JP2008199782A - 電力制御装置およびそれを備えた電動車両 - Google Patents

Abstract

【課題】過剰な回生電力を消費することなくシステム電圧の上昇を防止可能な電力制御装置およびそれを備えた電動車両を提供する。
【解決手段】走行状況の急変によりモータジェネレータの電力バランスが急変し、蓄電装置の充電電力許容値あるいはコンデンサＣ２の耐電圧を超える過剰電力が発生すると、３相コイル１２の中性点Ｎ１と３相コイル１４の中性点Ｎ２との間にコンデンサＣ３が接続される。制御装置は、インバータ２０，３０の零電圧ベクトルを制御することにより電圧ＶＨに基づいて中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧差を発生させ、発生した過剰電力をコンデンサＣ３に蓄積させる。
【選択図】図３

Description

この発明は、電力制御装置およびそれを備えた電動車両に関し、特に、電動車両において過剰な回生電力が発生したときの電力制御に関する。

ハイブリッド車両（Hybrid Vehicle）や電気自動車（Electric Vehicle）など走行用の電動機を搭載する電動車両においては、車両の制動時に駆動輪の回転力を用いて電動機を回生発電させ、その発生した回生電力を蓄電装置に回収することが一般的に行なわれる。また、ハイブリッド車両においては、エンジンを用いて発電機を駆動し、発電機が発生した回生電力を用いて蓄電装置を充電するものが知られている。

このような電動車両においては、急ブレーキ時やスリップ時などに電力バランスが急変し、回生電力が急増する場合がある。そして、回生電力の急増によりシステム電圧が急激に上昇し、電動機や発電機を駆動するインバータの入力側に設けられた平滑コンデンサや蓄電装置に悪影響を与える可能性がある。

このような問題に対し、特開２００４−２５４４６５号公報は、車両の回生制動時に発生する余剰電力を適切に処理してバッテリへの悪影響を抑止可能な回生制動装置を開示する。この回生制動装置においては、回生制動においてバッテリの好適な充電電力を超える余剰電力が回生発電の結果として発生すると、余剰電力の大きさに応じて複数の電気負荷から余剰電力消費負荷を選択し、その選択された余剰電力消費負荷により余剰電力を消費する。

この回生制動装置によれば、余剰電力を捨てようとした電気負荷が既に稼動中であって余剰電力を捨てられなかったり、余剰電力消費専用の電気負荷を別途増設しなければならないといった問題を引き起こすことなく、余剰電力を消費することができる。その結果、簡素な構成でバッテリへの悪影響を抑止することができる（特許文献１参照）。
特開２００４−２５４４６５号公報 特開２００２−２１８７９３号公報 特開２００５−２０４３６１号公報

しかしながら、特開２００４−２５４４６５号公報に開示された回生制動装置では、発生した過剰電力は、選択された電気負荷により消費されるので、電力を損失してしまう。

また、過剰電力を消費可能な適切な電気負荷がない場合には別途過剰電力消費専用の電気負荷を設けることになるが、その場合には、搭載スペース確保の関係上、できる限り負荷を小型化する必要がある。

それゆえに、この発明は、過剰な回生電力を消費することなくシステム電圧の上昇を防止可能な電力制御装置およびそれを備えた電動車両を提供することである。

また、この発明の別の目的は、過剰な回生電力を消費可能な負荷の小型化を図り得る電力制御装置およびそれを備えた電動車両を提供することである。

この発明によれば、電力制御装置は、第１および第２の多相交流電動機と、第１および第２のインバータと、コンデンサと、電圧制御部とを備える。第１の多相交流電動機は、星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む。第２の多相交流電動機は、星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む。第１および第２のインバータは、第１および第２の多相交流電動機にそれぞれ対応して設けられ、直流電力線に互いに並列に接続される。コンデンサは、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に接続される。電圧制御部は、第１および第２の中性点間の電圧差を制御することによって、第１および第２の多相交流電動機の少なくとも一方が発電する回生電力の一部をコンデンサに蓄積させる。

好ましくは、電力制御装置は、平滑コンデンサと、電圧検出装置とをさらに備える。平滑コンデンサは、直流電力線に接続される。電圧検出装置は、平滑コンデンサの両端の電圧を検出する。そして、電圧制御部は、電圧検出装置からの検出値に基づいて電圧差を制御する。

