JP6203318B1

JP6203318B1 - 電動機制御装置および電動機制御方法

Info

Publication number: JP6203318B1
Application number: JP2016076468A
Authority: JP
Inventors: 亮篠原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2016-04-06
Filing date: 2016-04-06
Publication date: 2017-09-27
Anticipated expiration: 2036-04-06
Also published as: JP2017189029A

Abstract

【課題】小型化、低コスト化を図った上で、インバータが直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制し、インバータや電動機の破壊を防止する。【解決手段】インバータと、スイッチング制御部とを有する電動機制御装置であって、スイッチング制御部は、インバータを構成する上段側スイッチング素子の全てもしくは下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡処理の開始後における３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで３相短絡処理を開始する。【選択図】図２

Description

本発明は、交流電動機を駆動制御する電動機制御装置および電動機制御方法に関するものである。

従来から、走行時には交流電動機を力行運転して走行駆動トルクを発生させ、制動時には交流電動機を回生運転して回生制動トルクを発生させる交流電動機を駆動力源とする電気自動車が知られている。

電気自動車の駆動システムは、リチウムイオンバッテリー等の二次電池による直流電源に、コンデンサと複数の半導体スイッチからなるインバータが接続され、このインバータには、負荷として交流電動機が接続される。インバータは、複数の半導体スイッチを所定のスイッチング周波数でオンオフすることにより、直流電源の直流電力を所定の交流電力に変換して、負荷である交流電動機のトルクや回転数を調節する。

交流電動機は、動作状況によっては発電機として動作し、発電によって生じる回生電力を直流電源に充電する。交流電動機は、電気自動車用途では、効率が良い永久磁石３相同期電動機がよく用いられる。

３相同期電動機を用いた駆動システムでは、インバータは、上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子が直列に接続された直列回路が３組、それぞれ直流電源に並列に接続されて構成されている。また、３組の直列回路のそれぞれの中点と、３相同期電動機のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれの入力とが接続される。

そして、インバータは、各相に設けられるスイッチング素子を順次オン、オフさせることにより、３相同期電動機の各相に互いに位相が１２０度ずつ異なる交流電力を供給し、３相同期電動機を駆動させる。以下、特に断らない限り、電動機は３相同期電動機を示す。なお、インバータの動作原理については、広く一般的であるので、ここでは説明を省略する。

電気自動車の駆動システムでは、直流電源であるバッテリを過電圧や過電流から保護するために、必要に応じて、バッテリとインバータとを切り離す開閉手段が設けられる。この開閉手段の開放条件としては、電動機の回生運転時にバッテリの電圧が所定値以上になった場合、バッテリの消耗によりバッテリ電圧が所定値以下になった場合、あるいはバッテリに流れる電流が所定値以上になった場合、などがある。また、車両の故障や衝突等によって、開閉手段の開放が実施される場合もある。

このようなシステムでは、電動機を回生運転中に開閉手段が開放され、直流電源とインバータとが切り離されることがある。また、開閉手段を有さないシステムであっても、直流電源とインバータとの間の電力線が断線することにより、インバータが直流電源と切り離される場合がある。

このような場合、電動機からインバータに流入する回生電力をバッテリに充電することができず、インバータのコンデンサに充電することとなる。この結果、コンデンサに過電圧がかかり、コンデンサが破損するおそれがある。

このため、インバータが直流電源と切り離された場合には、インバータの全ての半導体スイッチをオフしてインバータ動作を停止させる、６スイッチ開放処理が実施される場合がある。しかしながら、この６スイッチ開放処理が実施された場合、電動機のステータコイルに蓄積された電力が、スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）を介してコンデンサを充電することになり、コンデンサの端子間電圧が急峻に上昇する場合がある。

このコンデンサ端子間電圧の上昇に備えて、コンデンサを大容量化、高耐圧化すると、コンデンサ体格の増大につながる。また、インバータ回路の構成部品の高耐圧化も必要となり、インバータの小型化・低コスト化の障害となる。特に、限られた車両スペースに配置する必要がある電気自動車用のインバータにとって、小型化への障害は、大きな課題である。

この対策として、電動機からインバータに流入する回生電力を発熱させて消費する放電回路を付設し、コンデンサに過大に流入する回生電力を放電回路で消費する方法がある（例えば、特許文献１参照）。

また、別の対策として、インバータが直流電源と切り離された場合に、６スイッチ開放処理を実施せずに、インバータの上段側スイッチング素子の全てもしくは下段側スイッチング素子の全てをオンし、電動機の各相を互いに短絡させる、３相短絡処理を実施することで、コンデンサに電力を回生させない方法がある（例えば、特許文献２参照）。

特開２０１０−１１００９９号公報特開平９−４７０５５号公報

しかしながら、上述した従来技術には、以下のような課題がある。
上述の通り、インバータが直流電源と切り離された場合に、インバータの全ての半導体スイッチをオフしてインバータ動作を停止させると、コンデンサの端子間電圧が急峻に上昇する場合がある。このためこれに備えて、コンデンサを大容量化、高耐圧化する必要があった。その結果、コンデンサ体格の増大につながり、インバータの小型化・低コスト化の障害となっていた。

この課題に対し、特許文献１に開示された手法によれば、コンデンサ端子間電圧の上昇は、抑制できるが、放電回路を付設する分、インバータ回路のサイズが大きくなる。特に、放電回路で消費すべき回生電力が大きい場合には、耐電力の大きい素子を使用して放電回路を構成する必要がある。この結果、インバータの回路規模の大型化や、価格の上昇につながるという課題がある。

また、特許文献２に開示された手法によれば、コンデンサ端子間電圧の上昇は、抑制できる。しかしながら、今まで電動機を駆動させるために各相に流れていた電流が瞬間的に大きくなり、スイッチング素子や電動機の耐電流量を超え、破壊されるおそれがあるという課題がある。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、小型化、低コスト化を図った上で、インバータが直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制し、インバータや電動機の破壊を防止することのできる電動機制御装置および電動機制御方法を得ることを目的とする。

本発明に係る電動機制御装置は、直流電力源と３相同期電動機との間に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うインバータと、インバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部とを有し、３相同期電動機の駆動制御および回生制御を行う電動機制御装置であって、インバータを構成する半導体スイッチング素子は、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されており、スイッチング制御部は、上段側スイッチング素子の全てもしくは下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡処理の開始後における３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで３相短絡処理を開始し、３相同期電動機の相電流の位相情報に基づいて３相短絡処理の開始タイミングを判定し、３相短絡処理の開始タイミングを、相電流の位相が３相同期電動機の駆動制御および回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングに設定し、３相同期電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいて特定の電流位相を算出するものである。

また、本発明に係る電動機制御方法は、直流電力源と３相同期電動機との間に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うインバータとインバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部とを有し、３相同期電動機の駆動制御および回生制御を行う電動機制御装置において、スイッチング制御部により実行される電動機制御方法であって、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路によりインバータを構成する半導体スイッチング素子が構成されている場合であり、かつ、上段側スイッチング素子の全てもしくは下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、３相短絡処理の開始後における３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで３相短絡処理を開始させる３相短絡処理指令生成ステップを有し、３相短絡処理指令生成ステップは、３相同期電動機の相電流の位相情報に基づいて３相短絡処理の開始タイミングを判定し、３相短絡処理の開始タイミングを、相電流の位相が３相同期電動機の駆動制御および回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングに設定し、３相同期電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいて特定の電流位相を算出するものである。

