JP3999226B2

JP3999226B2 - 電動機制御装置

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Publication number: JP3999226B2
Application number: JP2004327347A
Authority: JP
Inventors: 勝小林; 清治安西
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2004-11-11
Filing date: 2004-11-11
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2024-11-11
Also published as: JP2006141110A

Description

この発明は、電動機制御装置、特に直流電源に接続された三相インバータの交流側端子に接続された電動機の制御装置において、三相インバータを構成するパワー素子のスイッチング制御により、三相インバータの直流側と交流側の電力収受を遮断する電動機制御装置に関するものである。

従来の電動機制御装置、特に電気自動車の電気システムに適用されたものにおいて、直流側と交流側の電力の収受を遮断する場合には、車両駆動用の永久磁石形同期電動機を駆動する電気システムにてインバータと電動機との間に交流側開閉スイッチを、また、バッテリとインバータとの間に直流側開閉スイッチを接続し、インバータの直流側電圧が過電圧になった時、交流側開閉スイッチを開動作させた後、直流側開閉スイッチを開動作させることによって、直流側電圧が必要以上に上昇するのを防止するようにしていた。（例えば特許文献１参照）。

特開平９−４６８１３号公報

従来の電動機制御装置は上記のように構成されているため、インバータを構成している半導体スイッチに加え、新たにインバータと電動機との間に開閉スイッチを設ける必要がある。この開閉スイッチを半導体スイッチによって構成する場合は、スイッチを開閉するための互いに電気的に絶縁されたスイッチング信号生成回路が必要となり、製品のコストが上昇するという問題点があった。

また、開閉スイッチを接点リレーなど機械的なスイッチによって構成した場合は、製品コストの上昇に加えて振動による接点部の誤動作など品質に対する懸念が生じるという問題点があった。すなわち、三相インバータの直流側過電圧を解消するために設けるものであるにもかかわらず、接点部の誤動作によって電動機制御の安定性を損ない、動作不調を誘発する一因となる可能性があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされたもので、新たに開閉スイッチを追加することなく、かつ信頼性を損なうことなく、簡単、廉価な構成でありながら三相インバータの直流側と交流側との間の電力収受を遮断することが可能となる電動機制御装置を提供することを目的とする。

この発明に係る電動機制御装置は、上アーム及び下アームを構成するパワー素子を有し、直流電力と交流電力を相互に変換する三相インバータと、上記パワー素子のスイッチングを制御する制御演算装置とを備え、上記三相インバータの交流側端子に接続された三相交流電動機を駆動または制動制御する電動機制御装置において、いずれの位相角においても、上アームのパワー素子を全て開放し、下アームのパワー素子の内二相を短絡、一相を開放すると共に、上記三相交流電動機の回転位相角に基づいて上記二相分の短絡相を順次切り替えることにより、直流側と交流側との電力収受を遮断するものである。

このような構成とすることにより、電動機の端子電圧を所定値(直流低電位側電圧)とするよう三相インバータ内のパワー素子のスイッチングを行って直流側と交流側の電力収受を遮断することができる。

この発明に係る電動機制御装置は上記のように構成されており、三相の電動機制御装置において三相インバータを構成する６個のトランジスタの内、下アームのトランジスタ二相分を短絡、残る４個のトランジスタを開放すると共に、電動機の回転位相角に合わせて短絡相を順次切り替えることにより、直流側と交流側の電力収受を遮断することができる。
このため、直流電圧が増加し破損の懸念があるような場合に、直流側と交流側の電力収受を遮断して更なる直流電圧の増加を抑止し、過電圧による装置の損壊を防止することができる。

また、直流側と交流側との電力収受遮断動作を間欠的に実行することにより、電動機を制動状態で運転している際に交流側から直流側に流入する発電電力の経路を断続的に接合、遮断することが可能となり直流側へ流入する平均電力を調節し、ひいては直流平均電圧を所望値に制御することができる。