さらに好ましくは、電圧制御部は、電圧検出装置からの検出値が大きいほど電圧差を大きくする。

また、この発明によれば、電力制御装置は、第１および第２の多相交流電動機と、第１および第２のインバータと、誘導性負荷と、電圧制御部とを備える。第１の多相交流電動機は、星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む。第２の多相交流電動機は、星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む。第１および第２のインバータは、第１および第２の多相交流電動機にそれぞれ対応して設けられ、直流電力線に互いに並列に接続される。誘導性負荷は、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に接続される。電圧制御部は、第１および第２の中性点間の電圧差を高周波で変化させることによって、第１および第２の多相交流電動機の少なくとも一方が発電する回生電力の一部を誘導性負荷に消費させる。

好ましくは、電力制御装置は、平滑コンデンサと、電圧検出装置とをさらに備える。平滑コンデンサは、直流電力線に接続される。電圧検出装置は、平滑コンデンサの両端の電圧を検出する。そして、電圧制御部は、電圧検出装置からの検出値に基づいて電圧差の周波数を制御する。

さらに好ましくは、電圧制御部は、電圧検出装置からの検出値が大きいほど周波数を高くする。

好ましくは、電圧制御部は、電圧検出装置からの検出値に基づいて電圧差をさらに制御する。

好ましくは、誘導性負荷は、リアクトルを含む。
また、この発明によれば、電動車両は、上述したいずれかの電力制御装置と、電力制御装置に含まれる第１および第２の多相交流電動機の少なくとも一方に連結される駆動輪とを備える。

この発明においては、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間にコンデンサが接続される。そして、電圧制御部により第１および第２の中性点間の電圧差を制御することによって、第１および第２の多相交流電動機の少なくとも一方が発電する回生電力の一部をコンデンサに蓄積させることができるので、過剰な回生電力の発生時に過剰電力をコンデンサに蓄えることができる。

したがって、この発明によれば、過剰な回生電力を消費することなくシステム電圧の上昇を防止することができる。

また、この発明においては、第１の多相巻線の第１の中性点と第２の多相巻線の第２の中性点との間に誘導性負荷が接続される。そして、電圧制御部により第１および第２の中性点間の電圧差を高周波で変化させることによって、第１および第２の多相交流電動機の少なくとも一方が発電する回生電力の一部を誘導性負荷に消費させることができるので、過剰な回生電力の発生時に過剰電力を誘導性負荷で消費させることができる。

したがって、この発明によれば、システム電圧の上昇を防止することができる。そして、過剰な回生電力を消費可能な負荷を抵抗で構成する場合に比べて負荷を小型化し得る。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による電動車両の一例として示されるハイブリッド車両１００の全体ブロック図である。図１を参照して、このハイブリッド車両１００は、エンジン４と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、動力分配機構３と、車輪２とを備える。また、ハイブリッド車両１００は、蓄電装置Ｂと、昇圧コンバータ１０と、インバータ２０，３０と、制御装置６０と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、正極線ＰＬ１，ＰＬ２と、負極線ＮＬと、Ｕ相ラインＵＬ１，ＵＬ２と、Ｖ相ラインＶＬ１，ＶＬ２と、Ｗ相ラインＷＬ１，ＷＬ２と、電圧センサ７０，７２と、電流センサ８０，８２とをさらに備える。さらに、ハイブリッド車両１００は、電力線ＤＣＬ１，ＤＣＬ２と、リレー回路４０と、コンデンサＣ３とをさらに備える。

このハイブリッド車両１００は、エンジン４およびモータジェネレータＭＧ２を動力源として走行する。動力分配機構３は、エンジン４とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２とに結合されてこれらの間で動力を分配する。たとえば、動力分配機構３としては、サンギヤ、プラネタリキャリヤおよびリングギヤの３つの回転軸を有する遊星歯車機構を用いることができる。この３つの回転軸がエンジン４およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各回転軸にそれぞれ接続される。たとえば、モータジェネレータＭＧ１のロータを中空としてその中心にエンジン４のクランク軸を通すことで動力分配機構３にエンジン４とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２とを機械的に接続することができる。モータジェネレータＭＧ２の回転軸は、図示されない減速ギヤによって車輪２に結合されている。

