JP6194113B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置に関する。

従来、モータ固定子に設けられた各相の電気子巻線の電流を互いに独立して制御可能な独立巻線型多相モータ（たとえば六線三相式モータ）の駆動制御を行う装置が知られている。このようなモータを用いることで、昇圧回路を使用することなく電圧不足を解消して、モータの高出力化を図ることができる。また、大容量化や最高回転数の引き上げも可能である。

上記のような独立巻線型多相モータにおいて、各相の巻線に高調波成分を重畳した疑似矩形波電流が流れるようにすることで、いずれかの相の巻線で電流や電圧が異常となった場合にも、モータの駆動を継続できるようにした技術が提案されている（特許文献１）。

特開２００６−１４９１４６号公報

特許文献１に記載の技術では、いずれかの相の巻線に異常が生じた場合に、モータの駆動は継続できるかもしれないが、モータが発生する駆動トルクの脈動を抑制することはできない。

本発明は、上記のような従来技術における課題を解決するためになされたものである。その主な目的は、独立巻線型多相モータの駆動を制御するモータ駆動装置において、モータの駆動中にいずれかの相が欠相となった場合に、モータが発生する駆動トルクの脈動を抑えつつモータの駆動を継続することにある。

本発明によるモータ駆動装置は、各相の電気子巻線が互いに独立して設けられた多相モータの駆動を制御するものであって、直流母線を介して供給される直流電力を多相の交流電力に変換して前記各相の電気子巻線にそれぞれ出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御するための制御器と、を備え、前記制御器は、前記交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、前記欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、前記正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整する。

本発明によれば、独立巻線型多相モータの駆動を制御するモータ駆動装置において、モータの駆動中にいずれかの相が欠相となった場合に、モータが発生する駆動トルクの脈動を抑えつつモータの駆動を継続することができる。

本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の構成を示す図である。 モータにおける電気子巻線の配置例を示す図である。 モータの構造の一例を示す図である。 図３に示した構造のモータにおける鎖交磁束、誘起電圧およびインダクタンスの変化の様子を示す図である。 モータの構造の他の一例を示す図である。 図５に示した構造のモータにおける鎖交磁束、誘起電圧およびインダクタンスの変化の様子を示す図である。 通常時のモータにおける各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。 Ｗ相が欠相したときに電流の位相調整を行わない場合のモータにおける各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。 Ｗ相が欠相したときに電流の位相調整を行った場合のモータにおける各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。 Ｗ相が欠相した場合の位相調整後のＵ相電流とＶ相電流の波形を示す図である。 図１０に示したＡ〜Ｇの各電気角に対応するモータ内の起磁力ベクトルを示す図である。 モータ駆動装置において、インバータ回路のうちＷ相のブリッジ回路がオフ故障した様子を示す図である。 モータの回転数が比較的低いときの直流電圧とＷ相の誘起電圧を示す図である。 モータの回転数が一定の値以上であるときの直流電圧とＷ相の誘起電圧を示す図である。 オフ故障時のＷ相のブリッジ回路における電流経路を示す図である。 モータ駆動装置において、インバータ回路のうちＷ相のブリッジ回路がオン故障したときの電流経路を示す図である。 電力遮断用のスイッチを各相のブリッジ回路にそれぞれ設けた例を示す図である。 電力遮断用のスイッチを各相の交流出力線にそれぞれ設けた例を示す図である。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置２００の構成を示す図である。モータ駆動装置２００は、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）や電気自動車（ＥＶ）などに利用されるモータ１００と接続されており、モータ１００の駆動を制御する。モータ駆動装置２００は、直流電源２０１、平滑コンデンサ２０２、制御器２０３およびインバータ回路２１０を有する。

モータ１００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応する三相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃを有する独立巻線型の六線三相式交流モータである。これらの電気子巻線１０２ａ〜１０２ｃは、互いに独立して設けられている。モータ駆動装置２００は、電気子巻線１０２ａ〜１０２ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御することで、モータ１００を駆動させることができる。モータ１００の出力軸１０５には、モータ１００の磁極位置θを検出する磁極位置検出器１１０が取り付けられている。磁極位置検出器１１０による磁極位置θの検出結果は、制御器２０３に出力される。

直流電源２０１は、直流母線２０１ａ、２０１ｂを介してインバータ回路２１０に直流電力を供給する。直流電源２０１には、たとえばリチウムイオン電池等の二次電池などを利用することができる。