さらに、直流電流を検出することで、直流側から交流側に電力が流出しているにもかかわらず、パワー素子のスイッチングや直流側電気回路の共振に起因する直流電圧の一時的な変動を捉えた過電圧防止のための直流側と交流側の電力収受遮断動作の誤実行を抑止することができる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図にもとづいて説明する。
図１は、実施の形態１によるシステムの全体構成を示すブロック図である。
この図において、直流電源３は三相インバータ５を介して電動機２に接続されている。
動作形態の一例として、三相インバータ５は内部のパワー素子を構成する計６個のトランジスタ８a〜８fによってＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アーム及び下アームを構成すると共に、各トランジスタをスイッチングすることにより直流電力と交流電力を相互に変換して電動機２を駆動または制動する。

ここで三相インバータ５内のトランジスタ８a〜８fは、例えば公知のベクトル制御法などの制御演算手法に従い、制御演算装置６の出力するスイッチングタイミング信号に基づいてゲート駆動回路７が発生するゲート駆動信号に応じてOn(短絡)、Off(開放)動作を行うようにされている。なお、三相インバータ５と制御演算装置６とゲート駆動回路７とによって電動機制御装置１が構成されている。また、４は位相角検出器、１１ａは高電位側電圧検出器、１１ｂは低電位側電圧検出器である。

さらに、別の動作形態の例として、トランジスタ８a〜８fを導通させず、電動機２の制動力による交流発電電力を全てフライホィールダイオード９a〜９ｆを通じて直流電力に変換する場合がある。これは三相交流に対しダイオードを用いて全波整流動作を行うものである。

この発明は、上記のような電動機２の駆動または制動動作時の三相インバータ５における直流側と交流側の電力の収受を遮断する手法を提供するものである。ここで、具体的な動作の説明に先立ち、この発明の基本となる電力収受遮断の原理について説明する。

電動機２は固定子三相構造としてＵ、Ｖ、Ｗ各相巻線から成り立っているものとする。
このとき電気的には、Ｕ相はＵ相電機子抵抗201a、Ｕ相電機子インダクタンス202a、Ｕ相誘起電圧(eu)203ａとから構成されているとみなすことができる。
同様にＶ相はＶ相電機子抵抗201b、Ｖ相電機子インダクタンス202b、Ｖ相誘起電圧(ev)203ｂとから、Ｗ相はＷ相電機子抵抗201c、Ｗ相電機子インダクタンス202c、Ｗ相誘起電圧(ew)203ｃとから構成されているとみなすことができる。

インダクタンスに関しては、各相の自己インダクタンス成分と相間の相互インダクタンス成分とが存在する。Ｕ相誘起電圧ｅｕ、Ｖ相誘起電圧ｅv、Ｗ相誘起電圧ｅｗは次式のように振幅が同じで位相が２π/3ずつ異なる正弦波状であるとする。

ただしΦａは回転子の回転によって固定子(電機子)の巻線に鎖交する磁束数の最大値、ωeは回転子の回転角速度、θはＵ相電機子巻線を基準位相とした場合の磁束ベクトルの位相角であり、回転子の回転位相を示す。

回転子の回転位相角に対する各相誘起電圧の波形は図２(a)のように図示される。
Ｗ相とＶ相、Ｕ相とＷ相の線間で見た誘起電圧の波形は図２(b)のように図示される。
ここで位相角０゜から360゜は、０ラジアンから２πラジアンに相当する。
線間で見た誘起電圧のプラス側の波形に着目すると、三相の双対性から位相角０゜から120°ではＶ相、Ｕ相間の波形が、位相角120°から240゜ではＷ相、Ｖ相間の波形が、240゜から360゜ではＵ相、Ｗ相問の波形が、それぞれ他の２つより振幅が大きくなる。

次に、電動機２が制動状態で交流側から直流側へ電力が受け渡しされている場合を考える。このとき、電力経路から、電流はＵ相上側フライホィールダイオード(以下ＤｉＵＨという)９a、Ｖ相上側フライホィールダイオード(以下ＤｉＶＨという)９c、Ｗ相上側フライホィールダイオード(以下ＤｉＷＨという)９ｅのいずれかを通過している。これは、それぞれＵ相端子電位が直流高電位側電圧よりも高くなりＤｉＵＨが順バイアスにて導通、Ｖ相端子電位が直流高電位側電圧よりも高くなりＤｉＶＨが順バイアスにて導通、Ｗ相端子電位が直流高電位側電圧よりも高くなりＤｉＷＨが順バイアスにて導通している状態である。

