JP4491434B2 - 電力制御装置およびそれを備えた車両 - Google Patents

Description

この発明は、電力制御装置およびそれを備えた車両に関し、特に商用電源と車両に搭載された蓄電装置との間で電力を授受する電力制御装置およびそれを備えた車両に関する。

特許第２６９５０８３号公報（特許文献１）は、車両外部の交流電源と車載直流電源との間で電力を授受可能なモータ駆動装置を開示する。このモータ駆動装置は、蓄電池と、インバータＩＡ，ＩＢと、誘導電動機ＭＡ，ＭＢと、制御ユニットとを備える。誘導電動機ＭＡ，ＭＢは、Ｙ結線された巻線ＣＡ，ＣＢをそれぞれ含む。巻線ＣＡ，ＣＢの中性点ＮＡ，ＮＢには、ＥＭＩフィルターを介して入力／出力ポートが接続される。インバータＩＡ，ＩＢは、それぞれ誘導電動機ＭＡ，ＭＢに対応して設けられ、それぞれ巻線ＣＡ，ＣＢに接続される。インバータＩＡ，ＩＢは、蓄電池に並列に接続される。

このモータ駆動装置においては、再充電モード時、入力／出力ポートに接続される単相電源から巻線ＣＡ，ＣＢの中性点ＮＡ，ＮＢ間に与えられる交流電力を直流電力に変換して蓄電池を充電することができる。また、中性点ＮＡ，ＮＢ間に正弦波の調整された交流電力を発生し、その発生した交流電力を入力／出力ポートに接続される外部装置へ出力することができる（特許文献１参照）。
特許第２６９５０８３号公報 特開平７−２３５３５号公報 特開平８−１２６１２１号公報 特開平１０−２２５０１４号公報

しかしながら、上記の特許第２６９５０８３号公報に開示されるモータ駆動装置では、再充電モード中は誘導電動機ＭＡ，ＭＢの駆動を停止しなければならない。また、誘導電動機ＭＡ，ＭＢの駆動制御中（駆動モード中）は、再充電モード時の制御を行なうことはできない。

さらに、上記公報では、効率的な電池充電を実現するために単相電源から力率１の電池充電を行なうことが開示されているが、より効率的な電池充電または外部装置への給電を実現するには、より高精度な制御が必要である。

そこで、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、２つの交流モータの中性点を介して商用電源と電力を授受する電力制御装置であって、モータの駆動制御に対して非干渉に電力を授受可能な電力制御装置およびそれを備えた車両を提供することである。

また、この発明の別の目的は、２つの交流モータの中性点を介して商用電源と電力を授受する電力制御装置であって、より効率的に電力を授受可能な電力制御装置およびそれを備えた車両を提供することである。

この発明によれば、電力制御装置は、商用電源と車両に搭載された蓄電装置との間で電力を授受する電力制御装置であって、星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の交流回転電機と、星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の交流回転電機と、第１の多相巻線に接続され、第１の交流回転電機と蓄電装置との間で電力変換を行なう第１のインバータと、第２の多相巻線に接続され、第２の交流回転電機と蓄電装置との間で電力変換を行なう第２のインバータと、第１の多相巻線の第１の中性点および第２の多相巻線の第２の中性点に接続され、第１および第２の中性点と商用電源との間で電力を授受可能なように構成された電力線対と、商用電源の電圧を検出する第１の電圧検出装置と、第１の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて商用電源の電圧の実効値および位相を検出し、その検出した実効値および位相ならびに蓄電装置に対する充放電電力指令値に基づいて、電力線対に流す電流の指令値であって商用電源の電圧に対して位相が調整されたものを生成する電流指令生成部と、電流指令生成部によって生成される電流指令値に基づいて第１および第２のインバータの少なくとも一方の零相電圧を制御するインバータ制御部とを備える。

好ましくは、電流指令生成部は、商用電源の電圧に対して同相の電流指令値を生成する。

好ましくは、電流指令生成部は、電圧検出値に基づいて商用電源の電圧の実効値を演算する実効値演算部と、電圧検出値に基づいて商用電源の電圧の位相を検出する位相検出部と、位相検出部によって検出された位相に対して位相調整された正弦波を生成する正弦波生成部と、充放電電力指令値を実効値で除算し、その演算結果に正弦波生成部からの正弦波を乗算して電流指令値を生成する演算部とを含む。

さらに好ましくは、正弦波生成部は、位相検出部によって検出された位相と同相の正弦波を生成する。

好ましくは、インバータ制御部は、第１および第２のインバータのいずれか一方の零相電圧を電流指令値に基づいて制御し、他方のインバータの零相電圧を固定値に制御する。

さらに好ましくは、インバータ制御部は、一方のインバータに対応する中性点の電位が他方のインバータに対応する中性点の電位よりも高い場合、他方のインバータの各相アームの上アームをオフさせ、かつ、下アームをオンさせ、一方のインバータに対応する中性点の電位が他方のインバータに対応する中性点の電位よりも低い場合、他方のインバータの各相アームの上アームをオンさせ、かつ、下アームをオフさせる。

また、さらに好ましくは、インバータ制御部は、商用電源から蓄電装置の充電時、他方のインバータの各相アームの上アームおよび下アームをオフさせる。

さらに好ましくは、インバータ制御部は、電流指令値に基づいて零相電圧を制御するインバータを第１および第２のインバータで周期的に交替する。

また、好ましくは、インバータ制御部は、第２のインバータの零相電圧が第１のインバータの零相電圧の符号を反転した電圧となるように、第１および第２のインバータの零相電圧を電流指令値に基づいて制御する。

さらに好ましくは、インバータ制御部は、所定の搬送波と電流指令値に基づいて生成される第１の信号波との大小関係に応じて、第１のインバータをスイッチング制御するための第１の駆動信号を生成し、搬送波と第１の信号波を符号反転した第２の信号波との大小関係に応じて、第２のインバータをスイッチング制御するための第２の駆動信号を生成する。

また、さらに好ましくは、インバータ制御部は、所定の第１の搬送波と電流指令値に基づいて生成される信号波との大小関係に応じて、第１のインバータをスイッチング制御するための第１の駆動信号を生成し、第１の搬送波を符号反転した第２の搬送波と信号波との大小関係に応じて、第２のインバータをスイッチング制御するための第２の駆動信号を生成する。

また、さらに好ましくは、インバータ制御部は、所定の搬送波と電流指令値に基づいて生成される信号波との大小関係に応じて、第１のインバータをスイッチング制御するための第１の駆動信号を生成し、第１の駆動信号に対して相補的に変化する、第２のインバータをスイッチング制御するための第２の駆動信号を生成する。

好ましくは、電力制御装置は、電力線対に流れる電流を検出する第１の電流検出装置をさらに備える。インバータ制御部は、第１の電流検出装置からの電流検出値と電流指令値との偏差に基づいて第１および第２のインバータの零相電圧指令を生成する電流制御部と、その生成された零相電圧指令に基づいて、第１および第２のインバータを駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成部とを含む。

好ましくは、電力制御装置は、第１および第２の交流回転電機の各々の各相に流れる電流を検出するための複数の第２の電流検出装置をさらに備える。インバータ制御部は、複数の電流制御部と、駆動信号生成部とを含む。複数の電流制御部は、第１および第２の交流回転電機の各々の各相に対応して設けられ、対応する第２の電流検出装置からの電流検出値と電流指令値を各相に均等配分した各相電流指令値との偏差に基づいて、対応するインバータにおける対応する相の電圧指令を生成する。駆動信号生成部は、その生成された各相電圧指令に基づいて、第１および第２のインバータを駆動するための駆動信号を生成する。

好ましくは、電流制御部または複数の電流制御部の各々は、電流指令値に対応する正弦波関数を用いて制御補償量を算出する内部モデル補償部を含む。

さらに好ましくは、内部モデル補償部は、電流指令値または各相電流指令値の大きさの平均値を算出する第１の平均値演算部と、電流検出値の大きさの平均値を算出する第２の平均値演算部と、第１の平均値演算部からの出力と第２の平均値演算部からの出力との偏差にゲインを乗算し、その演算結果に商用電源と同位相の正弦波関数をさらに乗算して制御補償量を算出する演算部とから成る。

また、好ましくは、電流制御部または複数の電流制御部の各々は、商用電源の１周期前における偏差に基づいて、零相電圧指令または各相電圧指令を商用電源の位相ごとに逐次算出する繰返し制御部を含む。

好ましくは、電力制御装置は、第１および第２のインバータに与えられる直流電圧を検出する第２の電圧検出装置をさらに備える。電流指令生成部は、第２の電圧検出装置からの電圧検出値と直流電圧の目標電圧との偏差に基づいて、直流電圧を目標電圧に制御するように充放電電力指令値を補正する電圧制御部を含む。

また、好ましくは、電力制御装置は、蓄電装置と第１および第２のインバータとの間に設けられる昇圧コンバータと、第１および第２のインバータに与えられる直流電圧を検出する第２の電圧検出装置と、第２の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて、直流電圧を目標電圧に制御するように昇圧コンバータを制御するコンバータ制御部とをさらに備える。

さらに好ましくは、電力制御装置は、蓄電装置に入出力される電流を検出する第３の電流検出装置をさらに備える。コンバータ制御部は、第２の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて、直流電圧を目標電圧に制御するように構成された電圧制御部と、第３の電流検出装置からの電流検出値に基づいて、蓄電装置に入出力される電流を目標電流に制御するように構成された電流制御部とを含む。

さらに好ましくは、コンバータ制御部は、電流検出値と目標電流との偏差がしきい値を超えると、昇圧コンバータを停止する。

また、この発明によれば、車両は、第１および第２の交流回転電機の少なくとも一方から駆動トルクを受ける車輪と、上述したいずれかの電力制御装置とを備える。

この発明においては、第１および第２の中性点に接続される電力線対を介して商用電源と蓄電装置との間で電力の授受が行なわれる。そして、電流指令生成部は、第１の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて検出した商用電源の電圧の実効値および位相ならびに蓄電装置に対する充放電電力指令値に基づいて、電力線対に流す電流の指令値であって商用電源の電圧に対して位相が調整されたものを生成する。すなわち、電流指令生成部は、高調波や変動成分を含む可能性のある商用電源の検出電圧波形に基づくのではなく、商用電源の電圧の実効値および位相を検出し、基本波のみの正弦波波形を用いて電流指令値を生成するので、商用電源の高調波成分や変動成分がなく、かつ、商用電源に対して力率１で充電または給電可能な電流指令値を生成できる。そして、インバータ制御部は、その生成された電流指令値に基づいて第１および第２のインバータを制御するので、高調波成分や変動成分による無効電力や高調波電流の発生が抑制される。

したがって、この発明によれば、商用電源からの蓄電装置の充電および蓄電装置から商用電源への給電を効率的に行なうことができる。また、商用電源の電圧レベルが切替わっても、設定された充放電電力指令値に相当する電力を確保することができる。すなわち、商用電源の電圧レベルが異なる国においても、システムや設定の変更を伴なうことなく、一定の充電電力および給電電力を得ることができる。さらに、高調波および変動成分による損失および無効電力の発生が抑制されるので、高効率かつ小型の装置を実現することができる。