本発明によれば、３相短絡処理を実施する場合に、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングを、ｄ軸電流、ｑ軸電流、相電流の位相に基づいて判断できる構成を備えている。この結果、小型化、低コスト化を図った上で、インバータが直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制し、インバータや電動機の破壊を防止することのできる電動機制御装置および電動機制御方法を得ることができる。

本発明の実施の形態１における電動機制御装置のシステム構成図である。本発明の実施の形態１におけるスイッチング制御部の機能ブロック図である。本発明の実施の形態１において、１２０°ずつ位相がずれた３つのＳｉｎ関数の絶対値の最大値が最小となる関係を示す説明図である。本発明の実施の形態１において、３相短絡処理前後の電流振幅および位相差を示す回転座標系ｄｑ座標での電流ベクトル図である。本発明の実施の形態１に係る３相短絡処理指令生成部による一連処理を示すフローチャートである。本発明の実施の形態１における、先の図２とは異なる構成によるスイッチング制御部の機能ブロック図である。本発明の実施の形態２におけるスイッチング制御部の機能ブロック図である。本発明の実施の形態２に係る３相短絡処理指令生成部による一連処理を示すフローチャートである。本発明の実施の形態２における、先の図７とは異なる構成によるスイッチング制御部の機能ブロック図である。

以下、本発明の電動機制御装置および電動機制御方法の好適な実施の形態につき、図面を用いて説明する。

一般に、電動機（モータ）は、電力を駆動力に変換して、力行運転するものであるが、そのままの構造で、駆動力を電力に逆変換して回生運転することが可能である。また、発電機（ジェネレーター）は、駆動力を電力に変換して発電するものであるが、そのままの構造で、電力を駆動力に逆変換して力行運転することが可能である。

すなわち、電動機と発電機は、基本的に同一構造であり、どちらも力行運転と回生運転が可能である。この明細書では、電動機と発電機の双方の機能を持つ回転電機を、単に電動機と呼ぶ。

実施の形態１．
以下、本発明の実施の形態１に係る電動機制御装置を図１から図６に基づいて詳細に説明する。図１は、本発明の実施の形態１における電動機制御装置のシステム構成図である。説明の都合上、この図１では、インバータ回路に直流電力を供給するとともに、回生電力で充電されるバッテリ等の直流電源および制御対象の３相同期電動機を含んで図示している。

図１において、電動機制御装置８０は、電力開閉器５０を介して直流母線１ａ、１ｂにより直流電源９０と接続され、駆動電力および回生電力を直流電源９０と授受する。また、電動機制御装置８０は、交流母線２ａにより電動機１０と接続され、駆動電力および回生電力を電動機１０と授受する。また、電動機１０は、電動機１０の回転角を検出する回転角センサ３０を備えている。

なお、電動機１０は、負荷を回転駆動するとともに、負荷の回転エネルギーを電気エネルギーとして回生可能な電動機である。従って、この電動機１０としては、永久磁石３相交流同期モータや３相ブラシレスモータが使用される。

電動機制御装置８０は、インバータ回路２０とスイッチング制御部６０を備えて構成されている。インバータ回路２０は、電源入力側の直流母線１ａ、１ｂ間に接続されたコンデンサ２１、インバータ回路２０の直流母線電圧を検出する電圧検出回路２４、複数のスイッチング素子で構成され直流／交流の電力変換をする電力変換回路２５、および交流母線２ａに流れる電動機１０の電流値を検出する電動機電流検出回路２６を備えている。

電力変換回路２５内のスイッチング素子は、例えば、図１に示すようなＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、あるいは、ＭＯＳＦＥＴ以外にも、ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが用いられる。

電力変換回路２５は、一般的によく知られている６つのスイッチング素子をフルブリッジ接続したインバータである。すなわち、図１に示すように、Ｕ相用のスイッチング素子３１、３２、Ｖ相用のスイッチング素子３３、３４、およびＷ相用のスイッチング素子３５、３６は、それぞれ互いに直列に接続され、直流電源９０に並列に接続されている。

また、スイッチング素子３１、３２の中点は、電動機１０のＵ相の入力と接続され、スイッチング素子３３、３４の中点は、電動機１０のＶ相の入力と接続され、スイッチング素子３５、３６の中点は、電動機１０のＷ相の入力と接続されている。

ここで、直流電源の正極側（直流母線１ａ）に接続されるスイッチング素子３１、３３、３５を、上段側スイッチング素子と称し、直流電源の負極側（直流母線１ｂ）に接続されるスイッチング素子３２、３４、３６を、下段側スイッチング素子と称す。

なお、各ＭＯＳＦＥＴには、直流電源の負極側から正極側へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）が備えられている。

電力開閉器５０は、直流電源９０と電動機制御装置８０の電力授受を制御するものである。電力開閉器５０は、電動機１０が回生運転時に直流電源９０の電圧があらかじめ設定された値以上になった場合、直流電源９０の消耗等により直流電源９０の電圧があらかじめ設定された値以下となった場合、直流電源９０に流れる電流があらかじめ決められた値以上になった場合、あるいは車両の故障や衝突が検出された場合などに、図示しない上位のシステムにより開放状態に制御される。

なお、電力開閉器５０は、スイッチング制御部６０により制御される構成としても、何ら問題ない。

インバータ回路２０のコンデンサ２１は、直流母線電圧のリップルを抑制する働き、インバータ回路２０の電源インピーダンスを低下させてインバータ回路２０の交流電流駆動能力を向上させる働き、サージ電圧を吸収する働き、などがある。

電圧検出回路２４は、直流母線電圧を分圧抵抗等によりスイッチング制御部６０で読み込める電圧に分圧し、スイッチング制御部６０に直流母線電圧情報を出力する。

電動機電流検出回路２６は、交流母線２ａを流れる電動機電流値を検出するものであり、電流値を電圧に変換してスイッチング制御部６０に出力する。図１では、シャント抵抗により電流値を検出する構成を示している。なお、電動機電流検出回路２６は、ホール素子等を用いた電流センサとしてもよい。

回転角センサ３０は、レゾルバやエンコーダ等により電動機１０のロータ回転角を検出するものである。この検出されたロータ回転角は、スイッチング制御部６０に出力される。なお、ロータ回転角θｍは、電動機１０の永久磁石の極対数を基に、電気角θｅに換算される。

スイッチング制御部６０は、電動機制御装置全体の制御を司るものであり、マイクロコントローラや駆動回路等から構成される。図２は、本発明の実施の形態１におけるスイッチング制御部６０の機能ブロック図である。スイッチング制御部６０は、電流指令生成部６１、三相二相変換部６２、電流制御部６３、二相三相変換部６４、デューティ変換部６５、ＰＷＭ信号生成部６６、３相短絡処理指令生成部６７、電源側異常判定部６８、および相電流位相算出部６９で構成される。