ここで、視点を変えるとＤｉＵＨ９ａ、ＤｉＶＨ９ｃ、ＤｉＷＨ９ｅ、及び、Ｕ相上側トランジスタ(以下ＴｒＵＨという)８a、Ｖ相上側トランジスタ(以下ＴｒＶＨという)８c、Ｗ相上側トランジスタ(以下ＴｒＷＨという)８ｅのいずれも導通しなければ交流側から直流側へ電力が受け渡しされず、電力の収受が遮断されることとなる。すなわち、上アームトランジスタを全てOff(開放)し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相端子電位を直流高電位側電圧よりも低く保持することができれば電力の収受を遮断することが可能となる。

いま、トランジスタ８a〜８fのスイッチングによって上述の電力収受遮断を実現する方法について考える。図３は、６個のトランジスタ８a〜８fのうちＵ相下側トランジスタ(以下ＴｒＵＬという)８b、Ｖ相下側トランジスタ(以下ＴｒＶＬという)８dのみOn(短絡)し、残りをOff(開放)している状態の電動機２、直流電源３、三相インバータ５の電気回路を示す。

図３の回路状態において、ＴｒＵＬ８ｂとＴｒＶＬ８ｄをOnしていることから、Ｕ相端子電圧とＶ相端子電圧は直流低電位側電圧と等しくなる。このため上アームの内ＤｉＵＨ９ａとＤｉＶＨ９ｃは逆バイアスとなって導通せず、電流は流れない。

従って、この状態で交流側から直流側へ電力が受け渡しされる上アームの経路はＤｉＷＨ９ｅの順バイアスでの導通のみとなる。ここでＤｉＷＨ９ｅが順バイアスとなるか否かは、Ｗ相端子電圧が(ＤｉＷＨの導通時の電圧降下を織り込んで)直流高電位側電圧よりも高いか否かによる。すなわち、Ｕ相端子電圧とＶ相端子電圧が直流低電位側電圧と等しいとの条件の下で定まる電動機２の電機子巻線の中性点電圧に、Ｗ相巻線の両端電位差が加わって成るＷ相端子電圧と直流高電位側電圧との大小関係によって直流側と交流側の電力収受が遮断されるかどうか識別することができる。

図３の回路状態からＵ、Ｖ、Ｗ各相に流れる電流を三相端子から中性点へ向かう方向を正としてそれぞれiu、iv、iwとすると、直流低電位側電圧を基準としたＷ相端子電圧Vwnは次式のようになる。

ただしＲａは電機子抵抗、Ｌａは電機子自己インダクタンス、Ｍａは電機子相互インダクタンスである。式(2)にてVwnが直流高電位側電圧より大きくなる場合にＤｉＷＨ９ｅが順バイアスとなる。このため、式(2)中の−ev+ew、すなわちＷ相、Ｖ相間で見た誘起電圧が低い場合にはＤｉＷＨ９eは順バイアスとなりづらい。つまり直流側と交流側の電力収受を遮断するためにＷ相、Ｖ相間で見た誘起電圧が低くなる位相においてＴrＵＬ８ｂとＴｒＶＬ８ｄをOnすることでＷ相の端子電圧を低く保ち、ＤｉＷＨ９ｅが順バイアスとなる状態を回避することが望ましい。

一方Ｗ相、Ｖ相間で見た誘起電圧が高くなる位相においてはＴｒＶＬ８ｄとＷ相下側トランジスタ(以下ＴｒＷＬという)８ｆをOnし、Ｗ相端子電圧とＶ相端子電圧を直流低電位側電圧と等しくなるようにすることが望ましい。

これらを整理すると、三相の双対性から図４に示されるように回転子の位相角に合わせて６個のトランジスタの内、下アームのトランジスタ二相分の短絡相を順次切り替えて、残るトランジスタをOff(開放)することで、直流側と交流側の電力収受を遮断することができる。

図５は、各位相角に対応するトランジスタ８a〜８fのスイッチング状態を図示するものである。すなわち、いずれの位相角においても上側トランジスタを全てOff(開放)、下側トランジスタの内二相分をOn(短絡)、残る一相をOff(開放)すると共に、位相角０゜、120°、240°のタイミングでOn(短絡)する相を切り替えれば良い。