また、インバータ制御部は、電流指令値に基づいて第１および第２のインバータの少なくとも一方の零相電圧を制御するので、この制御は、第１および第２の交流回転電機のトルクに影響を与えない。したがって、この発明によれば、第１および第２の交流回転電機のトルク制御と非干渉に商用電源との電力制御を行なうことができる。すなわち、第１および第２の交流回転電機を駆動しつつ商用電源からの蓄電装置の充電および蓄電装置から商用電源への給電を行なうことができる。

さらに、この発明においては、商用電源からの蓄電装置の充電および蓄電装置から商用電源への給電を行なうにあたり、第１および第２の交流回転電機の多相巻線と第１および第２のインバータを用いているので、商用電源と蓄電装置との間で電力変換を行なうための専用の電力変換装置を備える必要がない。したがって、この発明によれば、追加の部品点数を削減することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。図１を参照して、このハイブリッド車両１００は、エンジン４と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、動力分割機構３と、車輪２とを備える。また、ハイブリッド車両１００は、蓄電装置Ｂと、インバータ２０，３０と、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）６０とをさらに備える。

さらに、ハイブリッド車両１００は、コンデンサＣ１と、電源ラインＰＬ１と、接地ラインＳＬと、Ｕ相ラインＵＬ１，ＵＬ２と、Ｖ相ラインＶＬ１，ＶＬ２と、Ｗ相ラインＷＬ１，ＷＬ２と、電圧センサ７２と、電流センサ８２，８４とをさらに備える。また、さらに、ハイブリッド車両１００は、電力ラインＮＬ１，ＮＬ２と、コネクタ５０と、コンデンサＣ２と、電圧センサ７４と、電流センサ８６とをさらに備える。

このハイブリッド車両１００は、エンジン４およびモータジェネレータＭＧ２を動力源として走行する。動力分割機構３は、エンジン４とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２とに結合されてこれらの間で動力を分配する。たとえば、動力分割機構３としては、サンギヤ、プラネタリキャリヤおよびリングギヤの３つの回転軸を有する遊星歯車機構を用いることができる。この３つの回転軸がエンジン４およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各回転軸にそれぞれ接続される。たとえば、モータジェネレータＭＧ１のロータを中空としてその中心にエンジン４のクランク軸を通すことで動力分割機構３にエンジン４とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２とを機械的に接続することができる。

なお、モータジェネレータＭＧ２の回転軸は、図示されない減速ギヤや作動ギヤによって車輪２に結合されている。また、動力分割機構３の内部にモータジェネレータＭＧ２の回転軸に対する減速機をさらに組込んでもよい。

そして、モータジェネレータＭＧ１は、エンジン４によって駆動される発電機として動作し、かつ、エンジン４の始動を行ない得る電動機として動作するものとしてハイブリッド車両１００に組込まれ、モータジェネレータＭＧ２は、車輪２を駆動する電動機としてハイブリッド車両１００に組込まれる。

蓄電装置Ｂの正極および負極は、それぞれ電源ラインＰＬ１および接地ラインＳＬに接続される。コンデンサＣ１は、電源ラインＰＬ１と接地ラインＳＬとの間に接続される。インバータ２０は、Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６を含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、電源ラインＰＬ１と接地ラインＳＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１１，Ｑ１２からなり、Ｖ相アーム２４は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１３，Ｑ１４からなり、Ｗ相アーム２６は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１５，Ｑ１６からなる。各ｎｐｎ型トランジスタＱ１１〜Ｑ１６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１１〜Ｄ１６がそれぞれ接続される。

なお、上記のｎｐｎ型トランジスタおよび以下の本明細書中のｎｐｎ型トランジスタとして、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができ、また、ｎｐｎ型トランジスタに代えてパワーＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field-effect transistor）等の電力スイッチング素子を用いることができる。

モータジェネレータＭＧ１は、３相コイル１２をステータコイルとして含む。３相コイル１２を形成するＵ相コイルＵ１、Ｖ相コイルＶ１およびＷ相コイルＷ１の一端は、互いに接続されて中性点Ｎ１を形成し、Ｕ相コイルＵ１、Ｖ相コイルＶ１およびＷ相コイルＷ１の他端は、インバータ２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６の各々における上下アームの接続点にそれぞれ接続される。

インバータ３０は、Ｕ相アーム３２、Ｖ相アーム３４およびＷ相アーム３６を含む。モータジェネレータＭＧ２は、３相コイル１４をステータコイルとして含む。インバータ３０およびモータジェネレータＭＧ２の構成は、それぞれインバータ２０およびモータジェネレータＭＧ１と同様である。

そして、電力ラインＮＬ１の一方端は、３相コイル１２の中性点Ｎ１に接続され、その他方端は、コネクタ５０に接続される。また、電力ラインＮＬ２の一方端は、３相コイル１４の中性点Ｎ２に接続され、その他方端は、コネクタ５０に接続される。コンデンサＣ２は、電力ラインＮＬ１と電力ラインＮＬ２との間に接続される。

蓄電装置Ｂは、充放電可能な直流電源であり、たとえば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電装置Ｂは、直流電力をコンデンサＣ１へ出力し、また、インバータ２０および／または３０によって充電される。なお、蓄電装置Ｂとして、大容量のキャパシタを用いてもよい。

コンデンサＣ１は、電源ラインＰＬ１と接地ラインＳＬとの間の電圧変動を平滑化する。電圧センサ７２は、コンデンサＣ１の端子間電圧、すなわち接地ラインＳＬに対する電源ラインＰＬ１の電圧ＶＤＣを検出し、その検出した電圧ＶＤＣをＥＣＵ６０へ出力する。

インバータ２０は、ＥＣＵ６０からの信号ＰＷＭ１に基づいて、コンデンサＣ１から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ１へ出力する。また、インバータ２０は、エンジン４の動力を受けてモータジェネレータＭＧ１が発電した３相交流電圧をＥＣＵ６０からの信号ＰＷＭ１に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ラインＰＬ１へ出力する。

インバータ３０は、ＥＣＵ６０からの信号ＰＷＭ２に基づいて、コンデンサＣ１から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ２へ出力する。また、インバータ３０は、車両の回生制動時、車輪２からの回転力を受けてモータジェネレータＭＧ２が発電した３相交流電圧をＥＣＵ６０からの信号ＰＷＭ２に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ラインＰＬ１へ出力する。

ここで、コネクタ９２によってコネクタ５０に接続される商用電源９０から交流電力が入力されると、インバータ２０，３０は、後述の方法により、商用電源９０から電力ラインＮＬ１，ＮＬ２を介して中性点Ｎ１，Ｎ２に与えられる交流電力を直流電力に変換して電源ラインＰＬ１へ出力し、蓄電装置Ｂを充電する。また、蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電が要求されると、インバータ２０，３０は、後述の方法により、蓄電装置Ｂからの直流電力を交流電力に変換して中性点Ｎ１，Ｎ２から電力ラインＮＬ１，ＮＬ２を介して商用電源９０へ出力する。

コンデンサＣ２は、コネクタ５０に接続される商用電源９０へのリップルの影響を除去する。電圧センサ７４は、電力ラインＮＬ１，ＮＬ２間の電圧ＶＡＣを検出し、その検出した電圧ＶＡＣをＥＣＵ６０へ出力する。電流センサ８６は、電力ラインＮＬ２に流れる電流ＩＡＣを検出し、その検出した電流ＩＡＣをＥＣＵ６０へ出力する。なお、電流センサ８６によって電力ラインＮＬ１に流れる電流を検出してもよい。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各々は、３相交流回転電機であり、たとえば３相交流同期電動発電機から成る。モータジェネレータＭＧ１は、インバータ２０によって回生駆動され、エンジン４の動力を用いて発電した３相交流電圧をインバータ２０へ出力する。また、モータジェネレータＭＧ１は、エンジン４の始動時、インバータ２０によって力行駆動され、エンジン４をクランキングする。モータジェネレータＭＧ２は、インバータ３０によって力行駆動され、車輪２を駆動するための駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧ２は、車両の回生制動時、インバータ３０によって回生駆動され、車輪２から受ける回転力を用いて発電した３相交流電圧をインバータ３０へ出力する。

電流センサ８２は、モータジェネレータＭＧ１の各相コイルに流れるモータ電流Ｉ１を検出し、その検出したモータ電流Ｉ１をＥＣＵ６０へ出力する。電流センサ８４は、モータジェネレータＭＧ２の各相コイルに流れるモータ電流Ｉ２を検出し、その検出したモータ電流Ｉ２をＥＣＵ６０へ出力する。

ＥＣＵ６０は、インバータ２０，３０をそれぞれ駆動するための信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２をそれぞれインバータ２０，３０へ出力する。

ここで、商用電源９０のコネクタ９２がコネクタ５０に接続され、信号ＡＣに基づいて商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電が要求されているとき、ＥＣＵ６０は、後述の方法により、商用電源９０から中性点Ｎ１，Ｎ２に与えられる交流電力を直流電力に変換して蓄電装置Ｂを充電するようにインバータ２０，３０を制御する。

また、商用電源９０のコネクタ９２がコネクタ５０に接続され、信号ＡＣに基づいて蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電が要求されているとき、ＥＣＵ６０は、後述の方法により、蓄電装置Ｂからの直流電力を交流電力に変換して中性点Ｎ１，Ｎ２から商用電源９０へ出力するようにインバータ２０，３０を制御する。

なお、信号ＡＣは、商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電または蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電を要求する信号であって、たとえば、蓄電装置Ｂの充電または商用電源９０への給電を利用者が指示するための入力装置（図示せず、以下同じ。）が利用者によって操作されると、その要求に応じて変化する。

図２は、図１に示したＥＣＵ６０の機能ブロック図である。図２を参照して、ＥＣＵ６０は、電流指令生成部６２と、インバータ制御部６４とを含む。電流指令生成部６２は、車両ＥＣＵ（図示せず、以下同じ。）から受ける充放電電力指令値ＰＲおよび電圧センサ７４からの電圧ＶＡＣに基づいて、商用電源９０に対して力率１で蓄電装置Ｂの充電または商用電源９０への給電を行なうための電流指令ＩＲを生成する。ここで、充放電電力指令値ＰＲは、その符号によって、商用電源９０から蓄電装置Ｂを充電する際の蓄電装置Ｂの充電電力指令値および蓄電装置Ｂから商用電源９０へ給電する際の蓄電装置Ｂの放電電力指令値を示すことができる。