そして、モータジェネレータＭＧ１は、エンジン４によって駆動される発電機として動作し、かつ、エンジン４の始動を行ない得る電動機として動作するものとしてハイブリッド車両１００に組込まれ、モータジェネレータＭＧ２は、車輪２を駆動する電動機としてハイブリッド車両１００に組込まれる。

蓄電装置Ｂの正極は、正極線ＰＬ１に接続され、蓄電装置Ｂの負極は、負極線ＮＬに接続される。コンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間に接続される。

昇圧コンバータ１０は、リアクトルＬ１と、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に直列に接続される。各ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すようにダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ接続される。そして、リアクトルＬ１の一端は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に接続され、その他端は、正極線ＰＬ１に接続される。

なお、上記のｎｐｎ型トランジスタおよび以下の本明細書中のｎｐｎ型トランジスタとして、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができ、また、ｎｐｎ型トランジスタに代えてパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）等の電力スイッチング素子を用いてもよい。

コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に接続される。インバータ２０は、Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６を含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１１，Ｑ１２からなり、Ｖ相アーム２４は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１３，Ｑ１４からなり、Ｗ相アーム２６は、直列に接続されたｎｐｎ型トランジスタＱ１５，Ｑ１６からなる。各ｎｐｎ型トランジスタＱ１１〜Ｑ１６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１１〜Ｄ１６がそれぞれ接続される。

モータジェネレータＭＧ１は、３相コイル１２をステータコイルとして含む。３相コイル１２を形成するＵ相コイルＵ１、Ｖ相コイルＶ１およびＷ相コイルＷ１の一端は、互いに接続されて中性点Ｎ１を形成し、Ｕ相コイルＵ１、Ｖ相コイルＶ１およびＷ相コイルＷ１の他端は、インバータ２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６の各々における上下アームの接続点にそれぞれ接続される。

インバータ３０は、Ｕ相アーム３２、Ｖ相アーム３４およびＷ相アーム３６を含む。モータジェネレータＭＧ２は、３相コイル１４をステータコイルとして含む。インバータ３０およびモータジェネレータＭＧ２の構成は、それぞれインバータ２０およびモータジェネレータＭＧ１と同様である。

リレー回路４０は、リレーＲＹ１，ＲＹ２を含む。そして、中性点Ｎ１に電力線ＤＣＬ１の一方端が接続され、その他方端がリレーＲＹ１の一端に接続される。また、中性点Ｎ２に電力線ＤＣＬ２の一方端が接続され、その他方端がリレーＲＹ２の一端に接続される。さらに、リレーＲＹ１の他端にコンデンサＣ３の一方端が接続され、リレーＲＹ２の他端にコンデンサＣ３の他方端が接続される。

蓄電装置Ｂは、充電可能な直流電源であり、たとえば、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池からなる。蓄電装置Ｂは、直流電力を昇圧コンバータ１０へ出力する。また、蓄電装置Ｂは、昇圧コンバータ１０によって充電される。なお、蓄電装置Ｂとして、大容量のキャパシタを用いてもよい。

電圧センサ７０は、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢを検出し、その検出値を制御装置６０へ出力する。コンデンサＣ１は、正極線ＰＬ１と負極線ＮＬとの間の電圧変動を平滑化する。

昇圧コンバータ１０は、制御装置６０からの信号ＰＷＣに基づいて、蓄電装置Ｂから受ける直流電圧をリアクトルＬ１を用いて昇圧し、その昇圧した昇圧電圧を正極線ＰＬ２に供給する。具体的には、昇圧コンバータ１０は、制御装置６０からの信号ＰＷＣに基づいて、ｎｐｎ型トランジスタＱ２のスイッチング動作に応じて流れる電流をリアクトルＬ１に磁場エネルギーとして蓄積することによって蓄電装置Ｂからの直流電圧を昇圧する。そして、昇圧コンバータ１０は、その昇圧した昇圧電圧をｎｐｎ型トランジスタＱ２がオフされたタイミングに同期してダイオードＤ１を介して正極線ＰＬ２へ出力する。また、昇圧コンバータ１０は、制御装置６０からの信号ＰＷＣに基づいて、正極線ＰＬ２から供給される直流電圧を降圧して蓄電装置Ｂを充電する。

コンデンサＣ２は、正極線ＰＬ２と負極線ＮＬとの間の電圧変動を平滑化する。電圧センサ７２は、コンデンサＣ２の端子間電圧、すなわち負極線ＮＬに対する正極線ＰＬ２の電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置６０へ出力する。

