JP2010141990A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】短絡故障の検出・保護を確実に行うことのできる電力変換装置を得る。
【解決手段】第１の主端子と第２の主端子と制御端子とを有する半導体スイッチ６で構成された３相ブリッジ型の電力変換回路２と、半導体スイッチ６の動作を制御する制御回路３と、電力変換回路２の直流端子間の電圧を監視する電圧検出回路４とを備えた電力変換装置１であって、制御回路３は、電圧検出回路４によって検出された電力変換回路１の直流端子間の電圧が所定値より小さい状態が所定時間以上継続した場合に、半導体スイッチを遮断する保護機能を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、バッテリなどの直流電力を３相交流電力に変換して回転電機を駆動する、あるいは、回転電機が発電した３相交流電力を直流電力に変換してバッテリなどの直流電源に供給するための３相ブリッジ型の電力変換装置に関し、特に、端子間の短絡故障（半導体スイッチの短絡破壊や誤オンによるアーム短絡および機械的接触による天絡・地絡・相間短絡等）の検出・保護手段を備えた電力変換装置に関する。
従来の電力変換装置においては、短絡故障による過電流を検出するために、通常、何らかの電流検出手段を備えている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１における過電流検出手段は、半導体スイッチで構成された３相ブリッジ型の電力変換回路の低電位側直流ラインに電流検出用の低抵抗（シャント抵抗）を挿入している。そして、その両端の電圧降下が所定値を超えることで過電流と判定し、半導体スイッチを遮断することで短絡故障時の保護を行っている。
特開２００１−２７５３９２公報
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
このような従来の電力変換装置は、短絡故障が発生していない正常時にもシャント抵抗にて電力損失が発生する。このため、電力変換装置における効率が低下する。また、電力損失による過熱を防止するために放熱対策の必要性が生じる。この結果、電力変換装置の大型化・コストアップに繋がる。また、短絡故障によって流れた短絡電流を検出した後に、その大電流を半導体スイッチで遮断する必要がある。このため、大電流の遮断時に、半導体スイッチの安全動作領域を逸脱して２次的な故障が発生する可能性がある。
本発明は、以上のような問題点を解決するためになされたもので、短絡故障の検出・保護を確実に行うことのできる小型で低コストな電力変換装置を得ることを目的とする。
本発明に係る電力変換装置は、第１の主端子と第２の主端子と制御端子とを有する半導体スイッチで構成された３相ブリッジ型の電力変換回路と、半導体スイッチの動作を制御する制御回路と、電力変換回路の直流端子間の電圧を監視する電圧検出回路とを備えた電力変換装置であって、制御回路は、電圧検出回路によって検出された電力変換回路の直流端子間の電圧が、所定値より小さい状態が所定時間以上継続した場合に、半導体スイッチを遮断する保護機能を備えるものである。
本発明に係る電力変換装置によれば、電力変換回路の直流端子間電圧のしきい値を、電力変換回路が正常時の動作で到達する直流端子間電圧の最低電圧よりも小さい電圧に設定しておき、電力変換回路の直流端子間電圧がしきい値よりも小さい状態が所定時間以上継続することで短絡故障の検出を行うことができ、短絡故障の検出・保護を確実に行うことのできる小型で低コストな電力変換装置を得ることができる。
以下、本発明の電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における３相の電動発電機を用いた駆動発電システムの全体構成図である。この図１における駆動発電システムは、電力変換装置１と、その外部に接続されたバッテリ７、配線インダクタンス８、および３相の電動発電機に相当するモータジェネレータ９で構成されている。
ここで、電力変換装置１は、電力変換回路２、制御回路３、電圧検出回路４、およびコンデンサ５を備えている。また、電力変換回路２は、半導体スイッチとしてＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆを用いて構成された２直列３並列のいわゆる３相ブリッジ型の電力変換回路である。
次に、図１の構成を備えた駆動発電システムの動作について説明する。バッテリ７の直流電力は、電力変換装置１によって３相の交流電力に変換され、モータジェネレータ９が駆動されることで、図示しないエンジンに回転力が与えられる。一方、図示しないエンジンの回転によって駆動されたモータジェネレータ９が発電した３相の交流電力は、電力変換装置１によって直流電力に変換され、バッテリ７および図示しない車両負荷に供給される。