以上の原理に基づくこの発明の動作は次のようになる。
制御演算装置６は演算のための入力情報として直流側電圧信号、及び、角度信号を入力する。まず、位相角検出器４により電動機２の回転子の回転位相角情報が検出され、位相角検出信号Θ_sigとして制御演算装置６に伝達される。

また、高電位側電圧検出器１１ａにより三相インバータ５の直流高電位側電圧が、低電位側電圧検出器１１ｂにより三相インバータ５の直流低電位側電圧が検出され、それぞれ信号Vdch_sig、Vdcl_sigとして制御演算装置６に伝達される。

図６は、制御演算装置６の詳細な構成を示す構成図である。
この図において、位相角算出器６１は位相角検出器４からの位相角検出信号Θ_sigを入力とし、電動機２の回転位相角θを算出する。また、電圧算出器６２は電圧検出器１１ａ、１１ｂからの直流高電位側電圧信号Vdch_sigと直流低電位側電圧信号Vdcl_sigを入力とし、三相インバータ５の直流側端子Ｎの電位を基準とする直流電圧Vdcを算出する。

続いて電圧比較器６３は、直流電圧Ｖｄｃと切り替えしきい電圧Vdc_thの大小関係を比較し、Vdc＞Vdc_thであるか、Vdc≦Vdc_thであるかの識別信号を出力し、スイッチング信号生成器６４へ伝達する。スイッチング信号生成器６４は回転位相角θ、及び、VdcとVdc_thの大小関係識別信号に基づき、トランジスタ８a〜８fのスイッチングタイミング信号を生成し出力する。スイッチングタイミング信号は三相インバータ５内のゲート駆動回路７へ伝達され、トランジスタ８a〜8ｆのゲート駆動信号として波形整形され各トランジスタを駆動し、ひいては電動機２を所望の通り駆動、あるいは制動することとなる。

ここで、スイッチング信号生成器６４で生成されるスイッチングタイミング信号はVdcとVdc_thの大小関係においてVdc≦Vdc_thならば電動機２を通常通り駆動、あるいは、制動する信号として生成される。Vdc＞Vdc_thならば三相インバータ５の直流側と交流側の電力収受を遮断するよう図５に示される形態の信号として生成される。すなわち、位相角θにかかわらず三相各相の上アーム側トランジスタＴｒＵＨ８ａ、ＴｒＶＨ８ｃ、ＴｒＷＨ８ｅをOff(開放)とし、位相角θが０゜から120°の範囲では下アーム側トランジスタの内ＴｒＵＬ８ｂ、ＴｒＶＬ８ｄをOn(短絡)、ＴｒＷＬ８ｆをOff(開放)とする。また位相角θが120°から240゜の範囲では下アーム側トランジスタの内ＴｒＶＬ８ｄ、ＴｒＷＬ８ｆをOn(短絡)、ＴｒＵＬ８ｂをOff(開放)とし、位相角θが240°から360°の範囲では下アーム側トランジスタの内ＴｒＷＬ８ｆ、ＴｒＵＬ８ｂをOn(短絡)、ＴｒＶＬ８ｄをOff(開放)とする。

切り替えしきい電圧Vdc_thは、三相インバータ５の直流側と交流側の電力収受遮断実行、停止の切り替え条件として設定される。すなわち、直流電源３や直流電源３と三相インバータ５の間の電力経路に異常が発生した場合にVdc_thを直流電圧Vdcより低く設定して直流側と交流側の電力収受を遮断するよう動作させることができる。

また、直流電圧が増加し例えば三相インバータ５を構成する平滑コンデンサ１０の耐圧を超え破損の懸念があるような場合に、これを防止すべくVdc_thを上記耐圧より低く設定しておき、直流電圧の上昇をVdc_thまでに制限するよう動作させることが可能である。

実施の形態１は以上のように構成されているため、直流側と交流側の電力収受を遮断することができる。三相インバータの直流側電圧が増加している場合に交流側との電力収受を遮断することで、さらなる直流側電圧の増加を抑止し、直流側電圧の過電圧による装置の損壊を防止することができる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２の構成を図にもとづいて説明する。
図７は、実施の形態２によるシステムの全体構成を示すブロック図である。
この図において、図１と同一または相当部分には同一符号を付して説明を省略する。図１と異なる点は、直流電源３がバッテリであり、電気負荷１２を備えている点である。