インバータ２０は、制御装置６０からの信号ＰＷＭ１に基づいて、正極線ＰＬ２から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ１へ出力する。また、インバータ２０は、エンジン４からの出力を用いてモータジェネレータＭＧ１が発電した３相交流電圧を制御装置６０からの信号ＰＷＭ１に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を正極線ＰＬ２へ出力する。

インバータ３０は、制御装置６０からの信号ＰＷＭ２に基づいて、正極線ＰＬ２から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ２へ出力する。また、インバータ３０は、車両の回生制動時、車輪２からの回転力を用いてモータジェネレータＭＧ２が発電した３相交流電圧を制御装置６０からの信号ＰＷＭ２に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を正極線ＰＬ２へ出力する。

ここで、走行状況の急変（たとえば急ブレーキやスリップなど）によりモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の電力バランスが急変し、蓄電装置Ｂの充電電力許容値ＷｉｎあるいはコンデンサＣ２の耐電圧を超えるような回生電力（以下、この超過電力を「過剰電力」とも称する。）が発生すると、インバータ２０，３０は、それぞれ中性点Ｎ１，Ｎ２の電圧を制御して中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧を発生させ、中性点Ｎ１，Ｎ２間に接続されたコンデンサＣ３にその過剰電力を蓄積させる。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各々は、３相交流電動機であり、たとえばＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型３相交流同期電動機から成る。モータジェネレータＭＧ１は、動力分配機構３によってエンジン４と連結され、エンジン４からの出力を用いて３相交流電圧を発生し、その発生した３相交流電圧をインバータ２０へ出力する。また、モータジェネレータＭＧ１は、インバータ２０から受ける３相交流電圧によって駆動力を発生し、エンジン４の始動を行なう。モータジェネレータＭＧ２は、車輪２と連結され、インバータ３０から受ける３相交流電圧によって車両の駆動トルクを発生する。また、モータジェネレータＭＧ２は、車両の回生制動時、３相交流電圧を発生してインバータ３０へ出力する。

リレー回路４０のリレーＲＹ１，ＲＹ２は、電力線ＤＣＬ１，ＤＣＬ２とコンデンサＣ３との接続／切離しを行なう。リレー回路４０は、制御装置６０から受ける信号ＥＮが活性化されるとリレーＲＹ１，ＲＹ２をオンさせ、コンデンサＣ３を電力線ＤＣＬ１，ＤＣＬ２と電気的に接続する。

コンデンサＣ３は、走行状況の急変により発生した過剰電力を一時的に蓄積するために設けられる。コンデンサＣ３は、走行状況の急変により過剰電力が発生すると、リレー回路４０によりモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の中性点Ｎ１，Ｎ２に接続され、中性点Ｎ１，Ｎ２から電力線ＤＣＬ１，ＤＣＬ２を介して与えられる電力を蓄積する。

電流センサ８０は、モータジェネレータＭＧ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴ１を検出し、その検出値を制御装置６０へ出力する。電流センサ８２は、モータジェネレータＭＧ２に流れるモータ電流ＭＣＲＴ２を検出し、その検出値を制御装置６０へ出力する。

制御装置６０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２、電圧センサ７０からの電圧ＶＢならびに電圧センサ７２からの電圧ＶＨに基づいて、昇圧コンバータ１０を駆動するための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０へ出力する。なお、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２は、図示されない車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）によって算出される。

また、制御装置６０は、電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ１、電流センサ８０からのモータ電流ＭＣＲＴ１およびモータジェネレータＭＧ１のロータ回転位置θ１に基づいて、モータジェネレータＭＧ１を駆動するための信号ＰＷＭ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭ１をインバータ２０へ出力する。さらに、制御装置６０は、電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ２、電流センサ８２からのモータ電流ＭＣＲＴ２およびモータジェネレータＭＧ２のロータ回転位置θ２に基づいて、モータジェネレータＭＧ２を駆動するための信号ＰＷＭ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭ２をインバータ３０へ出力する。

さらに、制御装置６０は、電圧ＶＨに基づいて過剰電力が発生したか否かを判定し、過剰電力が発生したと判定すると、リレー回路４０へ出力される信号ＥＮを活性化する。そして、制御装置６０は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧差を発生させるための電圧指令を生成し、その生成した電圧指令を用いて信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。なお、電圧ＶＨに代えて、蓄電装置Ｂの充電電力に基づいて過剰電力の発生有無を判定してもよい。