電力変換装置１の高電位側直流端子Ｂと低電位側直流端子Ｅには、バッテリ７の正極端子と負極端子がそれぞれ接続される。また、電力変換装置１の３相交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗには、モータジェネレータ９のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻線がそれぞれ接続される。なお、配線インダクタンス８は、バッテリ７と電力変換装置１とを接続する高電位側および低電位側の配線の寄生インダクタンスの総和を代表して表現している。
電力変換装置１の内部には、半導体スイッチとしてＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆを用いて構成された２直列３並列のいわゆる３相ブリッジ型の電力変換回路２がある。そして、この電力変換回路２は、２直列の両端および中点が電力変換装置１の直流側端子Ｂ、Ｅおよび交流側端子Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれ接続されている。
パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆは、第１の主端子（ドレイン）、第２の主端子（ソース）、および制御端子（ゲート）を持ち、ゲート・ソース間の電圧によりオン・オフ制御される。そして、これらパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆは、オン時には、ドレイン・ソース間を双方向に通電可能な抵抗素子となり、オフ時には、ソースからドレインの方向のみ通電可能なダイオード素子となる。
また、電力変換装置１の直流側端子Ｂ−Ｅ間には、小容量のコンデンサ５が接続されている。そして、このコンデンサ５は、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆのスイッチングなどに起因する高周波ノイズを低減し、ラジオノイズ等の放射ノイズを抑制する役割を担っている。電力変換装置１がパルス幅変調（ＰＷＭ）制御での電力変換を行う場合には、直流側端子Ｂ−Ｅ間の電圧を平滑化するために、大容量のコンデンサをコンデンサ５の位置に接続するのが一般的である。しかしながら、本発明では、後述する１パルス通電方式（実施の形態１、２）、または同期整流制御方式（実施の形態３）にて電力変換を行うため、大容量の平滑コンデンサは、必ずしも必要ではない。
また、電力変換装置１の直流側端子Ｂ−Ｅ間には、電圧検出回路４が接続されている。そして、この電圧検出回路４は、電力変換装置１がモータジェネレータ９の発電制御をする際に、フィードバック情報として必要な直流側端子Ｂ−Ｅ間の電圧検出値を制御回路３に対して出力するとともに、直流側端子Ｂ−Ｅ間の電圧が所定値よりも一定時間以上小さくなった場合に、制御回路３に対してフェイル信号を出力する。
制御回路３は、図示しない上位ＥＣＵからの指令と、図示しない様々なセンサ情報とを基に、動作モードに応じて電力変換回路２のパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆのオン・オフ駆動制御を行う。それとともに、制御回路３は、図示しないモータジェネレータ９の回転子の界磁巻線の電流制御も行う。さらに、制御回路３は、電圧検出回路４からフェイル信号を受信した場合には、電力変換回路２のパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆを強制的に遮断（オフ）する機能を備えている。
なお、ここでは、電圧検出回路４側が、直流側端子Ｂ−Ｅ間の電圧が所定値よりも一定時間以上小さくなったか否かを判断する場合について説明した。しかしながら、制御回路３側が、電圧検出回路４で検出された電圧値に基づいて、直流側端子Ｂ−Ｅ間の電圧が所定値よりも一定時間以上小さくなったか否かを判断することも可能である。
次に、図１の構成において、通電角１８０度の１パルス通電制御を適用してモータジェネレータ９を駆動した場合の、短絡故障発生時を含む各部の動作波形について説明する。図２は、本発明の実施の形態１における１８０度通電制御時の各部の動作波形の説明図である。