インバータ制御部６４は、車両ＥＣＵから受けるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２、電流センサ８２，８４からのモータ電流Ｉ１，Ｉ２、電圧センサ７２からの電圧ＶＤＣ、電流センサ８６からの電流ＩＡＣ、信号ＡＣ、および電流指令生成部６２からの電流指令ＩＲに基づいて、インバータ２０のｎｐｎ型トランジスタＱ１１〜Ｑ１６をオン／オフするための信号ＰＷＭ１およびインバータ３０のｎｐｎ型トランジスタＱ２１〜Ｑ２６をオン／オフするための信号ＰＷＭ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２をそれぞれインバータ２０，３０へ出力する。

図３は、図２に示した電流指令生成部６２の詳細な機能ブロック図である。図３を参照して、電流指令生成部６２は、実効値演算部１０２と、位相検出部１０４と、正弦波生成部１０６と、除算部１０８と、乗算部１１０とから成る。実効値演算部１０２は、電圧ＶＡＣのピーク電圧を検出し、その検出したピーク電圧に基づいて電圧ＶＡＣの実効値を算出する。位相検出部１０４は、電圧ＶＡＣのゼロクロス点を検出し、その検出したゼロクロス点に基づいて電圧ＶＡＣの位相を検出する。

正弦波生成部１０６は、位相検出部１０４によって検出された電圧ＶＡＣの位相に基づいて、電圧ＶＡＣと同相の正弦波を生成する。正弦波生成部１０６は、たとえば、正弦波関数のテーブルを用いて、位相検出部１０４からの位相に基づいて電圧ＶＡＣと同相の正弦波を生成することができる。

除算部１０８は、実効値演算部１０２からの電圧ＶＡＣの実効値で充放電電力指令値ＰＲを除算し、その演算結果を乗算部１１０へ出力する。乗算部１１０は、除算部１０８の演算結果に正弦波生成部１０６からの正弦波を乗算し、その演算結果を電流指令ＩＲとして出力する。

このように生成される電流指令ＩＲは、商用電源９０の高調波成分や変動成分を含んでいないので、電流指令ＩＲに基づいてインバータ２０，３０を制御したときに、商用電源９０の高調波成分や変動成分に相当する無効電力や高調波電流が発生しない。また、電流指令ＩＲは、商用電源９０と同相であり、商用電源９０の電圧に対して力率が１である。したがって、商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電または蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電を効率的に行なうことができる。

なお、電圧ＶＡＣの位相に基づいて生成される正弦波の位相を電圧ＶＡＣに対して調整することにより無効電力を制御する無効電力補償機能を付加することもできる。

図４は、図２に示したインバータ制御部６４の詳細な機能ブロック図である。図４を参照して、インバータ制御部６４は、モータ制御用相電圧演算部１１２，１１４と、減算部１１６と、電流制御部１１８と、加算部１２０と、ＰＷＭ制御部１２２，１２４とから成る。モータ制御用相電圧演算部１１２は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１およびモータ電流Ｉ１ならびに電圧ＶＤＣに基づいて、モータジェネレータＭＧ１の各相コイルに印加する電圧指令を算出し、その算出した各相電圧指令を加算部１２０へ出力する。

減算部１１６は、電流指令生成部６２から受ける電流指令ＩＲから電流ＩＡＣを減算し、その演算結果を電流制御部１１８へ出力する。電流制御部１１８は、信号ＡＣが活性化されているとき、電流指令ＩＲと電流ＩＡＣとの偏差に基づいて、電流ＩＡＣを電流指令ＩＲに追従させるための零相電圧指令Ｅ０を生成し、その生成した零相電圧指令Ｅ０を加算部１２０へ出力する。この電流制御部１１８では、たとえば、比例積分制御（ＰＩ制御）が行なわれる。なお、信号ＡＣが非活性化されているときは、電流制御部１１８は、非活性化され、零相電圧指令Ｅ０を０で出力する。

加算部１２０は、モータ制御用相電圧演算部１１２からの各相電圧指令に電流制御部１１８からの零相電圧指令Ｅ０を加算し、その演算結果をＰＷＭ制御部１２２へ出力する。ＰＷＭ制御部１２２は、加算部１２０からの電圧指令に基づいて、実際にインバータ２０の各ｎｐｎ型トランジスタＱ１１〜Ｑ１６をオン／オフするための信号ＰＷＭ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭ１をインバータ２０の各ｎｐｎ型トランジスタＱ１１〜Ｑ１６へ出力する。

なお、電流制御部１１８からの零相電圧指令Ｅ０は、各相電圧指令に加算されるので、この零相電圧指令Ｅ０自体は、モータジェネレータＭＧ１の回転トルクに寄与しない。したがって、モータ制御用相電圧演算部１１２からの各相電圧指令に基づくモータジェネレータＭＧ１のトルク制御とは非干渉に、商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電制御または蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電制御を行なうことができる。

モータ制御用相電圧演算部１１４は、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２およびモータ電流Ｉ２ならびに電圧ＶＤＣに基づいて、モータジェネレータＭＧ２の各相コイルに印加する電圧指令を算出し、その算出した各相電圧指令をＰＷＭ制御部１２４へ出力する。

ＰＷＭ制御部１２４は、モータ制御用相電圧演算部１１４からの各相電圧指令に基づいて、実際にインバータ３０の各ｎｐｎ型トランジスタＱ２１〜Ｑ２６をオン／オフするための信号ＰＷＭ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭ２をインバータ３０の各ｎｐｎ型トランジスタＱ２１〜Ｑ２６へ出力する。

なお、上記においては、零相電圧指令Ｅ０は、モータ制御用相電圧演算部１１２からの各相電圧指令に加算されるので、インバータ２０に対応する３相コイル１２の中性点Ｎ１の電位が零相電圧指令Ｅ０に応じて変動する。

また、上記においては、零相電圧指令Ｅ０は、モータ制御用相電圧演算部１１４からの各相電圧指令に加算してもよい。この場合は、インバータ３０に対応する３相コイル１４の中性点Ｎ２の電位が零相電圧指令Ｅ０に応じて変動するが、この場合も、零相電圧指令Ｅ０は、モータジェネレータＭＧ２の回転トルクに寄与しない。したがって、モータ制御用相電圧演算部１１４からの各相電圧指令に基づくモータジェネレータＭＧ２のトルク制御とは非干渉に、商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電制御または蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電制御を行なうことができる。

図５は、図１に示したインバータ２０，３０およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の零相等価回路図である。電源１５０は、インバータ２０，３０によって形成され、電圧Ｖは、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧を示す。電圧Ｅは、商用電源９０の電圧を示す。また、インピーダンス１５２は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の漏れインピーダンスと商用電源９０側のインピーダンスとの合計を示し、その大きさをＸとする。電流Ｉは、インバータ２０，３０と商用電源９０との間に流れる電流を示し、上記の電流ＩＡＣに相当する。

図６は、図５に示した零相等価回路において、商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電時に力率１を実現するフェーザ図である。図６を参照して、ベクトルＥは、商用電源９０の電圧フェーザを示す。ベクトルＩは、インバータ２０，３０と商用電源９０との間に流れる電流フェーザを示す。ベクトルｊωＸＩは、インピーダンス１５２による電圧フェーザを示す。また、ベクトルＶは、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧フェーザを示す。

中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧Ｖを商用電源９０の電圧Ｅに対して位相遅れで制御することにより、商用電源９０から電力を得る充電動作となる。そして、このフェーザ関係に基づいて、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧Ｖを商用電源９０の電圧Ｅに対して位相σだけ遅らせて制御することにより、商用電源９０に対して力率１で充電を行なうことができる。

図７は、図５に示した零相等価回路において、蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電時に力率１を実現するフェーザ図である。図７を参照して、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧Ｖを商用電源９０の電圧Ｅに対して位相進みで制御することにより、商用電源９０へ電力を出力する給電動作となる。そして、このフェーザ関係に基づいて、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧Ｖを商用電源９０の電圧Ｅに対して位相σだけ進ませて制御することにより、商用電源９０に対して力率１で給電することができる。

次に、商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電時および蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電時の電流の流れについて説明する。

図８は、商用電源９０の電圧ＶＡＣおよび電力ラインＮＬ１，ＮＬ２に流れる電流ＩＡＣの方向と商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電および蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電との関係を示した図である。図８を参照して、電力ラインＮＬ１の電位が電力ラインＮＬ２の電位よりも高いとき、電圧ＶＡＣを正とする。また、中性点Ｎ１から電力ラインＮ１に電流が流れているとき（電力ラインＮＬ２から中性点Ｎ２に電流が流れているとき）、電流ＩＡＣを正とする。

電圧ＶＡＣおよび電流ＩＡＣがいずれも正のときは、商用電源９０へ電力を供給している状態（給電）であり、以下では「第１象限」と称する。電圧ＶＡＣが負、電流ＩＡＣが正のときは、商用電源９０から電力を得ている状態（充電）であり、以下では「第２象限」と称する。

また、電圧ＶＡＣおよび電流ＩＡＣがいずれも負のときは、商用電源９０へ電力を供給している状態（給電）であり、以下では「第３象限」と称する。そして、電圧ＶＡＣが正、電流ＩＡＣが負のときは、商用電源９０から電力を得ている状態（充電）であり、以下では「第４象限」と称する。

図９〜図１２は、商用電源９０から蓄電装置Ｂを充電するときの電流の流れを示した図である。この図９〜図１２および蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電時の電流の流れを示す後述の図１３，図１４では、図１に示したインバータ２０，３０およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の零相等価回路が示されている。そして、零相等価回路においては、各インバータ２０，３０において、上アームの３つのトランジスタは互いに同じスイッチング状態（全てオンまたはオフ）とみなすことができ、また、下アームの３つのトランジスタも互いに同じスイッチング状態とみなすことができるので、図９〜図１４では、インバータ２０のｎｐｎ型トランジスタＱ１１，Ｑ１３，Ｑ１５は上アーム２０Ａとしてまとめて示され、インバータ２０のｎｐｎ型トランジスタＱ１２，Ｑ１４，Ｑ１６は下アーム２０Ｂとしてまとめて示されている。また、インバータ３０のｎｐｎ型トランジスタＱ２１，Ｑ２３，Ｑ２５は上アーム３０Ａとしてまとめて示され、インバータ３０のｎｐｎ型トランジスタＱ２２，Ｑ２４，Ｑ２６は下アーム３０Ｂとしてまとめて示されている。

図９，図１０では、図８に示した第４象限時の電流の流れが示されている。図９を参照して、この実施の形態１では、図４に示したように零相電圧指令Ｅ０に基づいてインバータ２０をＰＷＭ動作させ、インバータ３０は零相電圧指令Ｅ０を受けないので、この零相等価回路においては、インバータ３０は常時オフ状態である。

インバータ２０の上アーム２０Ａがオフされ、下アーム２０Ｂがオンされると、商用電源９０から中性点Ｎ１、下アーム２０Ｂ、接地ラインＳＬ、インバータ３０の下アーム３０Ｂおよび中性点Ｎ２を介して電流が流れる。

図１０を参照して、インバータ２０の下アーム２０Ｂがオフされ、上アーム２０Ａがオンされると、インピーダンス１５２（モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の漏れインダクタンス）に蓄えられた蓄積エネルギーが放出され、上アーム２０Ａを介して蓄電装置Ｂへ電流が流れる。