まず、電流指令生成部６１は、電動機１０が発生すべきトルク指令値Ｔｒｑ＊が、図示しないスイッチング制御部６０の上位の制御装置あるいは制御プログラムから入力される。そして、電流指令生成部６１は、このトルク指令値Ｔｒｑ＊に対して、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を決定する。

ここで、ｄ軸は、電動機の磁極位置（磁束）の方向、ｑ軸は、電気的にｄ軸に直交する方向を示しており、ｄ−ｑ軸座標系を構成する。磁石を有する電動機のロータが回転すると、ｄ−ｑ軸座標系も回転するものである。

三相二相変換部６２は、電動機電流検出回路２６からＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗが入力され、回転角センサ３０から電気角θｅが入力される。そして、三相二相変換部６２は、座標変換により、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、ｄ軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑに変換する。

なお、本実施の形態１では、電動機電流検出回路２６で検出される電流は、３つの相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗであるが、２つの相電流が分かれば、残りの相電流は求めることができる。従って、電動機電流検出回路２６は、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうち、２つの相電流を検出する構成としてもよい。

電流制御部６３は、電流指令生成部６１からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊が入力され、三相二相変換部６２からｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑが入力される。そして、電流制御部６３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとのｄ軸電流偏差、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとのｑ軸電流偏差を演算する。さらに、電流制御部６３は、それぞれの電流偏差に対して、比例・積分制御演算によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。

二相三相変換部６４は、電流制御部６３からｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が入力され、回転角センサ３０から電気角θｅが入力される。そして、二相三相変換部６４は、これらの入力に基づいて、静止座標系の３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する。

デューティ変換部６５は、二相三相変換部６４から３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が入力され、電圧検出回路２４から直流母線電圧Ｖｐｎが入力される。そして、デューティ変換部６５は、これらの入力に基づいて、デューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを算出する。

電源側異常判定部６８は、電圧検出回路２４から直流母線電圧Ｖｐｎが入力される。そして、電源側異常判定部６８は、直流母線電圧Ｖｐｎに基づいて、電源側異常状態であるか否かを判定し、電源側異常判定結果Ｅｒｒを生成する。

相電流位相算出部６９は、電動機電流検出回路２６からＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗが入力される。そして、相電流位相算出部６９は、これらの入力に基づいて、相電流の位相を算出する。

なお、本実施の形態１では、相電流の位相として、Ｕ相の相電流位相θｕを算出する。また、本実施の形態１では、３つの相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力される構成としたが、２つの相電流が分かれば、残りの相電流は求めることができる。そこで、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうち、２つの相電流が入力される構成としてもよい。

３相短絡処理指令生成部６７は、三相二相変換部６２からｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑが入力され、電源側異常判定部６８から電源側異常判定結果Ｅｒｒが入力され、相電流位相算出部６９からＵ相の相電流位相θｕが入力される。そして、３相短絡処理指令生成部６７は、これらの入力に基づいて、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳを生成する。

より具体的には、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側正常状態である場合には、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして、３相短絡不実施指令を生成する。一方、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合には、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、Ｕ相の相電流位相θｕに基づいて、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして、３相短絡実施指令を生成する。

ＰＷＭ信号生成部６６は、デューティ変換部６５から各相のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗが入力され、３相短絡処理指令生成部６７から３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが入力される。そして、ＰＷＭ信号生成部６６は、これらの入力に基づいて、電力変換回路２５の各スイッチング素子へのオンオフ制御信号を演算し、電力変換回路２５へオンオフ制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）を出力する。

より具体的には、ＰＷＭ信号生成部６６は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが３相短絡不実施指令である場合には、各相のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに応じた各スイッチング素子へのオンオフ制御信号を出力する。

一方、ＰＷＭ信号生成部６６は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが３相短絡実施指令である場合には、電力変換回路２５の上段側スイッチング素子の全てもしくは下段側スイッチング素子の全て、のどちらか一方をオンする３相短絡状態となるように、各スイッチング素子へのオンオフ制御信号を出力する。

電力変換回路２５のスイッチング素子３１〜３６は、それぞれ、スイッチング制御部６０から入力される制御信号（ＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬ）により、オンオフ動作する。この結果、電力変換回路２５は、直流電力を交流電力に変換し、電動機１０に供給するとともに、電動機１０が回生状態において発生する回生電力を、直流電源９０に充電する。

本実施の形態１に係る電動機制御装置の技術的特徴は、スイッチング制御部６０内に３相短絡処理指令生成部６７および相電流位相算出部６９を有し、電源側異常状態である場合に、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、Ｕ相の相電流位相θｕに基づいて３相短絡実施指令を生成し、３相短絡処理を実施できる構成を備える点にある。

この構成により、本実施の形態１に係る電動機制御装置は、後述するように、インバータが直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇を抑制するために３相短絡処理を実施する場合において、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで、３相短絡処理を開始することができる。

以下に、本実施の形態１に係る電動機制御装置の特徴である３相短絡処理指令生成部６７および相電流位相算出部６９の動作について、詳細に説明する。

まず、相電流位相算出部６９は、電動機電流検出回路２６から入力されたＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗに基づいて、Ｕ相の相電流位相θｕを算出し、３相短絡処理指令生成部６７に出力する。

具体的には、相電流位相算出部６９は、Ｕ相の相電流位相θｕを、以下の方法で求める。Ｕ相の相電流Ｉｕは、相電流の振幅をＡとおくと、正弦関数ｓｉｎによりＡ・ｓｉｎ（θｕ）と表記できる。相電流の振幅Ａと、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗとの関係は、下式（１）で表記できる。

従って、Ｕ相の相電流位相θｕと、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗとの関係は、下式（２）が成り立つ。

上式（２）を満たすθｕは、一意に決まる。従って、相電流位相算出部６９は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗに基づいて、上式（２）より、Ｕ相の相電流位相θｕを算出する。

電源側異常判定部６８は、電圧検出回路２４から入力された直流母線電圧値Ｖｐｎに基づいて、回生電力を直流電源９０に回生することが不可か否かを判定する。さらに、電源側異常判定部６８は、この判定結果を電源側異常判定結果Ｅｒｒとして、３相短絡処理指令生成部６７に出力する。

具体的には、電源側異常判定部６８は、直流母線電圧Ｖｐｎがあらかじめ定められた所定値以上である場合に、回生電力を直流電源９０に回生不可である電源側異常状態と判定する。一方、電源側異常判定部６８は、それ以外の場合には、電源側正常状態と判定する。

これにより、電源側異常判定部６８は、以下の２ケースで例示されるような、回生電力を直流電源９０に回生できない場合に、電源側異常状態と判定できる。
・電力開閉器５０が開放状態中に電動機１０が回生動作することで、回生電力がコンデンサ２１に蓄電され、コンデンサ２１の両端電圧、すなわち直流母線電圧が通常動作ではなりえない高電圧状態となっている場合
・電力開閉器５０が導通状態であっても、直流電源９０が通常動作ではなり得ない高電圧状態である場合

電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側正常状態である場合には、何ら問題なく、電動機１０を力行運転および回生運転できる状態である。そこで、この場合には、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして、３相短絡不実施指令を生成し、ＰＷＭ信号生成部６６に対して出力する。