ＵＨ，ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬは、制御回路３によって制御される各パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆのオン・オフ論理を示したものであり、ハイがオン状態を示し、ローがオフ状態を示している。なお、同相のパワーＭＯＳＦＥＴ（６ａと６ｂ、６ｃと６ｄ、６ｅと６ｆ）のオン・オフ切り替わりタイミングでは、同時オンによる同相アーム短絡を防止するための時間（デッドタイム）が確保されている。
次に、Ｖｂｅは、電力変換装置１の直流側端子Ｂ−Ｅ間の電圧を示している。また、Ｉｄｃは、電力変換回路２の高電位側直流ラインを流れる電流を示している。さらに、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、電力変換装置１の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗを流れる電流（電力変換装置１→モータジェネレータ９の方向が正）を示している。
このように１８０度通電制御では、モータジェネレータ９の回転に同期させてオンさせるパワーＭＯＳＦＥＴのパターンを位相６０度毎に、（ＵＨ・ＶＬ・ＷＨ）→（ＵＨ・ＶＬ・ＷＬ）→（ＵＨ・ＶＨ・ＷＬ）→（ＵＬ・ＶＨ・ＷＬ）→（ＵＬ・ＶＨ・ＷＨ）→（ＵＬ・ＶＬ・ＷＨ）→（ＵＨ・ＶＬ・ＷＨ）と順に変化させる。これにより、モータジェネレータ９の固定子巻線の各端子間に交流電圧が印加され、固定子巻線に３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。
すなわち、常に、高電位側と低電位側のパワーＭＯＳＦＥＴのうち、２相がオンになっている側の片方がターンＯＦＦして、バッテリ７から流れてくる直流電流Ｉｄｃの約半分が遮断される。このため、配線インダクタンス８に発生する逆起電力サージによって、Ｖｂｅの波形には、位相６０度毎に電圧上昇が発生し、その後、配線インダクタンス８とコンデンサ５との共振周波数にて振動しながら収束する。従って、Ｖｂｅの最小値は、定常状態の電圧よりも振動のアンダーシュート分小さくなる。
一方で、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆがターンＯＮする際には、電流がソースからドレインの方向、すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに流れている位相でオンする。このため、Ｖｂｅ波形に目立った変化は現れない。このように、１８０度通電制御による駆動モードにおいては、コンデンサ５の容量が小さくても、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆのスイッチングによってＶｂｅが大きく低下することはない。
次に、上述のようなモータジェネレータ９の駆動動作中のＡ点（図２参照）にて、ＵＨのパワーＭＯＳＦＥＴ６ａが誤オンしてＵ相のパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ、６ｂが同時ＯＮ状態となり、電力変換装置１の直流側端子Ｂ−Ｅ間が短絡されたと仮定する。このとき、通電経路のインピーダンスが小さいコンデンサ５からの短絡電流が、まず流れる（図２のＡ点付近の拡大図のＩｄｃのパルス状の波形参照）。
しかし、コンデンサ５の容量は小さいので、保護すべき大電流が流れる前に短時間で放電が完了して、Ｖｂｅがほぼ０Ｖまで低下する。その後、配線インダクタンス８にバッテリ電圧とＶｂｅとの差電圧が印加されることによって、バッテリ７からの短絡電流が増加し、定常的には、非常に大きな短絡電流となる。
ここで、注目すべき点としては、次の２点が挙げられる。１点目は、同相アーム短絡故障が発生した場合には、Ｖｂｅがほぼ０Ｖに瞬時に低下することである。そして、２点目は、配線インダクタンス８のインピーダンスの影響で、その後遅れてバッテリからの短絡電流が流れてくることである。
その一方で、正常動作時には、前述の通り、Ｖｂｅは大幅には低下しない。すなわち、電圧検出回路４がフェイル信号を出力するＶｂｅのしきい値を、正常動作時にＶｂｅが低下し得る最低の電圧値よりも小さい値に設定し、電圧検出回路４によってＶｂｅを監視しておけば、短絡故障の検出が可能になる。さらに、短絡故障の検出後、すぐにパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆを遮断することによって、バッテリから短絡故障による大電流が流れてくる前に、電力変換装置１の保護が可能となる。
以上のように、実施の形態１によれば、モータジェネレータを駆動する際に、通電角１８０度の１パルス通電制御（１８０度通電制御）により電力変換を行い、３相ブリッジ型電力変換装置の直流端子間の電圧低下を電圧検出回路によって監視することで、短絡故障の検出を行うことができる。この結果、シャント抵抗など過電流検出のための電流センサは不要となり、電力変換装置の小型化・低コスト化・高効率化を図ることが可能となる。