図１１，図１２では、図８に示した第２象限時の電流の流れが示されている。図１１を参照して、インバータ２０の上アーム２０Ａがオンされ、下アーム２０Ｂがオフされると、商用電源９０から中性点Ｎ２、インバータ３０の上アーム３０Ａ、電源ラインＰＬ１、上アーム２０Ａおよび中性点Ｎ１を介して電流が流れる。

図１２を参照して、インバータ２０の上アーム２０Ａがオフされ、下アーム２０Ｂがオンされると、インピーダンス１５２に蓄えられた蓄積エネルギーが放出され、インバータ３０の上アーム３０Ａを介して蓄電装置Ｂへ電流が流れる。

なお、上記においては、零相電圧指令Ｅ０を受けないインバータ３０は、常時オフされるものとしたが、第４象限時においては、下アーム３０Ｂをオンさせてもよく（上アーム３０Ａはオフ）、第２象限時においては、上アーム３０Ａをオンさせてもよい（下アーム３０Ｂはオフ）。

図１３，図１４は、蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電時の電流の流れを示した図である。図１３では、図８に示した第１象限時の電流の流れが示されている。図１３を参照して、この第１象限時においては、インバータ３０の上アーム３０Ａはオフされ、下アーム３０Ｂはオンされる。そして、零相電圧指令Ｅ０に基づいてインバータ２０がＰＷＭ動作し、蓄電装置Ｂからインバータ２０の上アーム２０Ａを介して商用電源９０へ電流が流れる。

図１４では、図８に示した第３象限時の電流の流れが示されている。図１４を参照して、この第３象限時においては、インバータ３０の上アーム３０Ａはオンされ、下アーム３０Ｂはオフされる。そして、零相電圧指令Ｅ０に基づいてインバータ２０がＰＷＭ動作し、蓄電装置Ｂからインバータ３０の上アーム３０Ａを介して商用電源９０へ電流が流れる。

なお、特に図示しないが、零相電圧指令Ｅ０に基づいてインバータ３０をＰＷＭ動作させる場合についても、同様に説明することができる。

なお、零相電圧指令Ｅ０に基づいてＰＷＭ動作させるインバータをインバータ２０，３０とで周期的に交替させてもよい。たとえば、電圧ＶＡＣの周期に基づいて（たとえば数周期ごとに）交替させることができる。これにより、一方のインバータに負荷が集中するのを防止することができる。

以上のように、この実施の形態１においては、電流指令生成部６２により、商用電源９０の高調波成分や変動成分がなく、かつ、商用電源９０に対して力率１で充電または給電することができる電流指令ＩＲが生成される。そして、インバータ制御部６４は、この電流指令ＩＲに基づいて電流制御を行なうので、高調波成分や変動成分による無効電力や高調波電流の発生が抑制される。

したがって、この実施の形態１によれば、商用電源９０からの蓄電装置Ｂの充電および蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電を効率的に行なうことができる。また、商用電源９０の電圧レベルが切替わっても、充放電電力指令値ＰＲに相当する一定の電力を確保することができる。すなわち、商用電源９０の電圧レベルは、各国において異なるところ、この実施の形態１によれば、各国ごとにシステムや設定の変更をすることなく、一定の充電電力および給電電力を得ることができる。さらに、高調波および変動成分による損失および無効電力の発生が抑制されるので、高効率かつ小型化を実現することができる。

また、インバータ制御部６４は、電流指令ＩＲに基づいてインバータ２０の零相電圧を制御するので、この制御は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルクに影響を与えない。したがって、この実施の形態１によれば、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク制御と非干渉に商用電源９０との電力制御を行なうことができる。すなわち、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動しつつ商用電源９０からの蓄電装置Ｂの充電および蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電を行なうことができる。

そして、インバータ制御部６４は、電流指令ＩＲに基づいてインバータ２０のみの零相電圧を制御するので、インバータ２０，３０両方の零相電圧を制御する場合に比べてスイッチング損失を低減することができる。また、制御ロジックも簡素化できる。

また、この実施の形態１においては、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の３相コイル１２，１４とインバータ２０，３０を用いて商用電源９０と電力の授受を行なうので、専用の電力変換装置を別途備える必要がない。したがって、この実施の形態１によれば、追加の部品点数を削減することができる。その結果、ハイブリッド車両１００の低コスト化、軽量化、低燃費化などに寄与することができる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、零相電圧指令Ｅ０に基づいてインバータ２０（または３０）のみをＰＷＭ動作させたが、この実施の形態２では、インバータ２０，３０の双方をＰＷＭ動作させる。

この実施の形態２は、実施の形態１とインバータ制御部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態１と同じである。

図１５は、この実施の形態２におけるインバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。図１５を参照して、このインバータ制御部６４Ａは、図４に示した実施の形態１におけるインバータ制御部６４の構成において、乗算部１２６，１２８と、減算部１３０とをさらに含む。

乗算部１２６は、電流制御部１１８からの零相電圧指令Ｅ０を１／２倍し、その演算結果を加算部１２０へ出力する。そして、加算部１２０は、モータ制御用相電圧演算部１１２からの各相電圧指令に乗算部１２６からの出力を加算し、その演算結果をＰＷＭ制御部１２２へ出力する。

乗算部１２８は、電流制御部１１８からの零相電圧指令Ｅ０を１／２倍し、その演算結果を減算部１３０へ出力する。減算部１３０は、モータ制御用相電圧演算部１１４からの各相電圧指令から乗算部１２８からの出力を減算し、その演算結果をＰＷＭ制御部１２４へ出力する。そして、ＰＷＭ制御部１２４は、減算部１３０からの電圧指令に基づいて、実際にインバータ３０の各ｎｐｎ型トランジスタＱ２１〜Ｑ２６をオン／オフするための信号ＰＷＭ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭ２をインバータ３０の各ｎｐｎ型トランジスタＱ２１〜Ｑ２６へ出力する。

すなわち、このインバータ制御部６４Ａにおいては、電流制御部１１８からの零相電圧指令Ｅ０を１／２倍した指令がインバータ２０のＰＷＭ制御部１２２に与えられ、インバータ２０のＰＷＭ制御部１２２に与えられる指令の符号を反転した指令がインバータ３０のＰＷＭ制御部１２４に与えられる。つまり、電流制御部１１８からの零相電圧指令Ｅ０に基づいて中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧差を発生させる際の電圧負担をインバータ２０とインバータ３０とが分担する。

図１６は、図１５に示したインバータ制御部６４Ａにより生成される信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２および信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２に応じて中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生する電圧差の波形図である。なお、この図１６では、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク制御は行なわれていない場合について示されている。

図１６を参照して、三角波信号ｋ１は、キャリア信号であり、予め設定されたキャリア周波数を有する。また、三角波信号ｋ１の振幅は、電圧センサ７２からの電圧ＶＤＣに応じて決定される。曲線ｋ２は、インバータ２０に対応するＰＷＭ制御部１２２に与えられる零相電圧指令である。点線で示される曲線ｋ３は、インバータ３０に対応するＰＷＭ制御部１２４に与えられる零相電圧指令である。曲線ｋ３は、上述のように、曲線ｋ２の符号を反転したものである。

ＰＷＭ制御部１２２は、曲線ｋ２を三角波信号ｋ１と比較し、曲線ｋ２と三角波信号ｋ１との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状のＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ制御部１２２は、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＭ１としてインバータ２０へ出力し、インバータ２０の各相アームは、その信号ＰＷＭ１に応じて互いに同期してスイッチング動作を行なう。

また、ＰＷＭ制御部１２４は、曲線ｋ３を三角波信号ｋ１と比較し、曲線ｋ３と三角波信号ｋ１との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状のＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ制御部１２４は、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＭ２としてインバータ３０へ出力し、インバータ３０の各相アームは、その信号ＰＷＭ２に応じて互いに同期してスイッチング動作を行なう。

そうすると、中性点Ｎ１の電圧ＶＮ１と中性点Ｎ２の電圧ＶＮ２との電圧差は、図に示されるように変化する。この中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧差の波形は、実施の形態１のようにインバータ２０，３０のいずれか一方のみをＰＷＭ動作させる場合に比べて２倍の周波数を有する（インバータ２０，３０のいずれか一方のみをＰＷＭ動作させた場合には、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧波形は、信号ＰＷＭ１またはＰＷＭ２と同様の波形となる。）。

なお、上記においては、電流制御部１１８からの零相電圧指令Ｅ０を乗算部１２６，１２８の各々において１／２倍することにより、中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧差を発生させる際の電圧負担をインバータ２０とインバータ３０とが均等に分担するものとしたが、インバータ２０，３０の電圧負担に差を設けてもよい。たとえば、電流制御部１１８からの零相電圧指令Ｅ０を乗算部１２６においてｋ（０≦ｋ≦１）倍し、かつ、乗算部１２８において（１−ｋ）倍するようにし、逆起電圧を発生しているモータジェネレータに対応するインバータの分担を小さくするように値ｋを設定してもよい。

この実施の形態２によれば、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧波形が滑らかになるので、電流ＩＡＣにおける高調波電流成分を低減することができる。また、無効電力およびノイズも低減され、蓄電装置Ｂに対して入出力される電流も平滑化される。

［実施の形態２の変形例１］
上記においては、インバータ２０に対応するＰＷＭ制御部１２２およびインバータ３０に対応するＰＷＭ制御部１２４に互いに符号反転された零相電圧指令をそれぞれ与えるものとしたが、ＰＷＭ制御部１２２，１２４には同符号の零相電圧指令を与え、ＰＷＭ制御部１２２で用いられるキャリア信号を符号反転した信号をＰＷＭ制御部１２４においてキャリア信号として用いるようにしてもよい。

図１７は、実施の形態２の変形例１における信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２および信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２に応じて中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生する電圧差の波形図である。図１７を参照して、信号ＰＷＭ１の生成については、図１６に示した実施の形態２の場合と同じである。

三角波信号ｋ４は、インバータ３０に対応するＰＷＭ制御部１２４において用いられるキャリア信号であり、インバータ２０に対応するＰＷＭ制御部１２２において用いられる三角波信号ｋ２を符号反転したものである。

そして、ＰＷＭ制御部１２４は、曲線ｋ２を三角波信号ｋ４と比較し、曲線ｋ２と三角波信号ｋ４との大小関係に応じて電圧値が変化するパルス状のＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ制御部１２４は、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＭ２としてインバータ３０へ出力する。

なお、この実施の形態２の変形例１においては、信号ＰＷＭ２の波形は、図１６に示した実施の形態２における信号ＰＷＭ２の波形と同じであるので、中性点Ｎ１の電圧ＶＮ１と中性点Ｎ２の電圧ＶＮ２との電圧差の波形は、実施の形態２と同じである。