平滑コンデンサ２０２は、インバータ回路２１０の動作に伴って生じる直流電圧の変動を抑制するためのものであり、直流母線２０１ａと直流母線２０１ｂの間に、インバータ回路２１０と並列に接続されている。

制御器２０３は、インバータ回路２１０が有する各相のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃに対して、ドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗをそれぞれ出力する。このドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに応じてブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃをそれぞれ動作させることで、制御器２０３はインバータ回路２１０を制御することができる。

インバータ回路２１０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応するフルブリッジ型のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂおよび２１０ｃを有している。各ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃは、上下各アームのスイッチング素子として機能する４つのＩＧＢＴ２２１と、各ＩＧＢＴ２２１と並列に設けられた４つのダイオード２２２とを有している。ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃにおいて、各ＩＧＢＴ２２１は、制御器２０３からのドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに応じてスイッチング動作を行う。これにより、直流電源２０１から供給された直流電力が三相交流電力に変換され、ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃから各相の交流出力線１２０を介して、モータ１００の各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ出力される。

各相の交流出力線１２０には、モータ１００の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに流れる各電流を検出するための電流センサ１３０がそれぞれ設けられている。電流センサ１３０により検出された各相の電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗは、制御器２０３に出力される。制御器２０３は、電流センサ１３０から入力される各相の電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗと、磁極位置検出器１１０から入力される磁極位置θとに基づいて、所定の電流制御演算を行い、その演算結果に基づいて、各相のドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを出力する。

図２は、モータ１００における電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃの配置例を示す図である。図２に示すように、電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、各相の誘起電圧の波形の位相差が電気角で１２０°となるように、１２０°ずつ機械的にずらしてモータ１００のステータに配置されている。なお、前述のようにモータ１００において電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは互いに独立して設けられており、従来の一般的な三相平衡型のモータにおけるＹ結線やΔ結線の構造とは異なる。

図３は、モータ１００の構造の一例を示す図である。図３に示すように、たとえばモータ１００は、複数の電機子巻線１０２が取り付けられたステータコア１０１と、出力軸１０５に固定され、表面に複数の永久磁石１０４が貼り付けられたロータコア１０３とによって構成される表面磁石型モータである。なお、各電気子巻線１０２は、図２の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのいずれかに対応するものである。

図４は、図３に示した構造のモータ１００における鎖交磁束、誘起電圧およびインダクタンスの変化の様子を示す図である。Ｕ相の鎖交磁束をψ_ｕ、誘起電圧をｅ_ｕ、自己インダクタンスをＬ_ｕとし、Ｕ相とＶ相の間の相互インダクタンスをＭ_ｕｖとすると、これらはモータ１００の電気角に応じて、たとえば図４のように変化する。すなわち、鎖交磁束ψ_ｕおよび誘起電圧ｅ_ｕについては、電気角３６０°を一周期として周期的に変化する。一方、自己インダクタンスＬ_ｕおよび相互インダクタンスＭ_ｕｖについては、図３の構造では、電気角に関わらず一定となる。なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

図５は、モータ１００の構造の他の一例を示す図である。図５に示すように、たとえばモータ１００は、図３と同様に複数の電機子巻線１０２が取り付けられたステータコア１０１と、出力軸１０５に固定され、複数の永久磁石１０４が内部に埋め込まれたロータコア１０３とによって構成される埋め込み磁石型モータである。

図６は、図５に示した構造のモータ１００における鎖交磁束、誘起電圧およびインダクタンスの変化の様子を示す図である。Ｕ相の鎖交磁束をψ_ｕ、誘起電圧をｅ_ｕ、自己インダクタンスをＬ_ｕとし、Ｕ相とＶ相の間の相互インダクタンスをＭ_ｕｖとすると、これらはモータ１００の電気角に応じて、たとえば図６のように変化する。すなわち、鎖交磁束ψ_ｕおよび誘起電圧ｅ_ｕについては、電気角３６０°を一周期として周期的に変化する。一方、自己インダクタンスＬ_ｕおよび相互インダクタンスＭ_ｕｖについては、図５の構造では、電気角３６０°を二周期（すなわち電気角１８０°を一周期）として周期的に変化する。なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

図３や図５に示したような永久磁石を用いたモータ１００の電圧方程式は、以下の式（１）で表される。

上記の式（１）において、ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗおよびｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧と電流をそれぞれ表しており、Ｒは一相分の巻線抵抗を、Ｐは微分演算子をそれぞれ表している。また、式（１）において、各相の誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗ、各相の自己インダクタンスＬ_ｕ、Ｌ_ｖ、Ｌ_ｗ、各相間の相互インダクタンスＭ_ｕｖ、Ｍ_ｖｗ、Ｍ_ｗｕは、以下の式（２）、（３）、（４）でそれぞれ表される。