ＰＷＭ信号生成部６６は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが３相短絡不実施指令である場合には、インバータ駆動で広く一般的に実施される三角波比較方式などにより、各相のデューティ指令値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに応じた各スイッチング素子へのオンオフ制御信号を出力する。三角波比較方式は、公知であるので、詳細な説明は省略する。

一方、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合には、直流電源９０に回生電力を回生できない状態である。そこで、この場合には、３相短絡処理指令生成部６７は、後述する方法で、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実施指令を生成し、ＰＷＭ信号生成部６６に対して出力する。

ＰＷＭ信号生成部６６は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳが３相短絡実施指令である場合には、上段側スイッチング素子３１、３３、３５をオンし、下段側スイッチング素子３２、３４、３６をオフするように、電力変換回路２５へオンオフ制御信号を出力する。

なお、３相短絡するスイッチング素子は、上段側スイッチング素子３１、３３、３５ではなく、下段側スイッチング素子３２、３４、３６としてもなんら問題ない。すなわち、ＰＷＭ信号生成部６６は、上段側スイッチング素子３１、３３、３５をオフし、下段側スイッチング素子３２、３４、３６をオンするように、電力変換回路２５へオンオフ制御信号を出力するようにしてもよい。

上述の動作により、電動機を回生運転中にインバータが直流電源と切り離された場合など、回生電力を直流電源９０に回生できない場合には、インバータの上段側スイッチング素子３１、３３、３５の全てもしくは下段側スイッチング素子３２、３４、３６の全てをオンし、電動機の各相を互いに短絡させる３相短絡処理を実施することとなる。この結果、コンデンサ２１に電力が過大に回生されて、コンデンサ端子間電圧が過大に上昇することを防止できる。

ここで、本実施の形態１における３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡実施指令を生成する場合に、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで、３相短絡実施指令を生成できることを特徴としている。

そこで、以下に、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合、すなわち、３相短絡処理指令生成部６７にて３相短絡実施指令を生成する場合の、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳの生成方法を詳述する。まず、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングについて説明する。

３相短絡処理実施後の相電流は、３相短絡前に流れていた電流（以下、短絡前電流と呼ぶ）と、３相短絡後に電動機の誘起電圧によって流れる短絡電流（以下、誘起電圧電流と呼ぶ）との和となる。電動機の電気角速度をω、短絡前電流の振幅をＡ、誘起電圧電流の振幅をＢ、短絡前電流と誘起電圧電流との位相差をε、短絡前電流の減衰時定数をτとおき、時刻Ｔ０で３相短絡を開始したとすると、３相短絡後の時刻ｔでの各相の相電流は、下式（３）となる。

なお、ここでは、数式を簡素化するため、Ｕ相の短絡前電流の位相オフセットを０とした場合として、上式（３）を記述している。

相電流絶対値が最も大きくなるのは、短絡前電流が減衰していない３相短絡実施直後付近となる。従って、上式（３）での短絡前電流の減衰を無視して近似した下式（４）により、相電流絶対値の最大値を見積もることが可能である。

上式（４）から、各相の相電流の最大値、最小値は、下式（５）のようになる。

上式（５）から、各相の相電流絶対値の最大値は、下式（６）のようになる。

上式（６）でのＵＶＷ全相での相電流絶対値の最大値が最小となるようなＴ０が、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングとなる。ここで、Ｕ相を例にとると、

は、下式（７）のように変換できる。なお、数式簡素化のため、下式（７）では、ωＴ０をαと置き換えている。

Ｖ相、Ｗ相に関しても、Ｕ相と同様に、

を、下式（８）のように変換できる。

ここで、Ｘ、Ｙは、α（＝ωＴ０）とは無関係である。このため、

も、αとは無関係であり、３相短絡処理開始タイミングによって変化しないものである。上式（６）〜（８）により、ＵＶＷ全相での相電流絶対値の最大値が最小となるのは、

の３つの絶対値の最大値が最小となる場合である。

図３は、本発明の実施の形態１において、１２０°ずつ位相がずれた３つのＳｉｎ関数の絶対値の最大値が最小となる関係を示す説明図である。図３から明らかなように、下式（９）を満たす場合が、３つの絶対値の最大値が最小となるである。

すなわち、３相短絡処理は、下式（１０）をみたすタイミングで開始されることで、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値を極力小さくすることができる。

図４は、本発明の実施の形態１において、３相短絡処理前後の電流振幅および位相差を示す回転座標系ｄｑ座標での電流ベクトル図である。上式（１０）におけるＡ、Ｂ、εを説明するために、３相短絡処理前後の電流に関して、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示したこの図４を用いて説明する。

図４（ａ）は、３相短絡処理前に流れる回生制御中の電流を、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示したものである。３相短絡処理前は、電動機１０が発生すべきトルク指令値Ｔｒｑ＊に対して決定されるｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に基づき、電流制御が行われている。従って、この電流制御により、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と等しい電流が電動機１０に流れている。

回生動作の場合には、負のｑ軸電流が流れている。また、電動機の回転速度が高い動作領域では、永久磁石の磁束を等価的に減じる弱め界磁制御が実施されることが一般的であり、この場合も負のｄ軸電流が流れている。

図４（ｂ）は、３相短絡処理後に電動機の誘起電圧により流れる短絡電流をｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示したものである。３相短絡処理後は、電動機の誘起電圧Ｅｍを打ち消すように短絡電流Ｉｓが流れる。

より詳細には、短絡電流Ｉｓのｄ軸成分をＩｓｄ、ｑ軸成分をＩｓｑ、ｄ軸上で作用するｄ軸リアクタンスをＬｄ、ｑ軸上で作用するｑ軸リアクタンスをＬｑ、電機子巻線抵抗をＲ、ｄ−ｑ軸座標系でｄ軸成分として現れる電機子鎖交磁束数をφとおくと、図４（ｂ）に示すように、電動機の誘起電圧ベクトルＥｍ＝ωφ、ｑ軸電流によって生成される磁束による電圧ベクトルωＬｑＩｓｑ、ｄ軸電流によって生成される磁束による電圧ベクトルωＬｄＩｓｄ、電機子巻線抵抗で発生する電圧ベクトルＲＩｓ、の合成電圧ベクトルが０ベクトルとなるような短絡電流Ｉｓが流れる。短絡前電流と誘起電圧電流との位相差εは、電流ベクトルＩとＩｓの角度となる。

ここで、本実施の形態１に係る発明では、数式を簡単化するため、リアクタンス成分ωＬｄ、ωＬｑに比べ小さい電機子巻線抵抗Ｒを無視して近似する。この場合、３相短絡処理後に電動機の誘起電圧により流れる短絡電流の電流ベクトル図は、図４（ｃ）のようになる。電動機の誘起電圧ベクトルＥｍ＝ωφを打ち消すように、ｄ軸負方向に、下式（１１）に示す短絡電流Ｉｓが流れる。

以上より、上式（１０）におけるＡ、Ｂ、εは、下式（１２）のように求めることができる。

上式（１２）を用いることにより、上式（１０）は、下式（１３）のように展開される。

以上の説明にて、Ｕ相の相電流位相θｕが、上式（１３）に示される電流位相ωＴ０となるタイミングで３相短絡処理を開始すると、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなることを示した。上式（１３）におけるｄ軸リアクタンスＬｄ、電機子鎖交磁束数φは、電動機１０によって決まる既知の値である。