［実施の形態２の変形例２］
この実施の形態２の変形例２では、インバータ２０，３０のいずれか一方を他方に対して相補的に動作させる。より具体的には、この変形例２では、零相電圧指令およびキャリア信号を用いて生成された信号ＰＷＭ１を符号反転させることにより信号ＰＷＭ２が生成される。

図１８は、実施の形態２の変形例２における信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２および信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２に応じて中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生する電圧差の波形図である。図１８を参照して、インバータ２０に対応する信号ＰＷＭ１の生成については、図１６に示した実施の形態２の場合と同じである。インバータ３０に対応する信号ＰＷＭ２は、インバータ２０に対応する信号ＰＷＭ１の符号を反転させたものである。

なお、零相電圧指令およびキャリア信号を用いて信号ＰＷＭ２を生成し、その生成された信号ＰＷＭ２を符号反転させて信号ＰＷＭ１を生成してもよい。

この実施の形態２の変形例２においては、信号ＰＷＭ２は、信号ＰＷＭ１に基づいて生成されるので、演算負荷を軽減できる。したがって、この実施の形態２の変形例２によれば、中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧差を生成する際の電圧負担をインバータ２０，３０に分担させつつ、制御を簡素化することができる。

［実施の形態３］
制御量が目標入力に定常偏差なく追従するためには、制御系の閉ループ内に目標入力の発生モデルを含んでいることが必要である（内部モデル原理）。そこで、この実施の形態３では、電流指令ＩＲが正弦波関数であることを利用して、電流制御系の閉ループ内に電流指令ＩＲのモデル（内部モデル）を含んだ構成が示される。

この実施の形態３は、インバータ制御部における電流制御部の構成が実施の形態１または２と異なり、その他の構成は実施の形態１または２と同じである。

図１９は、この実施の形態３における電流制御部の構成を示す制御ブロック図である。図１９を参照して、電流制御部１１８Ａは、ＰＩ制御部２０２と、内部モデル補償部２０４と、加算部２０６とから成る。

ＰＩ制御部２０２は、電流指令生成部６２からの電流指令ＩＲと電流センサ８６からの電流ＩＡＣとの偏差を入力信号として比例積分演算を行ない、その演算結果を加算部２０６へ出力する。

内部モデル補償部２０４は、電流指令ＩＲが正弦波関数であることに対応して、正弦波のモデルを含む。そして、内部モデル補償部２０４は、その正弦波モデルを用いて補償信号を演算し、算出された補償信号を加算部２０６へ出力する。

加算部２０６は、ＰＩ制御部２０２からの出力信号に内部モデル補償部２０４からの補償信号を加算し、その演算結果を零相電圧指令Ｅ０として出力する。

この電流制御部１１８においては、電流指令ＩＲが制限は関数であることに対応して、電流制御系の閉ループ内に正弦波モデルを含むので、ＰＩ制御部２０２のゲインを相当程度まで高めることなく電流指令ＩＲと電流ＩＡＣとの偏差を除去することができる。

図２０は、図１９に示した内部モデル補償部２０４の一構成例を示した制御ブロック図である。図２０を参照して、内部モデル補償部２０４は、正弦波伝達関数を含む。ここで、ωは、電流指令ＩＲの周波数であり、具体的には、図３に示した電流指令生成部６２の正弦波生成部１０６により生成される正弦波の周波数と同じである。また、ｋは、比例定数である。

図２１は、図１９に示した内部モデル補償部２０４の他の構成例を示した制御ブロック図である。図２１を参照して、内部モデル補償部２０４は、平均値演算部４０２，４０４と、減算部４０６と、ＰＩ制御部４０８と、乗算部４１０，４１２から成る。

平均値演算部４０２は、電流指令ＩＲの大きさの平均値を算出する。たとえば、平均値演算部４０２は、電流指令ＩＲの半周期（位相０〜πまたはπ〜２π）の平均値を演算する。あるいは、平均値演算部４０２は、電流指令ＩＲの絶対値を１周期または数周期分積算し、その積算値をサンプリング回数で除算した値に変換係数を乗じることによって、電流指令ＩＲの大きさの平均値を求めてもよい。

平均値演算部４０４は、平均値演算部４０２と同様の手法により、電流センサ８６からの電流ＩＡＣの大きさの平均値を算出する。減算部４０６は、平均値演算部４０２の出力から平均値演算部４０４の出力を減算し、その演算結果をＰＩ制御部４０８へ出力する。ＰＩ制御部４０８は、平均値演算部４０２からの出力と平均値演算部４０４からの出力との偏差を入力信号として比例積分演算を行ない、その演算結果を乗算部４１２へ出力する。

乗算部４１０は、商用電源９０の電圧と同位相の正弦波関数に√２を乗じて乗算部４１２へ出力する。ここで、商用電源９０の電圧と同位相の正弦波関数は、図３に示した電流指令生成部６２の正弦波生成部１０６から得ることができる。そして、乗算部４１２は、ＰＩ制御部４０８からの出力に乗算部４１０からの出力を乗算し、その演算結果を加算部２０６へ出力する。

このように、この実施の形態３によれば、電流指令ＩＲが正弦波関数から成ることに対応して内部モデル補償部２０４が正弦波モデルを含んでいるので、電流指令ＩＲに対して定常偏差のない電流制御を実現することができる。したがって、電流指令値に対する追従性が向上し、制御の安定性、ロバスト性および応答性が向上する。また、その結果、無効電力や高調波電流が抑制され、高効率化かつ小型の装置を実現できる。

また、内部モデル補償部２０４が設けられることによりＰＩ制御部２０２の制御ゲインを下げることができるので、その面からも電流制御の安定性が向上する。

［実施の形態４］
インバータのスイッチング制御においては、上アームおよび下アームが同時にオンされるのを防止するためのデッドタイムが一般に設けられており、このデッドタイムの影響により電流ＩＡＣのゼロクロス点近傍で周期的に波形の歪みが発生する。特に、ハイブリッド車両などの電動車両に用いられる大電力のインバータでは、デッドタイムを大きめに設定することが多く、その場合は歪みがさらに顕著になる。そこで、この実施の形態４では、そのようなインバータのデッドタイムの影響により周期的に発生する波形の歪みが抑制される。

図２２は、インバータ２０，３０のデッドタイムの影響により周期的に発生する波形の歪みを示した図である。図２２を参照して、縦軸および横軸はそれぞれ電流および時間を示し、電流指令ＩＲおよび実績値である電流ＩＡＣの時間的変化が示される。

インバータ２０，３０のデッドタイムの影響により、時刻ｔ０，ｔ３，ｔ４におけるゼロクロス点近傍で周期的に電流ＩＡＣの波形が歪み、ゼロクロス点から離れるほど歪みは小さくなる。一般的なＰＩ制御などにおいて、ゼロクロス点近傍での歪みを抑制するために制御ゲインを大きくすると、オーバーシュートやハンチングが発生し、制御が不安定になり得る。一方、制御ゲインを下げると、ゼロクロス点近傍での歪みを十分に抑制することができない。

そこで、ある位相θａｃ１に対応する時刻ｔ１での電流指令ＩＲと電流ＩＡＣとの偏差ΔＩ（θａｃ１）に基づいて補償量を算出し、その算出した補償量を１周期後の位相θａｃ１に対応する時刻ｔ５に出力する。また、ある位相θａｃ２に対応する時刻ｔ２での電流指令ＩＲと電流ＩＡＣとの偏差ΔＩ（θａｃ２）（図示せず）に基づいて補償量を算出し、その算出した補償量を１周期後の位相θａｃ２に対応する時刻ｔ６に出力する。このような制御を位相ごとに繰返し実行する。

言い換えると、丁度１周期前の電流指令ＩＲと電流ＩＡＣとの偏差に基づいて補償量が算出される。そして、この演算を電流指令ＩＲの位相θａｃに応じて繰返し実行する。つまり、この繰返し制御は、１周期前の偏差に基づいて次周期の同位相における補償量を決定するので、インバータのデッドタイムの影響によりゼロクロス点近傍ごとに発生するような周期外乱の抑制に効果的である。

この実施の形態４は、インバータ制御部における電流制御部の構成が実施の形態１または２と異なり、その他の構成は実施の形態１または２と同じである。

図２３は、この実施の形態４における電流制御部の構成を示す制御ブロック図である。図２３を参照して、電流制御部１１８Ｂは、電流偏差格納テーブル２１２と、ゲインテーブル２１４とから成る。電流偏差格納テーブル２１２は、電流指令ＩＲと電流センサ８６からの電流ＩＡＣとの偏差を減算部１１６から受け、電流指令ＩＲの位相θａｃを受ける。なお、位相θａｃには、図３に示した電流指令生成部６２の位相検出部１０４において検出された位相を用いることができる。

そして、電流偏差格納テーブル２１２は、電流指令ＩＲと電流ＩＡＣとの偏差ΔＩの各位相ごと（たとえば１度ずつ）の値ΔＩ（０）〜ΔＩ（３５９）を格納する。そして、電流偏差格納テーブル２１２は、偏差ΔＩ（０）〜ΔＩ（３５９）の各々を１周期格納した後、その格納された値を位相θａｃに応じて読出してゲインテーブル２１４へ出力する。

ゲインテーブル２１４は、各位相ごと（たとえば１度ずつ）にＰＩ制御ゲインを格納している。そして、ゲインテーブル２１４は、位相θａｃに応じて、電流偏差格納テーブル２１２の出力値に対応のＰＩ制御ゲインを乗算して補償量を演算し、その演算結果を零相電圧指令Ｅ０として出力する。

なお、上記においては、電流指令ＩＲと電流ＩＡＣとの偏差ΔＩを位相ごとに格納するものとしたが、電流指令ＩＲを位相ごとに格納し、１周期後に読出された電流指令から電流ＩＡＣを減算してゲインテーブル２１４へ出力してもよい。

以上のように、この実施の形態４によれば、インバータ２０，３０のデットタイムの影響やその他周期的に発生する外乱による電流波形の歪みを抑制することができる。その結果、電流制御の制御性が向上し、無効電力や高調波電流の発生が抑えられるので、蓄電装置Ｂの充電および商用電源９０への給電を効率的に行なうことができる。

［実施の形態５］
上述した実施の形態１〜４では、電流制御部によって生成された零相電圧指令Ｅ０は、インバータ２０または／および３０の各相に与えられる。すなわち、インバータ２０または／および３０は、電流ＩＡＣの制御については、インバータ制御部によって３相一括して（同期して）行なわれる。しかしながら、モータジェネレータの各相インピーダンスにアンバランスが生じている場合、各相コイルに流れる電流にアンバランスが生じ、トルクを発生させてしまう可能性がある。そこで、この実施の形態５では、インバータ２０，３０に対して各相ごとに電流制御部が設けられ、各相コイルに流れる電流が互いに等しくなるように各相独立して電流制御が行なわれる。

この実施の形態５は、実施の形態１〜４とインバータ制御部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態１〜４と同じである。