式（２）において、ω_ｅはモータ１００の電気角回転速度を表し、ψ_ｍは永久磁石１０４の巻線鎖交磁束を表している。また、式（３）において、ｌ_ａは一相分の漏れインダクタンスを表し、式（３）、（４）において、Ｌ_ａ、Ｌ_ａｓは一相分の有効インダクタンスの平均値成分と振幅成分をそれぞれ表している。

なお、図３に示したような表面磁石型モータの場合、式（３）、（４）においてＬ_ａｓ＝０となる。一方、図５に示した埋め込み磁石型モータの場合、式（３）、（４）においてＬ_ａｓ≠０となる。

モータ１００が出力軸１０５に対して出力する軸トルクＴは、以下の式（５）で表される。式（５）において、Ｐ_ＯＵＴはモータ１００が出力軸１０５に出力する機械エネルギー（軸出力）を表し、ω_ｍは出力軸１０５の回転角速度（軸回転速度）を表している。すなわち軸トルクＴは、軸出力Ｐ_ＯＵＴを軸回転速度ω_ｍで割った値である。そのため、軸回転速度ω_ｍとモータ軸出力Ｐ_ＯＵＴが一定値であれば、軸トルクＴも一定になる。なお、式（５）では計算の簡略化のために、モータ１００の極対数を１とし、ω_ｅ＝ω_ｍとして計算しているが、実際にはモータ１００の極対数をＰ_ｐとすると、ω_ｍ＝ω_ｅ／Ｐ_ｐの関係が成り立つ。

上記の式（５）におけるモータ１００の軸出力Ｐ_ＯＵＴは、以下の式（６）で表される。

なお、式（６）で表される軸出力Ｐ_ＯＵＴは、モータ１００の入力電力Ｐ_ＩＮから銅損や鉄損などの各損失を差し引いた値に等しい。モータ１００の入力電力Ｐ_ＩＮは、以下の式（７）に示すように、各相の瞬時電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗと瞬時電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの積をそれぞれ足し合わせた値として求められる。

表面磁石型モータや突極比の比較的小さな埋め込み磁石型モータでは、式（６）に示すように、入力電力Ｐ_ＩＮのうち、各相の誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗと瞬時電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの積で決まる電力Ｐ_ｕ、Ｐ_ｖ、Ｐ_ｗが主に軸出力Ｐ_ＯＵＴに変換される。

式（５）から判るように、モータ１００が一定の軸回転速度ω_ｍで回転しているときに軸出力Ｐ_ＯＵＴが一定値であれば、軸トルクＴが一定になる。式（６）から判るように、モータ１００の軸出力Ｐ_ＯＵＴを一定にするためには、先に述べたように、入力電力Ｐ_ＩＮのうち各相の誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗと瞬時電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの積で決まる電力Ｐ_ｕ、Ｐ_ｖ、Ｐ_ｗの和が一定である必要がある。

図７は、通常時のモータ１００における各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。前述のように、電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ生じる各相の誘起電圧ｅ_ｕ、ｅ_ｖ、ｅ_ｗの位相差は、いずれも１２０°である。通常時には、モータ駆動装置２００は図７に示すように、電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ流れる各相の電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが互いに１２０°の位相差となるように、各ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃにおけるＩＧＢＴ２２１の動作タイミングを決定する。その結果、誘起電圧と電流の積で求められる各相の電力Ｐ_ｕ、Ｐ_ｖ、Ｐ_ｗは、図７に示すように、誘起電圧および電流の２倍の周波数で脈動し、互いの位相差は６０°となる。一方、三相の電力Ｐ_ｕ、Ｐ_ｖ、Ｐ_ｗを合計した入力電力Ｐ_ＩＮは、図７に示すように一定となる。したがって、誘起電圧と電流が正弦波であれば、原理的にトルク脈動が発生しないことが分かる。

なお、上記の説明では、誘起電圧波形や電流波形が理想的な正弦波と仮定しているが、実際には、誘起電圧波形や電流波形には多少の高調波が含まれており、理想的な正弦波とはならない。しかしこの場合でも、モータ駆動装置２００は、誘起電圧波形や電流波形を正弦波として扱ってモータ１００を制御することで、モータ１００を概ね問題無く動作させることが可能である。