図２は、過剰電力の発生状況の一例を示した図である。図２を参照して、実線ｋ１は、蓄電装置Ｂの充放電電力を示し、正値は放電を、負値は充電を示す。また、実線ｋ２，ｋ３は、それぞれモータジェネレータＭＧ２，ＭＧ１の電力状態を示し、正値は力行状態（電力消費）を、負値は回生状態（発電）を示す。コンデンサＣ１，Ｃ２や図示されない補機などによる電力吸収があるものの、基本的には、実線ｋ２で示される値と実線ｋ３で示される値との和が実線ｋ１となる。点線ｋ４，ｋ５は、それぞれ蓄電装置Ｂの放電電力許容値Ｗｏｕｔおよび充電電力許容値Ｗｉｎを示す。

モータジェネレータＭＧ２の消費電力とモータジェネレータＭＧ１の発電電力とのバランスが取れている状態において、時刻ｔ１においてスリップが発生すると、車両駆動力を発生するモータジェネレータＭＧ２の負荷が急激に減少し、それに伴なってモータジェネレータＭＧ２の消費電力が急激に減少する。この急激な変化にモータジェネレータＭＧ１の発電制御は追従できず、蓄電装置Ｂの充電電力が急激に増大する。

そして、時刻ｔ２において、蓄電装置Ｂの充電電力許容値Ｗｉｎを超える充電電力が蓄電装置Ｂに供給される。このとき、コンデンサＣ２（Ｃ１）の両端には、コンデンサＣ２（Ｃ１）の耐電圧を超えるような過大な電圧が発生する。そして、しばらくしてモータジェネレータＭＧ１の発電電力が抑制され、時刻ｔ３において、蓄電装置Ｂの充電電力が充電電力許容値Ｗｉｎを下回る（コンデンサＣ２の電圧ＶＨも正常範囲内に復帰する。）。

そこで、この実施の形態１では、時刻ｔ２〜ｔ３に発生する過剰電力を中性点Ｎ１，Ｎ２間に接続されるコンデンサＣ３に蓄積し、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の電力バランスが安定したところで、コンデンサＣ３に蓄積された電力を放電することとしたものである。

図３は、図１に示したインバータ２０，３０およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の零相等価回路を示した図である。図３を参照して、３相インバータであるインバータ２０，３０の各々においては、６個のｎｐｎ型トランジスタのオン／オフの組合わせは８パターン存在する。その８つのスイッチングパターンのうち２つは相間電圧が零となり、そのような電圧状態は零電圧ベクトルと称される。零電圧ベクトルについては、上アームの３つのトランジスタは互いに同じスイッチング状態（全てオンまたはオフ）とみなすことができ、また、下アームの３つのトランジスタも互いに同じスイッチング状態とみなすことができる。そこで、この図３では、インバータ２０のｎｐｎ型トランジスタＱ１１，Ｑ１３，Ｑ１５は上アーム２０Ａとして総括的に示され、インバータ２０のｎｐｎ型トランジスタＱ１２，Ｑ１４，Ｑ１６は下アーム２０Ｂとして総括的に示されている。また、インバータ３０のｎｐｎ型トランジスタＱ２１，Ｑ２３，Ｑ２５は上アーム３０Ａとして総括的に示され、インバータ３０のｎｐｎ型トランジスタＱ２２，Ｑ２４，Ｑ２６は下アーム３０Ｂとして総括的に示されている。

この零電圧ベクトルを用いて、インバータ２０，３０の各々において、対応するモータジェネレータのｄ軸電流およびｑ軸電流に変化を与えることなく、すなわちモータジェネレータのトルク制御に影響を与えることなく、対応する中性点の電位を制御することができる。

そこで、この実施の形態１では、車両状況の急変により過剰電力が発生したとき、インバータ２０，３０の各々の零電圧ベクトルを用いて中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧差を発生させ、中性点Ｎ１，Ｎ２間に接続されるコンデンサＣ３に過剰電力を蓄積させる。なお、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生させる電圧差は、コンデンサＣ２の電圧ＶＨに基づいて算出される。