図２４は、この実施の形態５におけるインバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。図２４を参照して、このインバータ制御部６４Ｂは、図４に示した実施の形態１におけるインバータ制御部６４の構成において、減算部１１６および電流制御部１１８に代えて、乗算部２２２と、減算部２２４，２２８，２３２と、電流制御部２２６，２３０，２３４とを含む。

乗算部２２２は、電流指令ＩＲを１／３倍して出力する。減算部２２４は、電流センサ８２からのＵ相電流Ｉｕ１を乗算部２２２の出力から減算し、その演算結果を電流制御部２２６へ出力する。電流制御部２２６は、減算部２２４からの出力に基づいて、電流指令ＩＲの１／３倍の指令にＵ相電流Ｉｕ１を追従させるためのＵ相分零相電圧指令Ｅ０ｕを生成し、その生成したＵ相分零相電圧指令Ｅ０ｕを加算部１２０へ出力する。

減算部２２８は、電流センサ８２からのＶ相電流Ｉｖ１を乗算部２２２の出力から減算し、その演算結果を電流制御部２３０へ出力する。電流制御部２３０は、減算部２２８からの出力に基づいて、電流指令ＩＲの１／３倍の指令にＶ相電流Ｉｖ１を追従させるためのＶ相分零相電圧指令Ｅ０ｖを生成し、その生成したＶ相分零相電圧指令Ｅ０ｖを加算部１２０へ出力する。

減算部２３２は、電流センサ８２からのＷ相電流Ｉｗ１を乗算部２２２の出力から減算し、その演算結果を電流制御部２３４へ出力する。電流制御部２３４は、減算部２３２からの出力に基づいて、電流指令ＩＲの１／３倍の指令にＷ相電流Ｉｗ１を追従させるためのＷ相分零相電圧指令Ｅ０ｗを生成し、その生成したＷ相分零相電圧指令Ｅ０ｗを加算部１２０へ出力する。

なお、電流制御部２２６，２３０，２３４は、信号ＡＣが活性化されているときに活性化され、信号ＡＣが非活性化されているときは、それぞれ零相電圧指令Ｅ０ｕ，Ｅ０ｖ，Ｅ０ｗを０で出力する。

そして、加算部１２０は、モータ制御用相電圧演算部１１２からのＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令に電流制御部２２６，２３０，２３４からの零相電圧指令Ｅ０ｕ，Ｅ０ｖ，Ｅ０ｗをそれぞれ加算し、その演算結果をＰＷＭ制御部１２２へ出力する。

このインバータ制御部６４Ｂにおいては、電流ＩＡＣを制御するに際し、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ごとにそれぞれ電流制御部２２６，２３０，２３４が設けられ、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相電流の各々が電流指令ＩＲの１／３倍の指令に追従するように電流制御が行なわれる。これにより、電流ＩＡＣの生成において各相コイルに同量かつ同相の電流が流され、モータジェネレータＭＧ１にトルクが発生することはない。

なお、上記において、各相の電流制御部２２６，２３０，２３４は、一般的なＰＩ制御で構成してもよいし、実施の形態３，４における電流制御部１１８Ａ，１１８Ｂと同様に構成してもよい。また、零相電圧指令Ｅ０ｕ，Ｅ０ｖ，Ｅ０ｗは、モータ制御用相電圧演算部１１４からの各相電圧指令に加算してもよい。

以上のように、この実施の形態５においては、電流ＩＡＣの生成に際し、各相独立して電流制御が行なわれるので、モータジェネレータＭＧ１の各相インピーダンスにアンバランスが生じていても、各相コイルに同量かつ同相の電流が流される。したがって、この実施の形態５によれば、電流ＩＡＣの生成に際してモータジェネレータＭＧ１にトルクが発生するのを確実に防止することができる。

［実施の形態６］
上記の実施の形態１〜５では、電圧ＶＤＣは制御されていない。一方、電圧ＶＤＣを一定に制御することで蓄電装置Ｂを定電圧で充電することができ、急速充電や、蓄電装置Ｂの状態に応じて電流パターンを設定することが可能となる。そこで、この実施の形態６では、電圧ＶＤＣを目標値に制御するための電圧制御系が付加される。

この実施の形態６は、実施の形態１〜５と電流指令生成部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態１〜５と同じである。

図２５は、この実施の形態６における電流指令生成部の詳細な機能ブロック図である。図２５を参照して、この電流指令生成部６２Ａは、図３に示した実施の形態１における電流指令生成部６２の構成において、インバータ入力電圧指令設定部２５２と、減算部２５４と、ＰＩ制御部２５６と、加算部２５８とをさらに含む。

インバータ入力電圧指令設定部２５２は、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢおよび商用電源９０の電圧ＶＡＣに基づいて、電圧ＶＤＣの目標電圧ＶＤＣＲを設定する。たとえば、インバータ入力電圧指令設定部２５２は、電圧ＶＡＣのピーク電圧よりも高く、かつ、電圧ＶＢよりも高い値に目標電圧ＶＤＣＲを設定する。但し、目標電圧ＶＤＣＲが高すぎると、インバータ２０，３０での損失が大きくなるので、目標電圧ＶＤＣＲは、インバータ２０，３０の損失を考慮したうえで適当な値に設定される。なお、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢは、図示されない電圧センサによって検出される。

減算部２５４は、インバータ入力電圧指令設定部２５２によって設定された目標電圧ＶＤＣＲから電圧ＶＤＣを減算し、その演算結果をＰＩ制御部２５６へ出力する。ＰＩ制御部２５６は、減算部２５４からの出力を入力信号として比例積分演算を行ない、その演算結果を加算部２５８へ出力する。そして、加算部２５８は、充放電電力指令値ＰＲにＰＩ制御部２５６の演算結果を加算し、その演算結果を除算部１０８へ出力する。

この電流指令生成部６２Ａにおいては、電圧ＶＤＣが目標電圧ＶＤＣＲに追従するように充放電電力指令が補正され、その補正された充放電電力指令に基づいて電流指令ＩＲが算出される。なお、ＰＩ制御部２５６の制御ゲインを高めることによって電圧制御系の応答性が高まるが、電圧制御系の応答性を高めすぎると、充放電電力指令が大きく変動し、その結果、高調波発生の原因ともなり得ることに留意する必要がある。

以上のように、この実施の形態６においては、電圧ＶＤＣを制御するための電圧制御系が付加されるので、蓄電装置Ｂを定電圧で充電することができる。したがって、この実施の形態６によれば、急速充電に適した制御を実現することができる。また、蓄電装置Ｂの状態や商用電源９０の電圧レベルに応じて電流ＩＡＣのパターンを設定することができ、蓄電装置Ｂの充電効率の向上を図ることができる。さらに、電圧ＶＤＣが制御されることによりインバータ２０，３０の制御性が向上し、その結果、損失、高調波および無効電力の低減、ならびに蓄電装置Ｂの劣化抑制も実現できる。

［実施の形態７］
実施の形態７では、蓄電装置Ｂとインバータ２０，３０との間に昇圧コンバータが設けられる。そして、インバータ２０，３０の制御性能や変換効率などを考慮したうえで、昇圧コンバータにより電圧ＶＤＣが適切なレベルに制御される。

図２６は、この発明の実施の形態７による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。図２６を参照して、このハイブリッド車両１００Ａは、図１に示した実施の形態１によるハイブリッド車両１００の構成において、昇圧コンバータ１０と、電源ラインＰＬ２と、コンデンサＣ３と、電圧センサ７６と、電流センサ８８とをさらに備え、ＥＣＵ６０に代えてＥＣＵ６０Ａを備える。

蓄電装置Ｂの正極および負極は、それぞれ電源ラインＰＬ２および接地ラインＳＬに接続される。コンデンサＣ３は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間に接続される。昇圧コンバータ１０は、リアクトルＬと、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインＰＬ１と接地ラインＳＬとの間に直列に接続される。各ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すようにダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。そして、リアクトルＬの一方端は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に接続され、その他方端は、電源ラインＰＬ２に接続される。

昇圧コンバータ１０は、ＥＣＵ６０Ａからの信号ＰＷＣに基づいて、蓄電装置Ｂから受ける直流電圧をリアクトルＬを用いて昇圧し、その昇圧した昇圧電圧をコンデンサＣ１へ出力する。具体的には、昇圧コンバータ１０は、ＥＣＵ６０Ａからの信号ＰＷＣに基づいて、ｎｐｎ型トランジスタＱ２のスイッチング動作に応じて流れる電流をリアクトルＬに磁場エネルギーとして蓄積することによって蓄電装置Ｂからの直流電圧を昇圧する。そして、昇圧コンバータ１０は、その昇圧した昇圧電圧をｎｐｎ型トランジスタＱ２がオフされたタイミングに同期してダイオードＤ１を介して電源ラインＰＬ１へ出力する。また、昇圧コンバータ１０は、ＥＣＵ６０Ａからの信号ＰＷＣに基づいて、電源ラインＰＬ１から供給される直流電圧を降圧して電源ラインＰＬ２へ出力し、蓄電装置Ｂを充電する。

コンデンサＣ３は、電源ラインＰＬ２と接地ラインＳＬとの間の電圧変動を平滑化する。電圧センサ７６は、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢを検出し、その検出した電圧ＶＢをＥＣＵ６０Ａへ出力する。電流センサ８８は、蓄電装置Ｂに入出力される電流ＩＢを検出し、その検出した電流ＩＢをＥＣＵ６０Ａへ出力する。

図２７は、図２６に示したＥＣＵ６０Ａの機能ブロック図である。図２７を参照して、ＥＣＵ６０Ａは、図２に示したＥＣＵ６０の構成において、コンバータ制御部６６をさらに含む。コンバータ制御部６６は、車両ＥＣＵから受けるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２、電圧センサ７６からの電圧ＶＢ、電圧センサ７２からの電圧ＶＤＣ、電圧センサ７４からの電圧ＶＡＣ、および信号ＡＣに基づいて、昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０へ出力する。

図２８は、図２７に示したコンバータ制御部６６の詳細な機能ブロック図である。図２８を参照して、コンバータ制御部６６は、インバータ入力電圧指令演算部３０２と、減算部３０４と、ＦＢ制御部３０６と、ゲート制御部３０８とから成る。

インバータ入力電圧指令演算部３０２は、信号ＡＣが非活性化されているとき、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２に基づいて、インバータ入力電圧の最適値（目標値）ＶＤＣＲを演算し、その演算した電圧指令ＶＤＣＲを減算部３０４へ出力する。

また、インバータ入力電圧指令演算部３０２は、信号ＡＣが活性化されているときは、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢおよび商用電源９０の電圧ＶＡＣに基づいて電圧指令ＶＤＣＲを設定する。たとえば、インバータ入力電圧指令演算部３０２は、実施の形態６におけるインバータ入力電圧指令設定部２５２と同様に、電圧ＶＡＣのピーク電圧よりも高く、かつ、電圧ＶＢよりも高い値に目標電圧ＶＤＣＲを設定する。