以上説明したように、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御可能な独立巻線型のモータ１００においても、三相の電流が平衡している状態を作ることで、一定のトルクを発生させながらモータ１００を回すことが可能である。この原理は、三相以外の独立巻線型の多相モータについても成り立つ。すなわち、モータの相数をｎとすると、各相の電流の位相を３６０／ｎ°ずつずらすことで、各相の電流を平衡させ、一定のトルクでモータを回転させることができる。

通常時にモータ駆動装置２００は、モータ１００の全ての相を通電することで、モータ１００のトルクを制御してモータ１００を回転駆動させることができる。しかし、たとえばブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃのいずれかにおいてＩＧＢＴ２２１の動作に異常が生じたり、いずれかの相で交流出力線１２０やモータ１００内の配線に断線等の異常が生じたりすることで、いずれかの相が欠相して通電不可能となった場合は、通常時と同じ制御方法ではモータ１００のトルクを適切に制御することができない。すなわち、インバータ回路２１０からモータ１００の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ出力される交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、通常時と同様に各相の電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗの位相を１２０°ずつずらして電流制御を行うと、モータ１００において大きなトルク脈動が発生してしまう。

上記の欠相時のトルク脈動の例について、図８を参照して具体的に説明する。図８は、Ｗ相が欠相したときに電流の位相調整を行わない場合のモータ１００における各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。この場合、図８に示すように、Ｕ相の電流ｉ_ｕとＶ相の電流ｉ_ｖの位相差は、通常時と同様に１２０°のままである。しかし、Ｗ相は欠相しているため、Ｗ相の電流ｉ_ｗおよび電力Ｐ_ｗは０となる。そのため、三相の電力Ｐ_ｕ、Ｐ_ｖ、Ｐ_ｗ（ただしＰ_ｗ＝０）を合計した入力電力Ｐ_ＩＮは、図８に示すように一定とはならず、Ｕ相電力Ｐ_ｕやＶ相電力Ｐ_ｖの脈動に合わせて、誘起電圧の２倍の周波数で脈動してしまうことになる。

以上説明したように、いずれかの相が欠相して通電不可能となった場合は、通常時と同じ制御方法を用いてモータ制御を行うと、モータの出力トルクに大きな脈動が生じてしまう。そのため、従来のモータ駆動装置では、モータに出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合には、モータの回転を停止させる必要があった。

一方、本発明に係るモータ駆動装置２００では、モータ１００に出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合には、制御器２０３により、欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる電流の位相差を調整する。これにより、モータ１００における出力トルクの脈動を低減させ、モータ１００の回転を継続できるようにする。

図９は、Ｗ相が欠相したときに電流の位相調整を行った場合のモータ１００における各相の誘起電圧、電流および電力の波形例を示す図である。Ｗ相が欠相した場合、モータ駆動装置２００は図９に示すように、Ｖ相の電流ｉ_ｖの位相を通常時から６０°低減させる方向（図の左側方向）にずらすことで、これとＵ相の電流ｉ_ｕとの位相差が６０°となるように調整する。具体的には、制御器２０３が行う電流制御演算において、出力しようとするＶ相電流ｉ_ｖの位相を調整し、この調整後の位相に合わせて、制御器２０３からＶ相のブリッジ回路２１０ｂに対してドライブ信号Ｇｖを出力する。これにより、図９に示すように、Ｕ相電力Ｐ_ｕの山部分とＶ相電力Ｐ_ｖの谷部分、およびＵ相電力Ｐ_ｕの谷部分とＶ相電力Ｐ_ｖの山部分がそれぞれ重なるようにして、これらが互いに相殺されるようにする。その結果、Ｗ相の欠相時においても、三相の電力Ｐ_ｕ、Ｐ_ｖ、Ｐ_ｗを合計した入力電力Ｐ_ＩＮを図９に示すように一定とすることができる。そのため、トルク脈動を抑えつつ、モータ１００の回転を継続させることができる。

なお、以上説明したような欠相時の電流位相調整によるトルク脈動の低減は、三相以外の独立巻線型の多相モータについても適用可能である。すなわち、制御対象とするモータの相数をｎとし、欠相した相数をｍとすると、本発明に係るモータ駆動装置は、いずれかの相が欠相した場合に、正常相の各交流電力の位相差Ｄｐ（°）が以下の式（８）を満たすように正常相の各電流を調整することで、正常相の各交流電力が互いに相殺されるようにすることができる。その結果、モータの出力トルクの脈動を抑えて、モータの回転を継続させることができる。
Ｄｐ＝３６０／２（ｎ−ｍ） ・・・（８）
ただし、ｎ、ｍは正の整数であり、ｎ≧ｍ＋２