図４は、図１に示した制御装置６０の機能ブロック図である。図４を参照して、制御装置６０は、コンバータ制御部６１と、第１のインバータ制御部６２と、第２のインバータ制御部６３と、電圧制御部６４とを含む。コンバータ制御部６１は、電圧センサ７０からの電圧ＶＢ、電圧センサ７２からの電圧ＶＨ、トルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２およびモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２に基づいて、昇圧コンバータ１０のｎｐｎ型トランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするための信号ＰＷＣを生成し、その生成した信号ＰＷＣを昇圧コンバータ１０へ出力する。

第１のインバータ制御部６２は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１、モータ電流ＭＣＲＴ１およびロータ回転位置θ１、ならびに電圧ＶＨに基づいて、インバータ２０のｎｐｎ型トランジスタＱ１１〜Ｑ１６をオン／オフするための信号ＰＷＭ１を生成し、その生成した信号ＰＷＭ１をインバータ２０へ出力する。

第２のインバータ制御部６３は、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２、モータ電流ＭＣＲＴ２およびロータ回転位置θ２、ならびに電圧ＶＨに基づいて、インバータ３０のｎｐｎ型トランジスタＱ２１〜Ｑ２６をオン／オフするための信号ＰＷＭ２を生成し、その生成した信号ＰＷＭ２をインバータ３０へ出力する。

ここで、第１および第２のインバータ制御部６２，６３は、電圧制御部６４から電圧指令値を受けているとき、その電圧指令値に基づいてそれぞれインバータ２０，３０の零電圧ベクトルを変化させて信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。

電圧制御部６４は、予め定められたしきい値ＶＨ０を電圧ＶＨが超えると、リレー回路４０へ出力される信号ＥＮを活性化する。そして、電圧制御部６４は、中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧差を発生させるための電圧指令値を電圧ＶＨに基づいて生成し、その生成した電圧指令値を第１および第２のインバータ制御部６２，６３へ出力する。なお、しきい値ＶＨ０は、蓄電装置Ｂの充電電力許容値ＷｉｎやコンデンサＣ２の耐電圧などを考慮して決定される。

図５は、図４に示した第１および第２のインバータ制御部６２，６３ならびに電圧制御部６４の詳細な機能ブロック図である。図５を参照して、第１のインバータ制御部６２は、電流変換部１０２と、ＭＧ１電流指令演算部１０４と、ＰＩ制御部１０６，１０８と、変換部１１０と、ＰＷＭ信号生成部１１４とから成る。

電流変換部１０２は、モータジェネレータＭＧ１のロータ回転位置θ１を用いて、電流センサ８０によって検出されたＵ相電流Ｉｕ１およびＶ相電流Ｉｖ１をｄ軸電流Ｉｄ１およびｑ軸電流Ｉｑ１に変換する。ＭＧ１電流指令演算部１０４は、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１に基づいて、ｄ，ｑ軸におけるモータジェネレータＭＧ１の電流指令Ｉｄ１ｒ，Ｉｑ１ｒを算出する。

ＰＩ制御部１０６は、電流変換部１０２からのｄ軸電流Ｉｄ１とＭＧ１電流指令演算部１０４からの電流指令Ｉｄ１ｒとの偏差を受け、その偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を変換部１１０へ出力する。ＰＩ制御部１０８は、電流変換部１０２からのｑ軸電流Ｉｑ１とＭＧ１電流指令演算部１０４からの電流指令Ｉｑ１ｒとの偏差を受け、その偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を変換部１１０へ出力する。

変換部１１０は、ロータ回転位置θ１を用いて、ＰＩ制御部１０６，１０８からそれぞれ受けるｄ，ｑ軸上の電圧指令をモータジェネレータＭＧ１のＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令に変換する。

ＰＷＭ信号生成部１１４は、変換部１１０からのＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令（以下「変調波」とも称する。）に基づいて、インバータ２０に対応するＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｖ１，Ｐｗ１を生成する。ここで、ＰＷＭ信号生成部１１４は、電圧制御部６４から受ける電圧指令値に基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相変調波の中心値（以下「ＰＷＭセンター値」とも称する。）を変化させる。そして、ＰＷＭ信号生成部１１４は、生成したＰＷＭ信号Ｐｕ１，Ｐｖ１，Ｐｗ１を信号ＰＷＭ１としてインバータ２０へ出力する。