さらに、モータジェネレータを駆動する際の電力変換制御として、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御ではなく、１パルス通電制御方式を採用することで、電力変換装置の直流端子間電圧を平滑化するための大容量コンデンサを不要とすることができる。大容量コンデンサを搭載していないことにより、短絡故障が発生した際に、電力変換装置の直流端子間電圧が瞬時にほぼ０Ｖまで低下してから直流電源（バッテリ）から短絡電流が流れ込んでくることとなる。従って、直流端子間の電圧低下により短絡故障を即座に検出し、その後直ちに半導体スイッチを遮断することで、短絡による大電流が流れ込む前に半導体スイッチを遮断することが可能になる。この結果、大電流の通電および遮断によって半導体スイッチを２次的に破壊させることなく、短絡故障に対する保護を確実に行うことができる。
さらに、１パルス通電制御時における電力変換装置の直流端子間電圧は、短絡故障発生時には正常動作時よりも低下し、直流端子間のコンデンサ容量が小さいほど急峻に大きく低下する。従って、短絡故障検出のための電圧端子間電圧のしきい値は、電力変換回路が正常時の動作で直流端子間電圧が低下し得る最低電圧よりも小さい値に設定しておくことで、短絡故障の検出が可能となる。この結果、正常時と短絡故障時の区別を明確にすることができるため、直流端子間電圧の監視による短絡故障検出を容易に行うことができるとともに、短絡故障の誤検出も防止することができる。
実施の形態２．
先の実施の形態１では、１パルス通電方式として１８０度通電制御を行った際の短絡故障検出について説明した。これに対して、本実施の形態２では、１パルス通電方式として１２０度通電制御を行った際の短絡故障検出について説明する。すなわち、先の図１の構成において、通電角１２０度の１パルス通電制御を適用してモータジェネレータ９を駆動した場合の、短絡故障発生時を含む各部の動作波形について説明する。図３は、本発明の実施の形態２における１２０度通電制御時の各部の動作波形の説明図であり、各波形項目は、先の図２と同じである。
このように１２０度通電制御では、モータジェネレータ９の回転に同期させてオンさせるパワーＭＯＳＦＥＴのパターンを位相６０度毎に、（ＵＨ・ＶＬ）→（ＵＨ・ＷＬ）→（ＶＨ・ＷＬ）→（ＵＬ・ＶＨ）→（ＵＬ・ＷＨ）→（ＶＬ・ＷＨ）→（ＵＨ・ＶＬ）と順に変化させる。これにより、モータジェネレータ９の固定子巻線の各端子間に交流電圧が印加され、固定子巻線に３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。
すなわち、常に、高電位側と低電位側のパワーＭＯＳＦＥＴのうち、各１相ずつがオンになっている状態から片側がターンＯＦＦしてバッテリ７から流れてくる直流電流Ｉｄｃの全てが遮断される。このため、配線インダクタンス８に発生する逆起電力サージによって、Ｖｂｅの波形には位相６０度毎に電圧上昇が発生する。その後、配線インダクタンス８とコンデンサ５との共振周波数にて振動しながら収束する。従って、Ｖｂｅの最小値は定常状態の電圧よりも振動のアンダーシュート分小さくなる。
一方で、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆがターンＯＮする際には、その相の固定子電流は、０Ａの状態であり、配線インダクタンス８での電流急変はない。このため、Ｖｂｅに目立った変化は現れない。このように、１２０度通電制御による駆動モードにおいては、コンデンサ５の容量が小さくても、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆのスイッチングによってＶｂｅが大きく低下することはない。
次に、上述のようなモータジェネレータ９の駆動動作中のＢ点（図３参照）にて、ＵＨのパワーＭＯＳＦＥＴ６ａが誤オンしてＵ相のパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ、６ｂが同時ＯＮ状態となり、電力変換装置１の直流側端子Ｂ−Ｅ間が短絡されたと仮定する。このときの現象は、先の実施の形態１とほぼ同様である。従って、短絡故障の検出や保護も、先の実施の形態１と同様に可能である。
以上のように、実施の形態２によれば、モータジェネレータを駆動する際に、通電角１２０度の１パルス通電制御（１２０度通電制御）により電力変換を行い、３相ブリッジ型電力変換装置の直流端子間の電圧低下を電圧検出回路によって監視することで、短絡故障の検出を行うことができる。この結果、１８０度通電制御を行った先の実施の形態１と同様に、シャント抵抗など過電流検出のための電流センサは不要となり、電力変換装置の小型化・低コスト化・高効率化を図ることが可能となる。