いま、電動機２を制動状態で制御しているとすると、電動機２による発電電力は直流電源(バッテリ)３と電気負荷１２に振り分けられて吸収される。ここで、直流電圧は発電電力、電気負荷の消費電力、バッテリの充電電力のバランスに応じたある値となる。このうち電気負荷１２の消費電力は発電電力の大小に制約されず所望の需要に応じたものであり、かつ機器の動作の安定性、保護、ノイズ発生抑制の点から、直流電圧は一定の範囲に変動無く収まることが望まれる。

また、バッテリ３の充電電力はバッテリの残存容量、温度によって変化するものであり、直流電圧を調整することによって間接的に制御可能な量である。以上の点から、発電電力を調整することで電気負荷１２の消費電力、バッテリ３の充電電力とのバランスを操作し、直流電圧を所定値へ調整するものである。

図８は、実施の形態２による直流電圧平均値制御の動作説明図で、（ａ）は交流側と直流側の電力収受を全く遮断している状態から電力収受遮断比率が小さく平均的な直流側流入電力を高く調整している状態へ移行している状況を示し、（ｂ）は交流側と直流側の電力収受を全く遮断している状態から、電力収受遮断比率が大きく平均的な直流側流入電力を低く調整している状態へ移行している状況を示している。

直流電圧は発電電力、電気負荷の消費電力、バッテリの充電電力のバランスに応じたものとなることから、発電電力を調整することで直流電圧の平均値を制御することができる。ここで、発電電力の調整は三相インバータの交流側と直流側の電力収受の遮断を間欠的に実行することで行える。すなわち直流側へ発電電力が流入している状態と電力収受を遮断している状態の時間的配分を変化させると、ある時間範囲の中での平均的な直流側流入電力量が変化することとなる。よって、直流電圧は、調整された直流側流入電力と電気負荷の消費電力、バッテリの充電電力のバランスに応じて定まることとなる。

上記電力収受遮断比率は、一定周期内での電力収受遮断動作が占める割合(DUTY)を調整するものであっても良いし、電圧比較器６３での直流電圧Vdcと切り替えしきい電圧Vdc_thの大小関係比較においてヒステリシス特性を持ったものであっても良い。

図９は、一定周期内での電力収受遮断動作が占める割合(DUTY)を調整して電力収受遮断比率を変化させる場合の制御演算装置６の内部構成を示すブロック図である。
この図においてまず、減算器６５によって直流電圧指令Vdc*から電圧算出器６２が出力する直流電圧Vdcが減算され直流電圧偏差Vdc_errが出力される。直流電圧制御器６６は例えば比例積分(PI)演算などの公知の制御演算を行って直流電圧偏差Vdc_errがゼロとなるように電力収受遮断変調指令を算出し、ＰＷＭ信号発生器６７へ伝達する。

ＰＷＭ信号発生器６７は電力収受遮断変調指令をパルス幅変調し、電力収受遮断動作を実行するか、停止するかの指示信号を出力する。この信号は、実施の形態１での電圧比較器６３における直流電圧Ｖｄｃと切り替えしきい電圧Vdc_thの大小関係の識別信号と同様の役割を果たすものである。以上のように直流電圧Ｖｄｃが所望の直流電圧指令Vdc*に一致するように電力収受遮断動作の実行と停止の割合を調整する。

実施の形態２は以上のように構成されているため、直流側と交流側の電力収受の遮断動作を間欠的に実行することで、平均的な直流側流入電力量を調整して直流平均電圧を所望の値に制御することができる。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３の構成を図にもとづいて説明する。
図１０は、実施の形態３によるシステムの全体構成を示すブロック図である。
この図において、図１と同一または相当部分には同一符号を付して説明を省略する。図１と異なる点は、三相インバータ５の直流側電流を検出する電流検出器１３を設けた点である。

電流検出器１３によって三相インバータ５の直流側電流が検出されて電流検出信号idc_sigとして制御演算装置６へ伝達される。
図１１は、実施の形態３による制御演算装置６の内部構成を示すブロック図である。
この図において、電流算出器６８は電流検出信号idc_sigを入力とし直流電流idcを算出する。続いて、スイッチング信号生成器６４は回転位相角θ、直流電圧Ｖｄｃと切り替えしきい電圧Vdc_thの大小関係の識別信号、及び、直流電流idcに基づき、Vdc＞Vdc_th、かつ、idcが交流側から直流側へ流れている場合にのみ三相インバータ５の直流側と交流側の電力収受を遮断するようスイッチングタイミング信号を生成する。