すなわち、３相短絡開始タイミングの電流位相ωＴ０は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑが分かれば求めることができる。ここで、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、３相同期電動機の駆動制御および回生制御に用いられるパラメータに相当する。

従って、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡実施指令を生成する場合、三相二相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑと、相電流位相算出部６９から入力されたＵ相の相電流位相θｕとに基づいて、３相短絡実施指令を生成することで、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値を極力小さくすることができる。

図５は、本発明の実施の形態１に係る３相短絡処理指令生成部６７による一連処理を示すフローチャートである。この図５のフローチャートを用いて、３相短絡処理指令生成部６７の詳細な処理について説明する。

最初のステップＳ１０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す）において、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡実施中であるか否かを判断する。そして、３相短絡実施中である場合（Ｓ１０１：ＹＥＳ）には、Ｓ１０５の処理に移行し、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡状態を継続するように、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実施指令を生成する。

一方、３相短絡実施中でない場合（Ｓ１０１：ＮＯ）には、３相短絡処理指令生成部６７は、Ｓ１０２の処理へ移行する。そして、Ｓ１０２において、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であるか否かを判断し、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合（Ｓ１０２：ＹＥＳ）には、Ｓ１０３の処理へ移行する。

一方、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態でない場合（Ｓ１０２：ＮＯ）には、３相短絡処理を実施する必要がない状態であるため、Ｓ１０６の処理に移行し、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実施指令を生成する。

Ｓ１０３に進んだ場合には、３相短絡処理指令生成部６７は、三相二相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑから、上式（１３）を用いて、３相短絡処理を開始するＵ相の電流位相ωＴ０を算出し、Ｓ１０４の処理へ移行する。

ここで、Ｕ相の電流位相ωＴ０は、整数ｎに応じて複数算出できるが、３相短絡処理指令生成部６７は、０から２πの範囲の位相をωＴ０として算出する。すなわち、電流位相ωＴ０として、６個の位相が算出されることとなる。

次に、Ｓ１０４において、３相短絡処理指令生成部６７は、相電流位相算出部６９から入力されたＵ相の相電流位相θｕが、Ｓ１０３で算出した電流位相ωＴ０の近傍であるか否かを判断する。

そして、Ｕ相の相電流位相θｕが電流位相ωＴ０の近傍である場合（Ｓ１０４：ＹＥＳ）には、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングである。そこで、この場合には、Ｓ１０５の処理に移行し、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実施指令を生成する。

一方、Ｕ相の相電流位相θｕが電流位相ωＴ０の近傍でない場合（Ｓ１０４：ＮＯ）には、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングでない。そこで、この場合には、Ｓ１０６の処理に移行し、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実施指令を生成する。

以上の図５のフローチャートに従って３相短絡処理を実行することにより、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合、すなわち、３相短絡処理指令生成部６７にて３相短絡実施指令を生成する場合に、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで、３相短絡実施指令を生成することができる。すなわち、３相短絡処理を実施する場合に、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるタイミングで、３相短絡処理を開始することができる。

以上のように、実施の形態１によれば、３相短絡処理を実施する場合に、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングを、ｄ軸電流、ｑ軸電流、相電流の位相に基づいて判断できる構成を備えている。換言すると、相電流の位相が３相同期電動機の駆動制御および回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングで、３相短絡処理を開始させる構成を備えている。この結果、３相短絡処理を実施した場合の相電流の上昇を、極力抑制することができる。

また、電源側異常状態と判定されたときに３相短絡処理を実施する構成としている。この結果、インバータが直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇を抑制するために３相短絡処理を実施する場合においても、電動機の相電流の上昇を極力抑制することができる。

すなわち、実施の形態１によれば、インバータが直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇、および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制できる。この結果、インバータや電動機の破壊を防止する電動機制御装置を、小型、低コストで実現することができる。

なお、上述した実施の形態１では、３相短絡処理指令生成部６７にて３相短絡実施指令を生成する場合に、三相二相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑと、相電流位相算出部６９から入力されたＵ相の相電流位相θｕとに基づく図２の構成について説明した。しかしながら、本発明は、このような図２の構成に限定されるものではない。

図６は、本発明の実施の形態１における、先の図２とは異なる構成によるスイッチング制御部６０の機能ブロック図である。図６に示すように、３相短絡処理指令生成部６７は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑの代わりに、電流指令生成部６１からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力し、３相短絡実施指令を生成する構成としてもよい。

この図６の構成を採用することで、電動機電流検出回路２６により検出される相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにノイズが重畳する場合にも、３相短絡処理指令生成部６７は、ノイズの影響を受けずに、３相短絡実施指令を生成することができる。

また、実施の形態１では、３相短絡処理指令生成部６７にてＵ相の電流位相ωＴ０を算出する処理として、上式（１３）での整数ｎに応じて、０から２πの範囲で６個の位相を算出する処理とする場合について説明した。しかしながら、本発明は、このような場合に限定されるものではなく、３相短絡処理指令生成部６７は、例えば、０から２πの範囲で、該当する１個の位相のみを算出する処理を実行するようにしてもよい。

このような処理を採用した場合には、３相短絡処理指令生成部６７は、６個の位相を算出する場合と比較して、比較的簡単な処理で、３相短絡処理を開始するタイミングを判断することができる。

また、実施の形態１では、３相短絡処理指令生成部６７にてＵ相の電流位相ωＴ０を算出する処理として、上式（１３）を用いる場合について説明した。しかしながら、本発明は、このような場合に限定されるものではなく、本質的に同等の算出方法であれば、特に、上式（１３）に限定されるものではない。

例えば、短絡前電流の振幅Ａ、誘起電圧電流の振幅Ｂ、短絡前電流と誘起電圧電流の位相差εを、上式（１２）を用いて算出した後、これらの算出結果に基づいて上式（１０）により３相短絡処理を開始するタイミングのＵ相の電流位相ωＴ０を算出する処理としても、なんら問題ない。

言い換えると、ｄ軸電流値およびｑ軸電流値から算出した３相短絡処理前後の相電流の位相差と、３相短絡処理前後の相電流の振幅とに基づいて、Ｕ相の電流位相ωＴ０を算出する処理としてもなんら問題ない。

また、実施の形態１では、相電流位相算出部６９にてＵ相の相電流位相θｕを算出し、３相短絡処理指令生成部６７に出力する構成について説明した。しかしながら、相電流位相算出部６９は、このような構成に限定されるものではなく、相電流の位相を出力する構成であればよい。

例えば、相電流位相算出部６９は、Ｕ相の相電流位相θｕの代わりに、Ｖ相の相電流位相θｖやＷ相の相電流位相θｗを算出し、３相短絡処理指令生成部６７に出力する構成としてもよい。この場合には、３相短絡処理指令生成部６７は、Ｕ相の電流位相ωＴ０を算出した方法と同様の方法で、それぞれ対応するＶ相、Ｗ相の電流位相を算出することが可能であり、同様の効果を得ることができる。