上記の式（８）を満たすためには、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差Ｄｉ（°）が以下の式（９）を満たすように調整すればよい。これにより、いずれかの相において欠相が生じたときに、正常相の各交流電力を互いに相殺し、モータの出力トルクの脈動を抑えることができる。
Ｄｉ＝３６０／（ｎ−ｍ）−３６０／ｎ ・・・（９）

なお、上記の式（８）、（９）においてｎ＝３、ｍ＝１とすると、Ｄｐ＝９０°、Ｄｉ＝６０°となり、図９に示したＵ相電力Ｐ_ｕとＶ相電力Ｐ_ｖの関係、およびＵ相電流ｉ_ｕとＶ相電流ｉ_ｖの関係にそれぞれ一致することが分かる。

上記のような電流制御を実現するために、モータ駆動装置は、制御対象とするモータの相数ｎに応じて、ｎ個のブリッジ回路を有するインバータ回路と、このインバータ回路の各ブリッジ回路に対してドライブ信号を出力する制御器とを備える必要がある。一方、このモータ駆動装置により駆動されるモータは、互いに独立して制御可能なｎ個の独立巻線を有する必要があり、各独立巻線に流れる電流がモータ駆動装置によって制御される。このような構成のモータ駆動装置とモータの組み合わせにおいて本発明を適用することで、いずれかの相が欠相した場合に、欠相した相を除いた正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整することができる。その結果、モータの出力トルクの脈動を抑え、モータの電機子巻線に滑らかに回転する回転磁界を発生させて、モータの回転を継続させることができる。

次に、以上説明した欠相時の電流位相調整におけるモータ駆動装置２００の動作について、さらに具体的に説明する。

モータ駆動装置２００において、たとえばＷ相のブリッジ回路２１０ｃ内でＩＧＢＴ２２１やダイオード２２２に動作異常が発生したり、モータ１００内の配線や交流出力線１２０が断線したりすることで、Ｗ相の電機子巻線１０２ｃに電流が流れなくなり、Ｗ相の交流電力が欠相した場合を考える。この場合、モータ駆動装置２００は、残りの正常な二相の電気子巻線１０２ａおよび１０２ｂを用いて、電流制御を行うことが可能である。しかし、欠相時にも通常の三相が平衡した状態と同様に、各相の電流を１２０度の位相差で出力することでモータ１００を駆動させてしまうと、図８で説明したように、Ｕ相の瞬時電力Ｐ_ｕとＶ相の瞬時電力Ｐ_ｖを合計した入力電力Ｐ_ＩＮに大きな脈動が発生してしまう。その結果、モータ１００において大きなトルク脈動が発生する。

そこで、モータ駆動装置２００は、モータ１００の各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御できるという特徴を用いて、前述のように、正常な二相の瞬時電力Ｐ_ｕおよびＰ_ｖの位相を調整して、これらの山谷を互いに相殺させるようにする。このときモータ駆動装置２００は、制御器２０３において、モータ１００の出力軸１０５に取付けられた磁極位置検出器１１０から出力される磁極位置情報を元に各相の誘起電圧の位相を求め、その誘起電圧に対して、各相の電流位相をそれぞれ個別に制御するための電流制御演算を行う。これにより、瞬時電力Ｐ_ｕとＰ_ｖの位相差を調整し、モータ１００のトルク脈動を低減する。

上記の電流制御演算は、モータ駆動装置２００とモータ１００の間に取付けられた各相の電流センサ１３０から出力される電流値の情報と、モータ１００の出力軸１０５に取付けられた磁極位置検出器１１０から出力される磁極位置情報とを用いて行われる。制御器２０３は、電流制御演算の結果に応じて、インバータ回路２１０の各ブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃに含まれるＩＧＢＴ２２１に対して、ドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを出力する。このドライブ信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗに応じて各相のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃがスイッチング動作を行うことで、各相の誘起電圧に対する電流位相を個別に調整できる。

次に、欠相時の電流位相調整を行った場合にモータ１００内で生じる回転磁界について説明する。図１０は、Ｗ相が欠相した場合の位相調整後のＵ相電流ｉ_ｕとＶ相電流ｉ_ｖの波形を示す図である。図１１は、図１０に示したＡ〜Ｇの各電気角に対応するモータ１００内の起磁力ベクトルを示す図である。