上記動作により、直流側から交流側に電力が流出しているにもかかわらず、三相インバータ５のパワー素子近傍のインダクタンス成分に起因するパワー素子のスイッチング時の直流電圧の一時的な変動や、三相インバータ５から直流電源３に至る経路と平滑コンデンサ１０からなる電気回路の共振での直流電圧の一時的な変動によって、過電圧を防止するための直流側と交流側の電力収受遮断動作を誤って実行してしまうことを抑止できる。

この発明の実施の形態１によるシステムの全体構成を示すブロック図である。実施の形態１における電動機の回転位相角に対する誘起電圧波形の特性図である。実施の形態１における直流側と交流側の電力収受遮断動作の原理を説明するための説明図である。実施の形態１における直流側と交流側の電力収受遮断動作を行うトランジスタの短絡相を示す図である。実施の形態１における直流側と交流側の電力収受遮断動作を行うトランジスタの動作タイミングの説明図である。実施の形態１による制御演算装置６の内部構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態２によるシステムの全体構成を示すブロック図である。実施の形態２による直流電圧平均値制御の動作説明図である。実施の形態２による制御演算装置６の内部構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態３によるシステムの全体構成を示すブロック図である。実施の形態３による制御演算装置６の内部構成を示すブロック図である。

符号の説明

１電動機制御装置、２電動機、３直流電源、４位相角検出器、
５三相インバータ、６制御演算装置、７ゲート駆動回路、
8ａＵ相上側トランジスタ、８ｂＵ相下側トランジスタ、８ｃＶ相上側トランジスタ、８ｄＶ相下側トランジスタ、８ｅＷ相上側トランジスタ、
８ｆＷ相下側トランジスタ、９ａ
Ｕ相上側フライホィールダイオード、９ｂＵ相下側フライホィールダイオード、
９ｃＶ相上側フライホィールダイオード、
９ｄＶ相下側フライホィールダイオード、
９ｅＷ相上側フライホィールダイオード、
９ｆＷ相下側フライホィールダイオード、１０平滑コンデンサ、
１１ａ高電位側電圧検出器、１１ｂ低電位側電圧検出器、１２電気負荷、１３電流検出器、６１位相角算出器、６２電圧算出器、６３電圧比較器、６４スイッチング信号生成器、６５減算器、
６６直流電圧制御器、６７ＰＷＭ信号発生器、６８電流算出器、
２０１ａＵ相電機子抵抗、２０１ｂＶ相電機子抵抗、
２０１ｃＷ相電機子抵抗、２０２ａＵ相電機子インダクタンス、
２０２ｂＶ相電機子インダクタンス、２０２ｃＷ相電機子インダクタンス、
２０３ａＵ相誘起電圧(eu)、２０３ｂＶ相誘起電圧(ev)、
２０３ｃＷ相誘起電圧(ew)。

Claims

上アーム及び下アームを構成するパワー素子を有し、直流電力と交流電力を相互に変換する三相インバータと、上記パワー素子のスイッチングを制御する制御演算装置とを備え、上記三相インバータの交流側端子に接続された三相交流電動機を駆動または制動制御する電動機制御装置において、
いずれの位相角においても、上アームのパワー素子を全て開放し、下アームのパワー素子の内二相を短絡、一相を開放すると共に、上記三相交流電動機の回転位相角に基づいて上記二相分の短絡相を順次切り替えることにより、直流側と交流側との電力収受を遮断することを特徴とする電動機制御装置。
請求項１記載の電動機制御装置において、所定の電圧設定値に基づいて上記直流側と交流側との電力収受遮断動作の実行と停止を切り替えることを特徴とする電動機制御装置。
請求項２記載の電動機制御装置において、上記直流側と交流側との電力収受遮断動作を間欠的に実行することにより、直流平均電圧を所望値に制御することを特徴とする電動機制御装置。
請求項２記載の電動機制御装置において、直流電流値に基づいて上記直流側と交流側との電力収受遮断動作の実行と停止を切り替えることを特徴とする電動機制御装置。