また、実施の形態１では、相電流位相算出部６９にてＵ相の相電流位相θｕを算出する処理として、上式（２）によりＵ相の相電流位相θｕを算出する構成について説明した。しかしながら、相電流位相算出部６９は、このような構成に限定されるものではない。

例えば、相電流位相算出部６９は、Ｕ相の相電流Ｉｕが増加状態であるか減少状態であるかを、前回値との比較で判定し、その判定に基づいて、Ｕ相の相電流位相θｕの範囲を下式（１４）のように算出し、上式（２）および下式（１４）を満たすものを、Ｕ相の相電流位相θｕとして算出する処理を実行することもできる。

また、実施の形態１では、スイッチング制御部６０の電源側異常判定部６８が、電圧検出回路２４から入力された直流母線電圧情報をもとに電源側異常状態であるか否かを判定する構成について説明した。しかしながら、電源側異常判定部６８は、このような構成に限定されるものではない。

電源側異常判定部６８は、その他の構成として、例えば、図示しない車両ＥＣＵなど外部の制御装置から電力開閉器５０の開放状態が通信され、電力開閉器５０が開放状態である場合に、電源側異常状態と判定してもよい。

また、電力変換回路２５のスイッチング素子は、どのような素子を用いてもよいが、例えば、ワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、ダイヤモンド等により形成されたものが挙げられる。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子で構成されたワイドバンドギャップインバータは、従来のＳｉ（シリコン）によって形成されたスイッチング素子で構成されたＳｉインバータと比較して、高耐電圧、低損失であり、高周波駆動が可能である特徴がある。

実施の形態２．
次に、本発明の実施の形態２に係る電動機制御装置を図７から図９に基づいて詳細に説明する。本実施の形態２に係る電動機制御装置は、先の実施の形態１の図１に示すシステム構成と同様に、インバータ回路２０とスイッチング制御部６０で構成されている。ただし、本実施の形態２は、先の実施の形態１と比較して、スイッチング制御部６０の機能ブロック構成が異なっている。そこで、この相違点を中心に、以下に説明する。

図７は、本発明の実施の形態２におけるスイッチング制御部６０の機能ブロック図である。図７に示すように、本実施の形態２に係るスイッチング制御部６０の機能ブロックにおいては、先の実施の形態１における図２に示した機能ブロック図と比較すると、角速度演算部７０がさらに付加されている。

また、角速度演算部７０が付加されたことに伴って、３相短絡処理指令生成部６７での３相短絡処理指令生成方法が、先の実施の形態１と異なる。その他の構成や動作は、先の実施の形態１と同じであるので、先の実施の形態１と同一または相当する部分については、説明を省略し、先の実施の形態１と異なるスイッチング制御部６０について、詳細に説明する。

図７に示したスイッチング制御部６０は、電流指令生成部６１、三相二相変換部６２、電流制御部６３、二相三相変換部６４、デューティ変換部６５、ＰＷＭ信号生成部６６、３相短絡処理指令生成部６７、電源側異常判定部６８、相電流位相算出部６９、および角速度演算部７０で構成される。

ここで、電流指令生成部６１、三相二相変換部６２、電流制御部６３、二相三相変換部６４、デューティ変換部６５、ＰＷＭ信号生成部６６、電源側異常判定部６８、相電流位相算出部６９は、先の実施の形態１と同一であるので、説明を省略する。

本実施の形態２で新たに付加された角速度演算部７０は、回転角センサ３０から電気角θｅが入力され、電気角θｅを時間微分することにより、電気角速度ωを算出する。

３相短絡処理指令生成部６７は、三相二相変換部６２からｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑが入力され、電源側異常判定部６８から電源側異常判定結果Ｅｒｒが入力され、相電流位相算出部６９からＵ相の相電流位相θｕが入力され、さらに、角速度演算部７０から電気角速度ωが入力される。そして、３相短絡処理指令生成部６７は、これらの入力に基づいて３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳを生成する。

より具体的には、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側正常状態である場合には、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして、３相短絡不実施指令を生成する。一方、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合には、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、Ｕ相の相電流位相θｕ、電気角速度ωに基づいて、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして、３相短絡実施指令を生成する。

本実施の形態２に係る電動機制御装置の技術的特徴は、スイッチング制御部６０内に３相短絡処理指令生成部６７、相電流位相算出部６９、および角速度演算部７０を有し、電源側異常状態である場合に、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑ、Ｕ相の相電流位相θｕ、電気角速度ωに基づいて３相短絡実施指令を生成し、３相短絡処理を実施できる構成を備える点にある。

この構成により、本実施の形態２に係る電動機制御装置は、後述するように、インバータが直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇を抑制するために３相短絡処理を実施する場合において、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで、３相短絡処理を開始することができる。

以下に、本実施の形態２に係る電動機制御装置の特徴である３相短絡処理指令生成部６７の動作について、詳細に説明する。なお、相電流位相算出部６９の動作は、先の実施の形態１と同じであるので、説明を省略する。

また、３相短絡処理指令生成部６７の動作において、先の実施の形態１と異なるのは、３相短絡実施指令を生成する場合に算出する３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングの算出方法である。従って、以下では、先の実施の形態１と重複する説明は省略し、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合、すなわち、３相短絡処理指令生成部６７にて３相短絡実施指令を生成する場合、の３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳの生成方法について、詳述する。

まず、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングを説明する。

実施の形態１で説明したように、電動機の電気角速度をω、短絡前電流の振幅をＡ、誘起電圧電流の振幅をＢ、短絡前電流と誘起電圧電流の位相差をε、３相短絡を開始する時刻をＴ０とおくと、上式（１０）と同様の下式（１５）を満たすタイミングＴ０で３相短絡を開始すると、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値を極力小さくすることができる。

ここで、上式（１５）におけるＡ、Ｂ、εを説明するために、３相短絡処理前後の電流に関して、ｄ−ｑ軸座標系での電流ベクトル図で示した先の図４を流用して説明する。

図４（ｂ）を参照して、Ｉｓｄ、Ｉｓｑには、下式（１６）の関係が成り立つ。

上式（１６）および図４（ｂ）より、上式（１０）におけるＡ、Ｂ、εは、下式（１７）のように求めることができる。

以上の説明にて、Ｕ相の相電流位相θｕが、上式（１０）に示される電流位相ωＴ０となるタイミングで３相短絡処理を開始すると、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなることを示した。上式（１０）におけるＡ、Ｂ、εは、上式（１７）より算出でき、また、上式（１７）におけるｄ軸リアクタンスＬｄ、ｑ軸リアクタンスＬｑ、電機子鎖交磁束数φ、電機子巻線抵抗Ｒは電動機１０によって決まる既知の値である。

すなわち、上式（１０）および上式（１７）により、３相短絡開始タイミングの電流位相ωＴ０は、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、電気角速度ωが分かれば求めることができる。ここで、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、電気角速度ωは、３相同期電動機の駆動制御および回生制御に用いられるパラメータに相当する。

従って、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡実施指令を生成する場合、三相二相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑと、相電流位相算出部６９から入力されたＵ相の相電流位相θｕと、角速度演算部７０から入力された電気角速度ωとに基づいて、３相短絡実施指令を生成することで、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値を極力小さくすることができる。