減算部３０４は、インバータ入力電圧指令演算部３０２から出力される電圧指令ＶＤＣＲから電圧ＶＤＣを減算し、その演算結果をＦＢ制御部３０６へ出力する。ＦＢ制御部３０６は、電圧ＶＤＣを電圧指令ＶＤＣＲに制御するためのフィードバック演算（たとえば比例積分演算）を行ない、その演算結果をゲート制御部３０８へ出力する。

ゲート制御部３０８は、電圧ＶＢ，ＶＤＣに基づいて、電圧ＶＤＣを電圧指令ＶＤＣＲに制御するためのデューティー比を演算する。そして、ゲート制御部３０８は、その演算したデューティー比に基づいて、昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を信号ＰＷＣとして昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２へ出力する。

なお、昇圧コンバータ１０の下アームのｎｐｎ型トランジスタＱ２のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルＬにおける電力蓄積が大きくなるので、電圧ＶＤＣを高めることができる。一方、上アームのｎｐｎ型トランジスタＱ１のオンデューティーを大きくすることにより電圧ＶＤＣが下がる。そこで、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のデューティー比を制御することで、電圧ＶＤＣを電圧ＶＢ以上の任意の電圧に制御することができる。

以上のように、この実施の形態７によれば、昇圧コンバータ１０が設けられ、電圧ＶＤＣが目標電圧ＶＤＣに制御されるので、インバータ２０，３０の制御性能および変換効率を最適化することができる。その結果、商用電源９０から蓄電装置Ｂの充電および蓄電装置Ｂから商用電源９０への給電をより効率的に行なうことができる。

また、この実施の形態７においては、実施の形態６と同様の効果を得られるほか、電流ＩＡＣを制御するための電流制御系と電圧ＶＤＣを制御するための電圧制御系とが分離して構成されるので、実施の形態６に比べて制御の自由度が高い。

［実施の形態８］
蓄電装置Ｂに対して入出力される電流ＩＢが変動すると、蓄電装置Ｂの抵抗成分や昇圧コンバータ１０のリアクトルＬの抵抗成分などにおける損失が増加し、蓄電装置Ｂの充放電効率が低下する。そこで、この実施の形態８では、実施の形態７の構成において、電流ＩＢの変動（脈動）を抑制可能な電流制御系が付加される。

この実施の形態８は、実施の形態７とコンバータ制御部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態７と同じである。

図２９は、この実施の形態８におけるコンバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。図２９を参照して、このコンバータ制御部６６Ａは、図２８に示した実施の形態７におけるコンバータ制御部６６の構成において、除算部３１０と、加算部３１２と、減算部３１４と、ＰＩ制御部３１６とをさらに含む。

除算部３１０は、ＦＢ制御部３０６からの出力を電圧センサ７６からの電圧ＶＢで除算する。加算部３１２は、蓄電装置Ｂに対して入出力される電流の指令ＩＢＲを除算部３１０からの出力に加算する。なお、この電流指令ＩＢＲは、充放電電力指令値ＰＲを電圧ＶＢで除算するなどして求めることができる。

減算部３１４は、電流センサ８８からの電流ＩＢを加算部３１２の出力から減算し、その演算結果をＰＩ制御部３１６へ出力する。ＰＩ制御部３１６は、減算部３１４からの出力を入力信号として比例積分演算を行ない、その演算結果をゲート制御部３０８へ出力する。

このコンバータ制御部６６Ａにおいては、ＰＩ制御部３１６により電流ＩＢが電流指令ＩＢＲに近づくように制御される。一方、電流ＩＢの制御性を高くしすぎると（ＰＩ制御部３１６の制御ゲインを高くしすぎると）、電圧ＶＤＣの制御性は低下する。しかしながら、コンデンサＣ１の容量が十分であり、コンデンサＣ１により電圧ＶＤＣの電圧変動をある程度抑制できるときは、電流ＩＢの制御性を高めることが蓄電装置Ｂの充放電効率の向上に寄与する。

以上のように、この実施の形態８によれば、電流ＩＢを目標電流に制御するための電流制御系をコンバータ制御部に付加したので、電圧ＶＤＣの制御性と電流ＩＢの制御性とを適切にすることにより、蓄電装置Ｂに対する充放電効率のさらなる向上を図ることができる。また、電流ＩＢの脈動が抑制されることにより、蓄電装置Ｂの劣化抑制にも寄与することができる。さらに、コンデンサＣ１の損失および劣化を抑制することもできる。

［実施の形態９］
昇圧コンバータ１０の動作中に何らかの異常が発生し、蓄電装置Ｂと昇圧コンバータ１０との間に設けられるシステムメインリレー（図示せず）がオフされると、昇圧コンバータ１０のリアクトルＬに蓄積されたエネルギーが放出されることにより、システムメインリレーに過電流が流され、システムメインリレーが溶着する可能性がある。また、昇圧コンバータ１０に過電圧がかかり、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２が過電圧破壊される可能性もある。そこで、この実施の形態９では、電流ＩＢと電流指令ＩＢＲとの偏差に基づいて異常を検出し、異常が検出されると、システムメインリレーをオフさせる前に昇圧コンバータ１０を停止させる。

この実施の形態９は、実施の形態８とコンバータ制御部の構成が異なり、その他の構成は実施の形態８と同じである。

図３０は、この実施の形態９におけるコンバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。図３０を参照して、このコンバータ制御部６６Ｂは、図２９に示した実施の形態８におけるコンバータ制御部６６Ａの構成において、異常検出部３１８をさらに含む。

異常検出部３１８は、減算部３１４からの出力、すなわち電流指令と電流センサ８８からの電流ＩＢとの偏差が予め設定された規定値を超えたか否かを判定する。そして、異常検出部３１８は、その偏差が規定値を超えたと判定すると、シャットダウン信号ＳＤＯＷＮを活性化してゲート制御部３０８へ出力する。

ゲート制御部３０８は、異常検出部３０８からのシャットダウン信号ＳＤＯＷＮが活性化されると、昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２をいずれもオフするための信号ＰＷＣを生成して昇圧コンバータ１０へ出力する。

このように、この実施の形態９によれば、電流指令と電流実績との偏差が規定値を超えると、昇圧コンバータ１０が異常であると判断し、昇圧コンバータ１０を直ちに停止するようにしたので、システムメインリレーの溶着や昇圧コンバータ１０の過電圧破壊を防止することができる。また、電流実績を検出して昇圧コンバータの１０の故障検出を行なうので、ストレスのない装置保護が可能である。

なお、上記の各実施の形態においては、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、３相交流回転電機としたが、この発明は、３相以外の多相交流回転電機についても容易に拡張して適用することができる。

また、上記の各実施の形態においては、ハイブリッド車両は、動力分割機構３によりエンジン４の動力を車軸とモータジェネレータＭＧ１とに分割して伝達可能なシリーズ／パラレル型としたが、この発明は、モータジェネレータＭＧ１を駆動するためにのみエンジン４を用い、モータジェネレータＭＧ１により発電された電力を使うモータジェネレータＭＧ２でのみ車両の駆動力を発生するシリーズ型のハイブリッド車両にも適用することができる。

また、上記の各実施の形態においては、この発明による車両の一例としてハイブリッド車両の場合について説明したが、この発明は、エンジン４を搭載しない電気自動車や燃料電池車にも適用することができる。

なお、上記において、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、それぞれこの発明における「第１の交流回転電機」および「第２の交流回転電機」に対応し、３相コイル１２，１４は、それぞれこの発明における「第１の多相巻線」および「第２の多相巻線」に対応する。また、インバータ２０，３０は、それぞれこの発明における「第１のインバータ」および「第２のインバータ」に対応し、中性点Ｎ１，Ｎ２は、それぞれこの発明における「第１の中性点」および「第２の中性点」に対応する。さらに、電力ラインＮＬ１，ＮＬ２は、この発明における「電力線対」に対応し、電圧センサ７４は、この発明における「第１の電圧検出装置」に対応する。

また、さらに、電流センサ８６は、この発明における「第１の電流検出装置」に対応し、電流センサ８２，８４は、この発明における「複数の第２の電流検出装置」に対応する。また、さらに、電流制御部１１８，１１８Ａ，１１８Ｂの各々は、この発明における「電流制御部」に対応し、電流制御部２２６，２３０，２３４は、この発明における「複数の電流制御部」に対応する。また、さらに、ＰＷＭ制御部１２２，１２４は、この発明における「駆動信号生成部」に対応し、電流制御部１１８Ｂは、この発明における「繰返し制御部」に対応する。

また、さらに、電圧センサ７２は、この発明における「第２の電圧検出装置」に対応し、インバータ入力電圧指令設定部２５２、減算部２５４およびＰＩ制御部２５６は、この発明における「電流指令生成部の電圧制御部」を形成する。また、さらに、電流センサ８８は、この発明における「第３の電流検出装置」に対応し、インバータ入力電圧指令演算部３０２、減算部３０４およびＦＢ制御部３０６は、この発明における「コンバータ制御部の電圧制御部」を形成する。また、さらに、加算部３１２、減算部３１４およびＰＩ制御部３１６は、この発明における「コンバータ制御部の電流制御部」を形成する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。 図１に示すＥＣＵの機能ブロック図である。 図２に示す電流指令生成部の詳細な機能ブロック図である。 図２に示すインバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。 図１に示すインバータおよびモータジェネレータの零相等価回路図である。 図５に示す零相等価回路において、商用電源から蓄電装置の充電時に力率１を実現するフェーザ図である。 図５に示す零相等価回路において、蓄電装置から商用電源への給電時に力率１を実現するフェーザ図である。 商用電源の電圧および電力ラインに流れる電流の方向と商用電源から蓄電装置の充電および蓄電装置から商用電源への給電との関係を示した図である。 商用電源から蓄電装置を充電するときの電流の流れを示した第１の図である。 商用電源から蓄電装置を充電するときの電流の流れを示した第２の図である。 商用電源から蓄電装置を充電するときの電流の流れを示した第３の図である。 商用電源から蓄電装置を充電するときの電流の流れを示した第４の図である。 蓄電装置から商用電源への給電時の電流の流れを示した第１の図である。 蓄電装置から商用電源への給電時の電流の流れを示した第２の図である。 実施の形態２におけるインバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。 図１５に示すインバータ制御部により生成される信号およびその信号に応じて中性点間に発生する電圧差の波形図である。 実施の形態２の変形例１において生成されるＰＷＭ信号およびそのＰＷＭ信号に応じて中性点間に発生する電圧差の波形図である。 実施の形態２の変形例２において生成されるＰＷＭ信号およびそのＰＷＭ信号に応じて中性点間に発生する電圧差の波形図である。 実施の形態３における電流制御部の構成を示す制御ブロック図である。 図１９に示す内部モデル補償部の一構成例を示した制御ブロック図である。 図１９に示す内部モデル補償部の他の構成例を示した制御ブロック図である。 インバータのデッドタイムの影響により周期的に発生する波形の歪みを示した図である。 実施の形態４における電流制御部の構成を示す制御ブロック図である。 実施の形態５におけるインバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。 実施の形態６における電流指令生成部の詳細な機能ブロック図である。 発明の実施の形態７による車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。 図２６に示すＥＣＵの機能ブロック図である。 図２７に示すコンバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。 実施の形態８におけるコンバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。 実施の形態９におけるコンバータ制御部の詳細な機能ブロック図である。

