、回転速度変化量ｄωｈを出力する。ｄωｈは絶対値演算器５２で正の値である回転速度変化量絶対値｜ｄωｈ｜にされた後、テーブル５３に入力され、補正ゲインＫｄωが決定される。乗算器５４は、ＶｆｈとＫｄωを乗算しＶｆｈ２を出力する。

図１３はテーブル５３の一例である。｜ｄωｈ｜が許容される範囲内にある場合はＫｄω＝１を出力し、｜ｄωｈ｜が許容される範囲より大きいとＫｄω＞１、｜ｄωｈ｜が許容される範囲より小さいとＫｄω＜１を出力するようになっている。これにより、｜ｄωｈ｜が大きいとＫｄω＞１が出力されるからＶｆｈ２＞Ｖｆｈとなり、界磁電圧が減少する方向となる。逆に｜ｄωｈ｜が小さいとＫｄω＜１が出力されるからＶｆｈ２＜Ｖｆｈとなり、界磁電圧が増加する方向となる。
なお、テーブル５３は、ｄωｈに加えωｈに依存してＫｄωを得る形態としても良いし、演算式でＫｄωを求めるようにしても良い。

以上説明したように、本実施の形態３にかかる交流ブラシレス励磁装置２を備える発電システム１００は、インバータ制御部３６に同期発電機界磁電圧の推定値補正部５０を備えるため、同期発電機界磁電圧推定値Ｖｆｈの誤差が大きく回転速度変化率が望ましい範囲から外れた場合に、推定値を補正することができる。したがって、実施の形態１または実施の形態２の効果に加えて、スリップリングを用いて同期発電機界磁電圧Ｖｆを直接検出しないことに起因して同期発電機界磁電圧推定値ＶｆｈがＶｆに対して誤差を有する場合にも回転速度変化率を調整して同期発電機１をＳＦＣ４で駆動できる状態に保つことができるという顕著な効果を示す。

実施の形態４．
図１４は本発明の実施の形態４にかかる交流ブラシレス励磁装置を備えた発電システム１００の構成図である。以下、実施の形態１、２、３と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分のみ述べる。図２の交流ブラシレス励磁装置２を備えた発電システム１００と異なるのは、電力変換器１２が電圧形三相インバータ３３の代わりに電圧形単相インバータ３７ａ、３７ｂを備えることと、スコット変圧器１５の代わりに単相変圧器１８ａ、１８ｂを備えることである。

この実施の形態４では、単相変圧器１８ａの二次巻線が、交流励磁機ｄ軸界磁巻線２４に接続され、単相変圧器１８ｂの二次巻線が、交流励磁機ｑ軸界磁巻線２５に接続されている。単相変圧器１８ａの一次巻線には電圧形単相インバータ３７ａの出力、単相変圧器１８ｂの一次巻線には電圧形単相インバータ３７ｂの出力が接続されている。電圧形単相インバータ３７ａ、３７ｂは出力電流の振幅と周波数が等しく、９０°の位相差を持つように電圧を出力する。これにより、電圧形三相インバータ３３とスコット変圧器１５を用いて交流励磁機界磁巻線２４、２５を交流励磁するのと同様に、電圧形単相インバータ３７ａ、３７ｂと単相変圧器１８ａ、１８ｂを用いて、交流励磁機界磁巻線２４、２５を交流励磁することができる。

なお、電圧形単相インバータ３７ａ、３７ｂの出力電圧は矩形波状であるから、高調波成分を除去して交流励磁機界磁巻線２４、２５にサージ電圧が印加されることを防いだり、電圧を正弦波状にしたりする目的で、単相変圧器１８ａ、１８ｂの入力側または出力側に高周波成分を除去するフィルタを設けることがある。

また、ここでは、ダイオード整流器３１と平滑コンデンサ３２は共通としたが、個別に設けることもできる。さらに、異なる電源から電力を供給することもでき、電圧形単相インバータ３７ａ、３７ｂの出力が絶縁されている場合には、単相変圧器１８ａ、１８ｂは省略してもよい。