図１０に示すように、Ｗ相が欠相したときにＵ相電流ｉ_ｕに対してＶ相電流ｉ_ｖの位相が６０°ずれるように電流位相調整を行うと、モータ１００の内部には、図１１に示すような起磁力ベクトルによる回転磁界が生じる。このとき、Ｕ相の電機子巻線１０２ａとＶ相の電気子巻線１０２ｂは、電流の変化に応じた交番する起磁力を各電機子巻線に対して直角方向にそれぞれ発生させる。

図１０のＡに示す電気角が０°のときには、Ｕ相電流ｉ_ｕは０であり、Ｖ相電流ｉ_ｖのみが流れる。このときモータ１００内には、図１１のＡに示すように、Ｕ相起磁力Ｆ_ｕは０となり、Ｖ相起磁力Ｆ_ｖのみが生じる。したがって、Ｕ相の電機子巻線１０２ａとＶ相の電気子巻線１０２ｂによる合成起磁力Ｆ_ｕｖは、Ｖ相起磁力Ｆ_ｖと同じになる。

次に、図１０のＢに示す電気角が３０°のときには、Ｕ相とＶ相の両方に電流が流れる。このときにモータ１００内に生じる合成起磁力Ｆ_ｕｖは、図１１のＢに示すように、Ｕ相起磁力Ｆ_ｕとＶ相起磁力Ｆ_ｖとのベクトル和になる。このように、図１０の電流波形においてＡからＢへ電気角で３０°分電流値が変化すると、モータ１００内の起磁力は図１１のＡからＢのように変化する。図１１のＡとＢを比較すると、Ｕ相起磁力Ｆ_ｕとＶ相起磁力Ｆ_ｖの大きさはそれぞれ変化しているが、これらの合成起磁力Ｆ_ｕｖについては、同じ大きさで反時計回りに３０°回転していることが分かる。

同様に、図１０においてＣ〜Ｇにそれぞれ示す３０°ごとの電流値に対応して、それぞれでのモータ１００の起磁力を図１１のＣ〜Ｇに示す。図１１から、図１０に示すようなＵ相電流ｉ_ｕおよびＶ相電流ｉ_ｖの変化に伴って、Ｕ相とＶ相の合成起磁力Ｆ_ｕｖが一定の大きさで反時計回りに回転していることが分かる。すなわち、モータ１００内では一定の大きさの回転磁界が発生していることが分かる。

なお、図１１において、図１０のＨ〜Ｍにそれぞれ示した２１０°〜３６０°の範囲での各電気角に対して生じる起磁力ベクトルについては、図示を省略している。しかし、これらの電気角におけるＵ相電流ｉ_ｕおよびＶ相電流ｉ_ｖの値は、図１０においてＢ〜Ｇにそれぞれ示した各電気角での値の符号を反転したものと同じである。したがって、上記と同様に、これらの電気角でのＵ相とＶ相の合成起磁力Ｆ_ｕｖについても、同じ大きさで反時計回りに回転することが分かる。

なお、図１１では、電気角と機械角が一致している二極モータを例に説明したが、電気角と機械角が異なる多極モータについても同様に、電流値の変化に伴って電機子巻線に回転する磁界を発生することができる。

以上説明したように、モータ駆動装置２００は、インバータ回路２１０のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃのいずれかにおける動作異常や、モータ１００内の配線や交流出力線１２０の断線によっていずれかの相が欠相した場合に、残りの正常な二相を用いて電流位相調整を行い、モータ１００を駆動させる。その結果、モータ１００内に滑らかに回転する回転磁界を発生させて、大きなトルク脈動を生じさせることなく、モータ１００を駆動させることができる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）モータ駆動装置２００は、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃが互いに独立して設けられたモータ１００の駆動を制御するものであり、直流母線２０１ａ、２０１ｂを介して供給される直流電力を三相の交流電力に変換して各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにそれぞれ出力するインバータ回路２１０と、インバータ回路２１０を制御するための制御器２０３とを備える。このモータ駆動装置２００において、制御器２０３は、インバータ回路２１０が出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整する。このようにしたので、モータ１００の駆動中にいずれかの相が欠相となった場合に、モータ１００が発生する駆動トルクの脈動を抑えつつモータ１００の駆動を継続することができる。

（２）制御器２０３は、インバータ回路２１０が出力する交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、モータ１００の相数をｎ、欠相した相数をｍとして、正常相の各交流電力の位相差Ｄｐ（°）が前述の式（８）を満たすことで、正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整する。このようにしたので、モータ１００のような三相モータに加えて、さらに三相以外の独立巻線型の様々な多相モータについても、欠相時に駆動トルクの脈動を抑え、そのモータの駆動を継続することができる。