符号の説明

２ 車輪、３ 動力分割機構、４ エンジン、１０ 昇圧コンバータ、１２，１４ ３相コイル、２０，３０ インバータ、２０Ａ，３０Ａ 上アーム、２０Ｂ，３０Ｂ 下アーム、２２，３２ Ｕ相アーム、２４，３４ Ｖ相アーム、２６，３６ Ｗ相アーム、５０，９２ コネクタ、６０，６０Ａ ＥＣＵ、６２ 電流指令生成部、６４，６４Ａ，６４Ｂ インバータ制御部、６６，６６Ａ，６６Ｂ コンバータ制御部、７２，７４，７６ 電圧センサ、８２，８４，８６，８８ 電流センサ、９０ 商用電源、１００，１００Ａ ハイブリッド車両、１０２ 実効値演算部、１０４ 位相検出部、１０６ 正弦波生成部、１０８，３１０ 除算部、１１０，１２６，１２８，２２２，４１０，４１２ 乗算部、１１２，１１４ モータ制御用相電圧演算部、１１６，１３０，２２４，２２８，２３２，２５４，３０４，３１４，４０６ 減算部、１１８，１１８Ａ，１１８Ｂ，２２６，２３０，２３４ 電流制御部、１２０，２０６，２５８，３１２ 加算部、１２２，１２４ ＰＷＭ制御部、１５０ 電源、１５２ インピーダンス、２０２，２５６，３１６，４０８ ＰＩ制御部、２０４ 内部モデル補償部、２１２ 電流偏差格納テーブル、２１４ ゲインテーブル、２５２ インバータ入力電圧指令設定部、３０２ インバータ入力電圧指令演算部、３０６ ＦＢ制御部、３０８ ゲート制御部、３１８ 異常検出部、４０２，４０４ 平均値演算部、Ｂ 蓄電装置、Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ、ＰＬ１，ＰＬ２ 電源ライン、ＳＬ 接地ライン、Ｌ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６ ｎｐｎ型トランジスタ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ ダイオード、ＵＬ１，ＵＬ２ Ｕ相ライン、ＶＬ１，ＶＬ２ Ｖ相ライン、ＷＬ１，ＷＬ２ Ｗ相ライン、Ｕ１，Ｕ２ Ｕ相コイル、Ｖ１，Ｖ２ Ｖ相コイル、Ｗ１，Ｗ２ Ｗ相コイル、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、Ｎ１，Ｎ２ 中性点、ＮＬ１，ＮＬ２ 電力ライン。

Claims (22)

1. 商用電源と車両に搭載された蓄電装置との間で電力を授受する電力制御装置であって、
   星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の交流回転電機と、
   星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の交流回転電機と、
   前記第１の多相巻線に接続され、前記第１の交流回転電機と前記蓄電装置との間で電力変換を行なう第１のインバータと、
   前記第２の多相巻線に接続され、前記第２の交流回転電機と前記蓄電装置との間で電力変換を行なう第２のインバータと、
   前記第１の多相巻線の第１の中性点および前記第２の多相巻線の第２の中性点に接続され、前記第１および第２の中性点と前記商用電源との間で電力を授受可能なように構成された電力線対と、
   前記商用電源の電圧を検出する第１の電圧検出装置と、
   前記第１の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて前記商用電源の電圧の実効値および位相を検出し、その検出した実効値および位相ならびに前記蓄電装置に対する充放電電力指令値に基づいて、前記電力線対に流す電流の指令値であって前記商用電源の電圧に対して位相が調整されたものを生成する電流指令生成部と、
   前記電流指令生成部によって生成される電流指令値に基づいて前記第１および第２のインバータの少なくとも一方の零相電圧を制御するインバータ制御部とを備える電力制御装置。
2. 前記電流指令生成部は、前記商用電源の電圧に対して同相の電流指令値を生成する、請求項１に記載の電力制御装置。
3. 前記電流指令生成部は、
   前記電圧検出値に基づいて前記商用電源の電圧の実効値を演算する実効値演算部と、
   前記電圧検出値に基づいて前記商用電源の電圧の位相を検出する位相検出部と、
   前記位相検出部によって検出された位相に対して位相調整された正弦波を生成する正弦波生成部と、
   前記充放電電力指令値を前記実効値で除算し、その演算結果に前記正弦波生成部からの正弦波を乗算して前記電流指令値を生成する演算部とを含む、請求項１または請求項２に記載の電力制御装置。
4. 前記正弦波生成部は、前記位相検出部によって検出された位相と同相の正弦波を生成する、請求項３に記載の電力制御装置。
5. 前記インバータ制御部は、前記第１および第２のインバータのいずれか一方の零相電圧を前記電流指令値に基づいて制御し、他方のインバータの零相電圧を固定値に制御する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力制御装置。
6. 前記インバータ制御部は、前記一方のインバータに対応する中性点の電位が前記他方のインバータに対応する中性点の電位よりも高い場合、前記他方のインバータの各相アームの上アームをオフさせ、かつ、下アームをオンさせ、前記一方のインバータに対応する中性点の電位が前記他方のインバータに対応する中性点の電位よりも低い場合、前記上アームをオンさせ、かつ、前記下アームをオフさせる、請求項５に記載の電力制御装置。
7. 前記インバータ制御部は、前記商用電源から前記蓄電装置の充電時、前記他方のインバータの各相アームの上アームおよび下アームをオフさせる、請求項５に記載の電力制御装置。
8. 前記インバータ制御部は、前記電流指令値に基づいて前記零相電圧を制御するインバータを前記第１および第２のインバータで周期的に交替する、請求項６または請求項７に記載の電力制御装置。
9. 前記インバータ制御部は、前記第２のインバータの零相電圧が前記第１のインバータの零相電圧の符号を反転した電圧となるように、前記第１および第２のインバータの零相電圧を前記電流指令値に基づいて制御する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力制御装置。
10. 前記インバータ制御部は、所定の搬送波と前記電流指令値に基づいて生成される第１の信号波との大小関係に応じて、前記第１のインバータをスイッチング制御するための第１の駆動信号を生成し、前記搬送波と前記第１の信号波を符号反転した第２の信号波との大小関係に応じて、前記第２のインバータをスイッチング制御するための第２の駆動信号を生成する、請求項９に記載の電力制御装置。
11. 前記インバータ制御部は、所定の第１の搬送波と前記電流指令値に基づいて生成される信号波との大小関係に応じて、前記第１のインバータをスイッチング制御するための第１の駆動信号を生成し、前記第１の搬送波を符号反転した第２の搬送波と前記信号波との大小関係に応じて、前記第２のインバータをスイッチング制御するための第２の駆動信号を生成する、請求項９に記載の電力制御装置。
12. 前記インバータ制御部は、所定の搬送波と前記電流指令値に基づいて生成される信号波との大小関係に応じて、前記第１のインバータをスイッチング制御するための第１の駆動信号を生成し、前記第１の駆動信号に対して相補的に変化する、前記第２のインバータをスイッチング制御するための第２の駆動信号を生成する、請求項９に記載の電力制御装置。
13. 前記電力線対に流れる電流を検出する第１の電流検出装置をさらに備え、
    前記インバータ制御部は、
    前記第１の電流検出装置からの電流検出値と前記電流指令値との偏差に基づいて前記第１および第２のインバータの零相電圧指令を生成する電流制御部と、
    その生成された零相電圧指令に基づいて、前記第１および第２のインバータを駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成部とを含む、請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力制御装置。
14. 前記第１および第２の交流回転電機の各々の各相に流れる電流を検出するための複数の第２の電流検出装置をさらに備え、
    前記インバータ制御部は、
    前記第１および第２の交流回転電機の各々の各相に対応して設けられ、対応する前記第２の電流検出装置からの電流検出値と前記電流指令値を各相に均等配分した各相電流指令値との偏差に基づいて、対応するインバータにおける対応する相の電圧指令を生成する複数の電流制御部と、
    その生成された各相電圧指令に基づいて、前記第１および第２のインバータを駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成部とを含む、請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力制御装置。
15. 前記電流制御部または前記複数の電流制御部の各々は、前記電流指令値に対応する正弦波関数を用いて制御補償量を算出する内部モデル補償部を含む、請求項１３または請求項１４に記載の電力制御装置。
16. 前記内部モデル補償部は、
    前記電流指令値または前記各相電流指令値の大きさの平均値を算出する第１の平均値演算部と、
    前記電流検出値の大きさの平均値を算出する第２の平均値演算部と、
    前記第１の平均値演算部からの出力と前記第２の平均値演算部からの出力との偏差にゲインを乗算し、その演算結果に前記商用電源と同位相の正弦波関数をさらに乗算して前記制御補償量を算出する演算部とから成る、請求項１５に記載の電力制御装置。
17. 前記電流制御部または前記複数の電流制御部の各々は、前記商用電源の１周期前における前記偏差に基づいて、前記零相電圧指令または前記各相電圧指令を前記商用電源の位相ごとに逐次算出する繰返し制御部を含む、請求項１３または請求項１４に記載の電力制御装置。
18. 前記第１および第２のインバータに与えられる直流電圧を検出する第２の電圧検出装置をさらに備え、
    前記電流指令生成部は、前記第２の電圧検出装置からの電圧検出値と前記直流電圧の目標電圧との偏差に基づいて、前記直流電圧を前記目標電圧に制御するように前記充放電電力指令値を補正する電圧制御部を含む、請求項１から請求項１７のいずれか１項に記載の電力制御装置。
19. 前記蓄電装置と前記第１および第２のインバータとの間に設けられる昇圧コンバータと、
    前記第１および第２のインバータに与えられる直流電圧を検出する第２の電圧検出装置と、
    前記第２の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて、前記直流電圧を目標電圧に制御するように前記昇圧コンバータを制御するコンバータ制御部とをさらに備える、請求項１から請求項１７のいずれか１項に記載の電力制御装置。
20. 前記蓄電装置に入出力される電流を検出する第３の電流検出装置をさらに備え、
    前記コンバータ制御部は、
    前記第２の電圧検出装置からの電圧検出値に基づいて、前記直流電圧を前記目標電圧に制御するように構成された電圧制御部と、
    前記第３の電流検出装置からの電流検出値に基づいて、前記蓄電装置に入出力される電流を目標電流に制御するように構成された電流制御部とを含む、請求項１９に記載の電力制御装置。
21. 前記コンバータ制御部は、前記電流検出値と前記目標電流との偏差がしきい値を超えると、前記昇圧コンバータを停止する、請求項２０に記載の電力制御装置。
22. 前記第１および第２の交流回転電機の少なくとも一方から駆動トルクを受ける車輪と、
    請求項１から請求項２１のいずれか１項に記載の電力制御装置とを備える車両。

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