電圧形単相インバータ３７ａ、３７ｂの出力には、それぞれ電流検出器１６ａ、１６ｂと電圧検出器１７ａ、１７ｂが設けられている。
電力変換器１２はインバータ制御部３６を備えており、電圧形単相インバータ３７ａ、３７ｂにゲート信号を与える。インバータ制御部３６には、計器用変圧器２６の二次側の相電圧Ｖｔｕ、Ｖｔｖ、Ｖｔｗと、電流検出器１６ａ、１６ｂの検出値Ｉｉｄ、Ｉｉｑと、電圧検出器１７ａ、１７ｂの検出値Ｖｉｄ、Ｖｉｑと、が入力される。インバータ制御部３６を構成する図１４には図示しないが、インバータ電流指令値生成部４２とインバータ電流制御部４３は、三相ではなくｄｑ軸として扱い、同様に図示しないゲート信号生成部４４においてｄ軸の電圧指令値から電圧形単相インバータ３７ａのゲート信号、ｑ軸の電圧指令値から電圧形単相インバータ３７ｂのゲート信号を生成すればよい。

また、同様に図１４には図示しないが、同期発電機界磁電圧推定部４６にもＶｉｄ、ＶｉｑやＩｉｄ、Ｉｉｑを入力することになるが、これらをｄｑ軸に換算した後の値として扱えばよい。

以上に説明したように、本実施の形態４にかかる交流ブラシレス励磁装置２を備える発電システム１００は、電力変換器１２が電圧形三相インバータ３３の代わりに電圧形単相インバータ３７ａ、３７ｂを備え、スコット変圧器１５の代わりに単相変圧器１８ａ、１８ｂを備えたので、実施の形態１から実施の形態３のいずれかにかかる交流ブラシレス励磁装置２を備える発電システム１００の効果に加えて、スコット変圧器１５を用いることなく、構造が簡単な単相変圧器１８ａ、１８ｂを用いて交流励磁機界磁巻線２４、２５を交流励磁することができる。なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 同期発電機、２ 交流ブラシレス励磁装置、３ 回転整流器、４ 静止型周波数変換器（ＳＦＣ）、５ 開閉器、６ 同期発電機電機子巻線の出力線、７、８、９ 電源、
１１ 交流励磁機、１２ 電力変換器、１３ 励磁方式切替え装置、１４ サイリスタ励磁装置、１５ スコット変圧器、１６ａ、１６ｂ 電流検出器、１７ａ、１７ｂ 電圧検出器、１８ａ、１８ｂ 単相変圧器、２１ 同期発電機電機子巻線、２２ 同期発電機界磁巻線、２３ 交流励磁機電機子巻線、２４ 交流励磁機ｄ軸界磁巻線、２５ 交流励磁機ｑ軸界磁巻線、２６ 計器用変圧器、 ３１ ダイオード整流器、３２ 平滑コンデンサ、３３ 電圧形三相インバータ、３４ａ、３４ｂ、３５ａ、３５ｂ、３５ｃ 開閉器、３６ インバータ制御部、３７ａ、３７ｂ 電圧形単相インバータ、４６ 同期発電機界磁電圧推定部、１００ 発電システム

Claims (5)