（３）制御器２０３は、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差Ｄｉ（°）が前述の式（９）を満たすように調整する。このようにしたので、モータの相数に関わらず、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を適切に調整して、正常相の各交流電力を確実に相殺させることができる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態について以下に説明する。本実施形態では、モータ駆動装置２００のインバータ回路２１０からモータ１００に出力される交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、その相の交流電力を遮断する例を説明する。

なお、本実施形態に係るモータ駆動装置２００の構成やモータ１００の構成は、第１の実施形態で説明した図１の構成と同じである。したがって、本実施形態では、図１の構成図に示した構成を用いて説明を行う。

図１２は、モータ駆動装置２００において、インバータ回路２１０のうちＷ相のブリッジ回路２１０ｃがオフ故障した様子を示す図である。たとえば図１２に示すように、Ｗ相のブリッジ回路２１０ｃにおいてＩＧＢＴ２２１の一つが常にオフ状態のままで変化しない故障が発生した場合について考える。この場合、ブリッジ回路２１０ｃは、全波整流回路と同様の動作を行う。

図１２のようなオフ故障が発生すると、モータ１００の回転数が比較的低いときには、図１３に示すように、直流電源２０１から供給される直流電圧Ｖ_ｄｃよりも、Ｗ相の誘起電圧を整流して得られる電圧｜Ｖ_ｗ｜の方が低い。そのため、モータ１００からモータ駆動装置２００へと流れる電流は発生しない。

しかし、モータ１００の回転数がある一定の値以上になると、図１４に示すように、直流電源２０１から供給される直流電圧Ｖ_ｄｃよりも、Ｗ相の誘起電圧を整流して得られる電圧｜Ｖ_ｗ｜の方が高くなることがある。図１５は、オフ故障時のＷ相のブリッジ回路２１０ｃにおける電流経路を示す図である。オフ故障時には、図１５に示すように、モータ１００においてＷ相の電機子巻線１０２ｃに生じる誘起電圧により、モータ１００からＷ相のブリッジ回路２１０ｃに含まれる各ダイオード２２２を通ってモータ駆動装置２００に電流が流れる。この電流は、モータ１００においてブレーキトルクやトルク脈動の原因となる。したがって、故障したＷ相のブリッジ回路２１０ｃをモータ１００から切り離し、図１５のような電流が流れるのを防止する必要がある。

図１６は、モータ駆動装置２００において、インバータ回路２１０のうちＷ相のブリッジ回路２１０ｃがオン故障したときの電流経路を示す図である。たとえば図１６に示すように、Ｗ相のブリッジ回路２１０ｃにおいてＩＧＢＴ２２１の一つが常にオン状態のままで変化しない故障が発生した場合について考える。この場合、ＩＧＢＴ２２１が短絡状態となるため、モータ１００においてＷ相の電機子巻線１０２ｃに生じる誘起電圧により、図１６に示すように、Ｗ相のブリッジ回路２１０ｃ内を循環する電流が流れる。この電流も図１５と同様に、モータ１００においてブレーキトルクやトルク脈動の原因となる。したがって、故障したＷ相のブリッジ回路２１０ｃをモータ１００から切り離し、図１６のような電流が流れるのを防止する必要がある。

そこで本実施形態では、インバータ回路２１０が出力する交流電力において欠相が生じた場合に、欠相した相に対応する部分の電力を遮断するためのスイッチをモータ駆動装置２００内に設ける。これにより、インバータ回路２１０においてブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃのいずれかが故障しても、上記のような電流が流れるのを防止する。以下にその詳細を説明する。

図１７は、電力遮断用のスイッチ２１３を各相のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃにそれぞれ設けた例を示す図である。モータ駆動装置２００やモータ１００において前述のような異常が生じることで、インバータ回路２１０が出力する交流電力のうちいずれかの相が欠相した場合、モータ駆動装置２００は、図１の制御器２０３または他の装置からの指示に応じて、各相のブリッジ回路２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃのうち欠相した相に対応するブリッジ回路に接続されている４個のスイッチ２１３を開放状態とする。これにより、インバータ回路２１０のうち欠相した相に対応する部分のブリッジ回路を直流母線２０１ａ、２０１ｂから切り離して、そのブリッジ回路からモータ１００への交流電力を遮断する。その結果、欠相部分の回路に電流が流れることでモータ１００の駆動に悪影響が生じるのを防止することができる。