図８は、本発明の実施の形態２に係る３相短絡処理指令生成部６７による一連処理を示すフローチャートである。この図８のフローチャートを用いて、３相短絡処理指令生成部６７の詳細な処理について説明する。

最初のステップＳ２０１（以下、「ステップ」を省略し、単に記号「Ｓ」で示す）において、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡実施中であるか否かを判断する。そして、３相短絡実施中である場合（Ｓ２０１：ＹＥＳ）には、Ｓ２０６の処理に移行し、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡状態を継続するように、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実施指令を生成する。

一方、３相短絡実施中でない場合（Ｓ２０１：ＮＯ）には、３相短絡処理指令生成部６７は、Ｓ２０２の処理へ移行する。そして、Ｓ２０２において、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態であるか否かを判断し、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合（Ｓ２０２：ＹＥＳ）には、Ｓ２０３の処理へ移行する。

一方、３相短絡処理指令生成部６７は、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態でない場合（Ｓ２０２：ＮＯ）には、３相短絡処理を実施する必要がない状態であるため、Ｓ２０７の処理に移行し、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実施指令を生成する。

Ｓ２０３に進んだ場合には、３相短絡処理指令生成部６７は、三相二相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑと、角速度演算部７０から入力された電気角速度ωとから、上式（１７）を用いて、短絡前電流の振幅Ａ、誘起電圧電流の振幅Ｂ、短絡前電流と誘起電圧電流の位相差εを算出し、Ｓ２０４の処理へ移行する。

次に、Ｓ２０４において、３相短絡処理指令生成部６７は、Ｓ２０３で算出された短絡前電流の振幅Ａ、誘起電圧電流の振幅Ｂ、短絡前電流と誘起電圧電流の位相差εから、上式（１０）を用いて、３相短絡処理を開始するＵ相の電流位相ωＴ０を算出し、Ｓ２０５の処理へ移行する。

次に、Ｓ２０５において、３相短絡処理指令生成部６７は、相電流位相算出部６９から入力されたＵ相の相電流位相θｕが、Ｓ２０４で算出した電流位相ωＴ０の近傍であるか否かを判断する。

そして、Ｕ相の相電流位相θｕが電流位相ωＴ０の近傍である場合（Ｓ２０５：ＹＥＳ）には、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングである。そこで、この場合には、Ｓ２０６の処理に移行し、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡実施指令を生成する。

一方、Ｕ相の相電流位相θｕが電流位相ωＴ０の近傍でない場合（Ｓ２０５：ＮＯ）には、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングでない。そこで、この場合には、Ｓ２０７の処理に移行し、３相短絡処理指令生成部６７は、３相短絡処理指令Ｓ３ＰＳとして３相短絡不実施指令を生成する。

以上の図８のフローチャートに従って３相短絡処理を実行することにより、電源側異常判定結果Ｅｒｒが電源側異常状態である場合、すなわち、３相短絡処理指令生成部６７にて３相短絡実施指令を生成する場合に、３相短絡処理実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるようなタイミングで、３相短絡実施指令を生成することができる。すなわち、３相短絡処理を実施する場合に、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなるタイミングで、３相短絡処理を開始することができる。

以上のように、実施の形態２によれば、３相短絡処理を実施する場合に、３相短絡実施後の相電流絶対値の最大値が極力小さくなる３相短絡開始タイミングを、ｄ軸電流、ｑ軸電流、相電流の位相、電動機の回転角速度に基づいて判断できる構成を備えている。この結果、３相短絡処理を実施した場合の相電流の上昇を、極力抑制することができる。

すなわち、実施の形態２によれば、インバータが直流電源から切り離された場合のコンデンサ端子間電圧の上昇、および電動機の各相に流れる相電流の上昇を抑制できる。この結果、インバータや電動機の破壊を防止する電動機制御装置を、小型、低コストで実現することができる。

特に、実施の形態２によれば、数式を簡素化するために電機子巻線抵抗Ｒを無視する近似により短絡電流Ｉｓを求める方法の実施の形態１に比較して、電機子巻線抵抗Ｒを無視せずに短絡電流Ｉｓを求めている。この結果、本実施の形態２に係る電動機制御装置は、先の実施の形態１に係る電動機制御装置と比較して、より正確に３相短絡開始タイミングを算出でき、３相短絡処理を実施した場合の相電流の上昇を、より抑制することができる。

なお、上述した実施の形態２では、３相短絡処理指令生成部６７にて３相短絡実施指令を生成する場合に、三相二相変換部６２から入力されたｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑと、相電流位相算出部６９から入力されたＵ相の相電流位相θｕと、角速度演算部７０から入力された電気角速度ωとに基づく図７の構成について説明した。しかしながら、本発明は、このような図７の構成に限定されるものではない。

図９は、本発明の実施の形態２における、先の図７とは異なる構成によるスイッチング制御部６０の機能ブロック図である。図９に示すように、３相短絡処理指令生成部６７は、ｄ軸電流検出値Ｉｄ、ｑ軸電流検出値Ｉｑの代わりに、電流指令生成部６１からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を入力し、３相短絡実施指令を生成する構成としてもよい。

この図９の構成を採用することで、電動機電流検出回路２６により検出される相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにノイズが重畳する場合にも、３相短絡処理指令生成部６７は、ノイズの影響を受けずに、３相短絡実施指令を生成することができる。

また、実施の形態２では、３相短絡処理指令生成部６７にてＵ相の電流位相ωＴ０を算出する処理として、上式（１０）での整数ｎに応じて、０から２πの範囲で６個の位相を算出する処理とする場合について説明した。しかしながら、本発明は、このような場合に限定されるものではなく、３相短絡処理指令生成部６７は、例えば、０から２πの範囲で、該当する１個の位相のみを算出する処理を実行するようにしてもよい。

なお、上述した実施の形態１、２は、あくまで一例であり、本発明が適用できるものであれば、実地の形態１、２に何ら限定されない。例えば、実施の形態１、２では、直流電源９０と電動機制御装置８０を直接接続していた。しかしながら、直流電源９０と電動機制御装置８０との間に昇圧や降圧を行うＤＣ／ＤＣコンバータを配置する構成としてもよい。また、交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流器や、ＡＣ／ＤＣコンバータを介して交流電源と接続される構成としてもよい。

また、実施の形態１、２では、電気自動車への適用を例として説明したが、エンジンと電動機を併用するハイブリット車両に適用してもよい。さらには、本発明に係る電動機制御装置は、その適用対象が車両に限定されるものでもない。

上述したように、本発明は、実施の形態１、２に限定されるものではなく、種々の設計変更を行うことが可能であり、その発明の範囲内において、各実施の形態１、２を自由に組み合わせたり、各実施の形態１、２を適宜、変形、省略したりすることが可能である。

１ａ、１ｂ直流母線、２ａ交流母線、１０電動機、２０インバータ回路、２１コンデンサ、２４電圧検出回路、２５電力変換回路、２６電動機電流検出回路、３０回転角センサ、３１〜３６スイッチング素子、５０電力開閉器、６０スイッチング制御部、６１電流指令生成部、６２三相二相変換部、６３電流制御部、６４二相三相変換部、６５デューティ変換部、６６ＰＷＭ信号生成部、６７３相短絡処理指令生成部、６８電源側異常判定部、６９相電流位相算出部、７０角速度演算部、８０電動機制御装置、９０直流電源。