1. 電源から供給される交流電力を可変電圧あるいは可変周波数の三相交流電力として出力する電力変換器と、
   一次側に三相巻線を、二次側に第一の単相巻線と第二の単相巻線を有し、前記三相巻線は前記電力変換器の出力端に接続され、前記電力変換器からの三相交流電力を入力すると前記第一の単相巻線と前記第二の単相巻線に互いに位相差を有する交流電力を出力するスコット変圧器と、
   電源から供給される交流電流を整流するサイリスタ励磁装置と、
   一次側にｄ軸巻線とｑ軸巻線、二次側に回転型多相巻線を有する交流励磁機と、
   一次側に、前記サイリスタ励磁装置の出力線、前記第一の単相巻線、および前記第二の単相巻線が接続され、二次側に、前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線が接続されるとともに、前記ｄ軸巻線と前記第一の単相巻線または前記第二の単相巻線とを接続し、前記ｑ軸巻線と他方の単相巻線とを接続する第一の接続、あるいは前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線とを直列に接続し、その両端に前記サイリスタ励磁装置の出力線を接続する第二の接続の何れかを選択して励磁方式の切替えを行う励磁方式切替え装置と、
   前記回転型多相巻線に接続され、前記交流励磁機からの多相出力を整流する回転整流器と、
   同期発電機界磁巻線、同期発電機電機子巻線を有し、前記同期発電機界磁巻線が前記回転整流器の出力端子に接続される同期発電機と、
   前記同期発電機電機子巻線に接続された場合に、前記同期発電機の回転子の位置に応じた周波数と位相の電流出力を前記同期発電機電機子巻線に流すように駆動される静止型周波数変換器と、
   前記電力変換器の出力電圧を検出するための電圧検出器と、
   前記電圧検出器で検出された電圧を基に前記同期発電機の界磁電圧を推定する同期発電機界磁電圧推定部と、
   を備え、
   前記静止型周波数変換器が前記同期発電機電機子巻線に接続された場合に、前記励磁方式切替え装置で前記第一の接続を選択して前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線がｄｑ直交軸を構成して、前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線に可変電圧あるいは可変周波数の電力を印加することで前記交流励磁機を交流励磁し、前記同期発電機の通常運転時には、前記サイリスタ励磁装置で電源からの交流電流を整流するとともに、前記励磁方式切替え装置で前記第二の接続を選択して前記ｄ軸巻線と前記ｑ軸巻線を直列接続して前記交流励磁機を直流励磁することを特徴とする発電システム。
2. 前記同期発電機界磁電圧推定部は、
   前記同期発電機の電機子電圧を検出するための計器用変圧器と、
   この計器用変圧器で検出された前記電機子電圧の周波数から、前記同期発電機の回転角速度を推定する回転角速度推定部と、を備え、
   前記電圧検出器で検出された電圧と前記回転角速度推定部で推定された回転角速度推定値を基に、前記同期発電機の界磁電圧を推定することを特徴とする請求項１に記載の発電システム。
3. 前記同期発電機界磁電圧推定部は、
   前記電力変換器の出力電流を検出し、制御信号に変換するための電流検出器を備え、
   前記電圧検出器で検出された電圧と、前記回転角速度推定部で推定された回転角速度推定値と、前記電流検出器で検出された電流と、を基に、前記同期発電機の界磁電圧を推定することを特徴とする請求項２に記載の発電システム。
4. 前記回転角速度推定値の変化量を求める変化量演算器を備え、
   前記同期発電機界磁電圧推定部で推定された前記同期発電機の界磁電圧推定値を前記変化量演算器で求めた変化量で補正することを特徴とする請求項２または請求項３に記載の発電システム。
5. 電源から供給される交流電力を可変電圧あるいは可変周波数の二組の単相交流電力として出力する第一の単相出力と第二の単相出力を有する電力変換器と、
   前記第一の単相出力が一次巻線に接続される第一の単相変圧器と、前記第二の単相出力が一次巻線に接続される第二の単相変圧器と、
   電源から供給される交流電流を整流するサイリスタ励磁装置と、
   一次側にｄ軸巻線とｑ軸巻線、二次側に回転型多相巻線を有する交流励磁機と、
   一次側に、前記サイリスタ励磁装置の出力線、前記第一の単相変圧器の二次巻線、および前記第二の単相変圧器の二次巻線が接続され、二次側に、前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線が接続されるとともに、前記ｄ軸巻線と前記第一の単相変圧器の二次巻線または前記第二の単相変圧器の二次巻線とを接続し、前記ｑ軸巻線と他方の二次単相巻線とを接続する第一の接続、あるいは前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線とを直列に接続し、その両端に前記サイリスタ励磁装置の出力線を接続する第二の接続の何れかを選択して励磁方式の切替えを行う励磁方式切替え装置と、
   前記回転型多相巻線に接続され、前記交流励磁機からの多相出力を整流する回転整流器と、
   同期発電機界磁巻線、同期発電機電機子巻線を有し、前記同期発電機界磁巻線が前記回転整流器の出力端子に接続される同期発電機と、
   前記同期発電機電機子巻線に接続された場合に、前記同期発電機の回転子の位置に応じた周波数と位相の電流出力を前記同期発電機電機子巻線に流すように駆動される静止型周波数変換器と、
   前記電力変換器の出力電圧を検出するための電圧検出器と、
   前記電圧検出器で検出された電圧を基に前記同期発電機の界磁電圧を推定する同期発電機界磁電圧推定部と、
   を備え、
   前記静止型周波数変換器が前記同期発電機電機子巻線に接続された場合に、前記励磁方式切替え装置で前記第一の接続を選択して前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線がｄｑ直交軸を構成して、前記ｄ軸巻線とｑ軸巻線に可変電圧あるいは可変周波数の電力を印加することで前記交流励磁機を交流励磁し、前記同期発電機の通常運転時には、前記サイリスタ励磁装置で電源からの交流電流を整流するとともに、前記励磁方式切替え装置で前記第二の接続を選択して前記ｄ軸巻線と前記ｑ軸巻線を直列接続して前記交流励磁機を直流励磁することを特徴とする発電システム。

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