図１８は、電力遮断用のスイッチ２１４を各相の交流出力線１２０にそれぞれ設けた例を示す図である。モータ駆動装置２００やモータ１００において前述のような異常が生じることで、インバータ回路２１０が出力する交流電力のうちいずれかの相が欠相した場合、モータ駆動装置２００は、図１の制御器２０３または他の装置からの指示に応じて、各相の交流出力線１２０のうち欠相した相に対応する交流出力線の途中に設けられているスイッチ２１４を開放状態とする。これにより、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのうち欠相した相に対応する電気子巻線をインバータ回路２１０から切り離して、インバータ回路２１０からその電気子巻線への交流電力を遮断する。その結果、欠相部分の回路に電流が流れるのを防止し、モータ１００の駆動に悪影響が生じるのを回避することができる。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、モータ駆動装置２００は、インバータ回路２１０のうち欠相した相に対応する部分を直流母線２０１ａ、２０１ｂから切り離すためのスイッチ２１３、または各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのうち欠相した相に対応する電気子巻線をインバータ回路から切り離すためのスイッチ２１４をさらに備える。このようにしたので、インバータ回路２１０から出力される交流電力において欠相が生じた場合に、欠相した相の交流電力を遮断することができる。したがって、欠相部分の回路に電流が流れることでモータ１００の駆動に悪影響が生じるのを防止することができる。

なお、以上説明した各実施の形態では、各相の電気子巻線１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに流れる電流をそれぞれ独立に制御可能な独立巻線型の三相モータ１００を例に説明を行ったが、三相以外の多相モータについても本発明を適用可能である。すなわち、各相の電気子巻線に流れる電流をそれぞれ独立に制御可能な独立巻線型の多相モータの駆動を制御するモータ駆動装置であれば、本発明を適用することで、インバータ回路からモータに出力される交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整することができる。これにより、欠相時であってもモータの出力トルクの脈動を低減し、かつモータの電機子巻線に滑らかに回転する回転磁界を発生させることができる。その結果、モータの駆動を継続することができる。

また、以上説明した各実施形態や各種の変化例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されない。本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

１００：モータ
１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ：電気子巻線
１１０：磁極位置検出器１２０：交流出力線
１３０：電流センサ
２００：モータ駆動装置
２０１：直流電源２０１ａ、２０１ｂ：直流母線
２０２：平滑コンデンサ
２０３：制御器
２１０：インバータ回路
２１０ａ、２１０ｂ、２１０ｃ：ブリッジ回路
２２１：ＩＧＢＴ
２２２：ダイオード

Claims (7)

1. 各相の電気子巻線が互いに独立して設けられた多相モータの駆動を制御するモータ駆動装置であって、
   直流母線を介して供給される直流電力を多相の交流電力に変換して前記各相の電気子巻線にそれぞれ出力するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を制御するための制御器と、を備え、
   前記制御器は、前記交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、前記欠相した相を除いた他の正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、前記正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整するモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記制御器は、前記交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、前記モータの相数をｎ、前記欠相した相数をｍとして、前記正常相の各交流電力の位相差Ｄｐ（°）が以下の式を満たすことで、前記正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、前記正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整するモータ駆動装置。
   Ｄｐ＝３６０／２（ｎ−ｍ）、ただし、ｎ、ｍは正の整数であり、ｎ≧ｍ＋２
3. 請求項２に記載のモータ駆動装置において、
   前記制御器は、前記交流電力においていずれかの相が欠相した場合に、前記正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差Ｄｉ（°）が以下の式を満たすように調整するモータ駆動装置。
   Ｄｉ＝３６０／（ｎ−ｍ）−３６０／ｎ
4. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
   前記モータは、三相の電気子巻線が互いに独立して設けられた三相モータであり、
   前記制御器は、前記交流電力においていずれか一相が欠相した場合に、前記欠相した相を除いた他の二つの正常相の各交流電力が互いに相殺されるように、前記二つの正常相の電気子巻線に流れる各電流の位相差を調整するモータ駆動装置。
5. 請求項２または３に記載のモータ駆動装置において、
   ｎ＝３、ｍ＝１であるモータ駆動装置。
6. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
   前記インバータ回路のうち前記欠相した相に対応する部分を前記直流母線から切り離すための第１のスイッチをさらに備えるモータ駆動装置。
7. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ駆動装置において、
   前記欠相した相に対応する電気子巻線を前記インバータ回路から切り離すための第２のスイッチをさらに備えるモータ駆動装置。

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