Claims

直流電力源と３相同期電動機との間に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うインバータと、
前記インバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と
を有し、３相同期電動機の駆動制御および回生制御を行う電動機制御装置であって、
前記インバータを構成する前記半導体スイッチング素子は、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されており、
前記スイッチング制御部は、
前記上段側スイッチング素子の全てもしくは前記下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、前記３相短絡処理の開始後における前記３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで前記３相短絡処理を開始し、
前記３相同期電動機の相電流の位相情報に基づいて前記３相短絡処理の開始タイミングを判定し、
前記３相短絡処理の開始タイミングを、前記相電流の位相が前記３相同期電動機の前記駆動制御および前記回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングに設定し、
前記３相同期電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいて前記特定の電流位相を算出する
電動機制御装置。
直流電力源と３相同期電動機との間に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うインバータと、
前記インバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と
を有し、３相同期電動機の駆動制御および回生制御を行う電動機制御装置であって、
前記インバータを構成する前記半導体スイッチング素子は、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されており、
前記スイッチング制御部は、
前記上段側スイッチング素子の全てもしくは前記下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、前記３相短絡処理の開始後における前記３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで前記３相短絡処理を開始し、
前記３相同期電動機の相電流の位相情報に基づいて前記３相短絡処理の開始タイミングを判定し、
前記３相短絡処理の開始タイミングを、前記相電流の位相が前記３相同期電動機の前記駆動制御および前記回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングに設定し、
前記３相同期電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流値およびｑ軸電流値と、前記３相同期電動機の回転速度に基づいて前記特定の電流位相を算出する
電動機制御装置。
直流電力源と３相同期電動機との間に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うインバータと、
前記インバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と
を有し、３相同期電動機の駆動制御および回生制御を行う電動機制御装置であって、
前記インバータを構成する前記半導体スイッチング素子は、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されており、
前記スイッチング制御部は、
前記上段側スイッチング素子の全てもしくは前記下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、前記３相短絡処理の開始後における前記３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで前記３相短絡処理を開始し、
前記３相同期電動機の相電流の位相情報に基づいて前記３相短絡処理の開始タイミングを判定し、
前記３相短絡処理の開始タイミングを、前記相電流の位相が前記３相同期電動機の前記駆動制御および前記回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングに設定し、
３相短絡処理前後の相電流の位相差および振幅に基づいて前記特定の電流位相を算出する
電動機制御装置。
前記スイッチング制御部は、前記３相同期電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいて前記３相短絡処理前後の相電流の位相差を算出する
請求項３に記載の電動機制御装置。
前記スイッチング制御部は、前記３相同期電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流値およびｑ軸電流値と、前記３相同期電動機の回転速度に基づいて前記３相短絡処理前後の相電流の位相差を算出する
請求項３に記載の電動機制御装置。
前記スイッチング制御部は、前記ｄ軸電流値としてｄ軸電流検出値を用い、前記ｑ軸電流値としてｑ軸電流検出値を用いる
請求項１、２、４、５のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
前記スイッチング制御部は、前記ｄ軸電流値としてｄ軸電流指令値を用い、前記ｑ軸電流値としてｑ軸電流指令値を用いる
請求項１、２、４、５のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
前記スイッチング制御部は、
前記３相同期電動機からの回生エネルギーを前記直流電力源に回生することが不可である電源側異常状態であるかを判定する電源側異常判定部を有し、
前記電源側異常判定部により電源側異常状態と判定した場合に、前記３相短絡処理を実行する
請求項１から７のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
前記電源側異常判定部は、前記インバータの直流母線電圧があらかじめ設定した閾値以上となった場合に前記電源側異常状態と判定する
請求項８に記載の電動機制御装置。
前記インバータを構成する前記半導体スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成されている
請求項１から９のいずれか１項に記載の電動機制御装置。
直流電力源と３相同期電動機との間に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うインバータと、
前記インバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と
を有し、３相同期電動機の駆動制御および回生制御を行う電動機制御装置において、前記スイッチング制御部により実行される電動機制御方法であって、
交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により前記インバータを構成する前記半導体スイッチング素子が構成されている場合であり、かつ、前記上段側スイッチング素子の全てもしくは前記下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、前記３相短絡処理の開始後における前記３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで前記３相短絡処理を開始させる３相短絡処理指令生成ステップ
を有し、
前記３相短絡処理指令生成ステップは、
前記３相同期電動機の相電流の位相情報に基づいて前記３相短絡処理の開始タイミングを判定し、
前記３相短絡処理の開始タイミングを、前記相電流の位相が前記３相同期電動機の前記駆動制御および前記回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングに設定し、
前記３相同期電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流値およびｑ軸電流値に基づいて前記特定の電流位相を算出する
電動機制御方法。
直流電力源と３相同期電動機との間に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うインバータと、
前記インバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と
を有し、３相同期電動機の駆動制御および回生制御を行う電動機制御装置において、前記スイッチング制御部により実行される電動機制御方法であって、
交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により前記インバータを構成する前記半導体スイッチング素子が構成されている場合であり、かつ、前記上段側スイッチング素子の全てもしくは前記下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、前記３相短絡処理の開始後における前記３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで前記３相短絡処理を開始させる３相短絡処理指令生成ステップ
を有し、
前記３相短絡処理指令生成ステップは、
前記３相同期電動機の相電流の位相情報に基づいて前記３相短絡処理の開始タイミングを判定し、
前記３相短絡処理の開始タイミングを、前記相電流の位相が前記３相同期電動機の前記駆動制御および前記回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングに設定し、
前記３相同期電動機の永久磁石の磁束方向をｄ軸、ｄ軸と電気的に直交する方向をｑ軸としたｄ−ｑ軸座標系上でのｄ軸電流値およびｑ軸電流値と、前記３相同期電動機の回転速度に基づいて前記特定の電流位相を算出する
電動機制御方法。
直流電力源と３相同期電動機との間に接続され、直流と３相交流との電力変換を行うインバータと、
前記インバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と
を有し、３相同期電動機の駆動制御および回生制御を行う電動機制御装置において、前記スイッチング制御部により実行される電動機制御方法であって、
交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により前記インバータを構成する前記半導体スイッチング素子が構成されている場合であり、かつ、前記上段側スイッチング素子の全てもしくは前記下段側スイッチング素子の全てをオンする３相短絡処理を実行する場合に、前記３相短絡処理の開始後における前記３相同期電動機の各相電流絶対値の最大値が最も小さくなるようなタイミングで前記３相短絡処理を開始させる３相短絡処理指令生成ステップ
を有し、
前記３相短絡処理指令生成ステップは、
前記３相同期電動機の相電流の位相情報に基づいて前記３相短絡処理の開始タイミングを判定し、
前記３相短絡処理の開始タイミングを、前記相電流の位相が前記３相同期電動機の前記駆動制御および前記回生制御に用いられるパラメータによりあらかじめ規定される特定の電流位相となったタイミングに設定し、
３相短絡処理前後の相電流の位相差および振幅に基づいて前記特定の電流位相を算出する
電動機制御方法。