さらに、モータジェネレータを駆動する際の電力変換制御として、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御ではなく、１パルス通電制御方式を採用することで、電力変換装置の直流端子間電圧を平滑化するための大容量コンデンサを不要とすることができる。大容量コンデンサを搭載していないことにより、短絡故障が発生した際に、電力変換装置の直流端子間電圧が瞬時にほぼ０Ｖまで低下してから直流電源（バッテリ）から短絡電流が流れ込んでくることとなる。従って、直流端子間の電圧低下により短絡故障を即座に検出し、その後直ちに半導体スイッチを遮断することで、短絡による大電流が流れ込む前に半導体スイッチを遮断することが可能になる。この結果、大電流の通電および遮断によって半導体スイッチを２次的に破壊させることなく、短絡故障に対する保護を確実に行うことができる。
さらに、１パルス通電制御時における電力変換装置の直流端子間電圧は、短絡故障発生時には正常動作時よりも低下し、直流端子間のコンデンサ容量が小さいほど急峻に大きく低下する。従って、短絡故障検出のための電圧端子間電圧のしきい値は、電力変換回路が正常時の動作で直流端子間電圧が低下し得る最低電圧よりも小さい値に設定しておくことで、短絡故障の検出が可能となる。この結果、正常時と短絡故障時の区別を明確にすることができるため、直流端子間電圧の監視による短絡故障検出を容易に行うことができるとともに、短絡故障の誤検出も防止することができる。
実施の形態３．
先の実施の形態１、２では、１パルス通電方式としてそれぞれ、１８０度通電制御、１２０度通電制御を行った際の短絡故障検出について説明した。これに対して、本実施の形態３では、１パルス通電方式の代わりに同期整流制御を行った際の短絡故障検出について説明する。すなわち、先の図１の構成において、モータジェネレータ９の発電モードにて同期整流制御を行った場合の、短絡発生時を含む各部の動作波形について説明する。図４は、本発明の実施の形態３における同期整流制御時の各部の動作波形の説明図であり、各波形項目は、先の図２と同じである。
このようにモータジェネレータ９が発生した３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、３相ブリッジ型の電力変換回路２で３相全波整流して直流電流Ｉｄｃに変換する際には、各相電流の極性に応じて、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆの寄生ダイオードに通電されるタイミングで、当該パワーＭＯＳＦＥＴをオンする。これにより、通電による電圧降下が小さくなり、電力変換回路２での損失を抑えながら、効率良く全波整流させることができる。このような発電制御を、同期整流と言う。
このとき、パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆのターンＯＮおよびターンＯＦＦ時は、いずれもパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆのソース端子からドレイン端子の方向に電流が流れている位相でスイッチングが行われる。このため、スイッチングによって配線インダクタンス８の電流が急変することはなく、Ｖｂｅは安定した電圧となる。
このように同期整流制御による発電モードにおいては、コンデンサ５の容量が小さくてもパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆのスイッチングによって、Ｖｂｅはほとんど変化しない。
次に、上述のようなモータジェネレータ９の発電動作中のＣ点（図４参照）にて、ＵＨのパワーＭＯＳＦＥＴ６ａが誤オンしてＵ相のパワーＭＯＳＦＥＴ６ａ、６ｂが同時ＯＮ状態となり、電力変換装置１の直流側端子Ｂ−Ｅ間が短絡されたと仮定する。このときの現象は、先の実施の形態１とほぼ同様である。従って、短絡故障の検出や保護も、先の実施の形態１と同様に可能である。
以上のように、実施の形態３によれば、モータジェネレータが発電する際に、同期整流制御により電力変換を行い、３相ブリッジ型電力変換装置の直流端子間の電圧低下を電圧検出回路によって監視することで、短絡故障の検出を行うことができる。この結果、先の実施の形態１、２と同様に、シャント抵抗など過電流検出のための電流センサは不要となり、電力変換装置の小型化・低コスト化・高効率化を図ることが可能となる。
さらに、モータジェネレータが発電する際の電力変換制御として、同期整流制御方式を採用する場合には、電力変換装置の直流端子間電圧を平滑化するための大容量コンデンサを不要とすることができる。大容量コンデンサを搭載していないことにより、短絡故障が発生した際に、電力変換装置の直流端子間電圧が瞬時にほぼ０Ｖまで低下してから直流電源（バッテリ）から短絡電流が流れ込んでくることとなる。従って、直流端子間の電圧低下により短絡故障を即座に検出し、その後直ちに半導体スイッチを遮断することで、短絡による大電流が流れ込む前に半導体スイッチを遮断することが可能になる。この結果、大電流の通電および遮断によって半導体スイッチを２次的に破壊させることなく、短絡故障に対する保護を確実に行うことができる。
さらに、同期整流制御時における電力変換装置の直流端子間電圧は、短絡故障発生時には正常動作時よりも低下し、直流端子間のコンデンサ容量が小さいほど急峻に大きく低下する。従って、短絡故障検出のための電圧端子間電圧のしきい値は、電力変換回路が正常時の動作で直流端子間電圧が低下し得る最低電圧よりも小さい値に設定しておくことで、短絡故障の検出が可能となる。この結果、正常時と短絡故障時の区別を明確にすることができるため、直流端子間電圧の監視による短絡故障検出を容易に行うことができるとともに、短絡故障の誤検出も防止することができる。
なお、本発明の実施の形態１〜３では、全てＵＨのパワーＭＯＳＦＥＴ６ａが誤オンした場合を例に挙げたが、これに限定されるものではない。パワーＭＯＳＦＥＴ６ａ〜６ｆの何れかの誤オン、または短絡故障、さらには電力変換装置１の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗラインの機械的接触による高電圧側直流端子Ｂラインへの天絡、または低電圧側直流端子Ｅラインへの地絡、交流端子ライン間の短絡などの故障に対しても、同様の原理での故障検出・保護が可能である。
また、バッテリ７は電気二重層などの大容量キャパシタでも構わない。
本発明の実施の形態１における３相の電動発電機を用いた駆動発電システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態１における１８０度通電制御時の各部の動作波形の説明図である。 本発明の実施の形態２における１２０度通電制御時の各部の動作波形の説明図である。 本発明の実施の形態３における同期整流制御時の各部の動作波形の説明図である。
符号の説明
１ 電力変換装置、２ 電力変換回路、３ 制御回路、４ 電圧検出回路、５ コンデンサ、６ａ〜ｆ パワーＭＯＳＦＥＴ、７ バッテリ、８ 配線インダクタンス、９ モータジェネレータ。

Claims (6)

  1. 第１の主端子と第２の主端子と制御端子とを有する半導体スイッチで構成された３相ブリッジ型の電力変換回路と、
    前記半導体スイッチの動作を制御する制御回路と、
    前記電力変換回路の直流端子間の電圧を監視する電圧検出回路と
    を備えた電力変換装置であって、
    前記制御回路は、前記電圧検出回路によって検出された前記電力変換回路の直流端子間の電圧が、所定値より小さい状態が所定時間以上継続した場合に、前記半導体スイッチを遮断する保護機能を備える電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記制御回路は、前記所定値として前記電力変換回路が正常時の動作で到達する最低電圧よりも小さい電圧が設定されている電力変換装置。
  3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記制御回路は、前記電力変換回路が直流電力を交流電力に変換する動作時に、前記半導体スイッチを１パルス通電制御方式にて制御する電力変換装置。
  4. 請求項３に記載の電力変換装置において、
    前記制御回路は、前記１パルス通電制御方式として通電角１８０度または１２０度の１パルス通電制御を行う電力変換装置。
  5. 請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記制御回路は、前記電力変換回路が交流電力を直流電力に変換する動作時に、前記電力変換回路での３相全波整流において各半導体スイッチが通電する位相区間内で前記半導体スイッチをオンさせる同期整流制御方式にて前記半導体スイッチを制御する電力変換装置。
  6. 請求項３ないし５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記制御回路において前記１パルス通電制御方式または前記同期整流制御方式を採用することで、前記直流端子間の電圧を平滑化するための大容量コンデンサを不要とする電力変換装置。
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