なお、電圧制御部６４から受ける電圧指令値に基づいてインバータ２０におけるＰＷＭセンター値を変化させることは、インバータ２０の零電圧ベクトルを変化させることに対応する。

第２のインバータ制御部６３は、電流変換部１２２と、ＭＧ２電流指令演算部１２４と、ＰＩ制御部１２６，１２８と、変換部１３０と、ＰＷＭ信号生成部１３４とから成る。電流変換部１２２は、モータジェネレータＭＧ２のロータ回転位置θ２を用いて、電流センサ８２によって検出されたＵ相電流Ｉｕ２およびＶ相電流Ｉｖ２をｄ軸電流Ｉｄ２およびｑ軸電流Ｉｑ２に変換する。ＭＧ２電流指令演算部１２４は、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２に基づいて、ｄ，ｑ軸におけるモータジェネレータＭＧ２の電流指令Ｉｄ２ｒ，Ｉｑ２ｒを算出する。

ＰＩ制御部１２６は、電流変換部１２２からのｄ軸電流Ｉｄ２とＭＧ２電流指令演算部１２４からの電流指令Ｉｄ２ｒとの偏差を受け、その偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を変換部１３０へ出力する。ＰＩ制御部１２８は、電流変換部１２２からのｑ軸電流Ｉｑ２とＭＧ２電流指令演算部１２４からの電流指令Ｉｑ２ｒとの偏差を受け、その偏差を入力として比例積分演算を行ない、その演算結果を変換部１３０へ出力する。

変換部１３０は、ロータ回転位置θ２を用いて、ＰＩ制御部１２６，１２８からそれぞれ受けるｄ，ｑ軸上の電圧指令をモータジェネレータＭＧ２のＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令に変換する。

ＰＷＭ信号生成部１３４は、変換部１３０からのＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧指令に基づいて、インバータ３０に対応するＰＷＭ信号Ｐｕ２，Ｐｖ２，Ｐｗ２を生成する。ここで、ＰＷＭ信号生成部１３４は、電圧制御部６４から受ける電圧指令値に基づいてＰＷＭセンター値を変化させる。そして、ＰＷＭ信号生成部１３４は、生成したＰＷＭ信号Ｐｕ２，Ｐｖ２，Ｐｗ２を信号ＰＷＭ２としてインバータ３０へ出力する。

なお、電圧制御部６４から受ける電圧指令値に基づいてインバータ３０におけるＰＷＭセンター値を変化させることは、インバータ３０の零電圧ベクトルを変化させることに対応する。

電圧制御部６４は、指令演算部１４２と、乗算部１４４と、減算部１４６とから成る。指令演算部１４２は、電圧ＶＨとしきい値ＶＨ０との偏差に基づいて、中性点Ｎ１，Ｎ２間に電圧差を発生させるための電圧指令値ＶＲを生成する。

乗算部１４４は、指令演算部１４２からの電圧指令値ＶＲをｋ倍（ｋは０以上１以下の定数）し、その演算結果を第１のインバータ制御部６２のＰＷＭ信号生成部１１４へ出力する。減算部１４６は、乗算部１４４の出力値から電圧指令値ＶＲを減算し、その演算結果を第２のインバータ制御部６３のＰＷＭ信号生成部１３４へ出力する。

すなわち、指令演算部１４２によって算出された電圧指令値ＶＲは、ｋ倍されて第１のインバータ制御部６２のＰＷＭ信号生成部１１４へ出力され、−（１−ｋ）倍されて第２のインバータ制御部６３のＰＷＭ信号生成部１３４へ出力される。つまり、ｋは、電圧指令値ＶＲに相当する電圧差を中性点Ｎ１，Ｎ２間に生成する際のインバータ２０，３０の電圧分担率であって、ｋが０．５を超えるとインバータ２０の電圧負担が大きくなり、ｋが０．５よりも小さいとインバータ３０の電圧負担が大きくなる。

なお、電圧制御部６４は、過剰電力が発生していないときは、電圧指令値ＶＲを０とする。したがって、電圧制御部６４から第１および第２のインバータ制御部６２，６３のＰＷＭ信号生成部１１４，１３４へ出力される電圧指令値は０となる。

図６は、図５に示したＰＷＭ信号生成部１１４，１３４における各相変調波の中心値の変化を示した図である。図６を参照して、実線ｋ１１は、ＰＷＭ信号生成部１１４におけるＰＷＭセンター値の変化を示し、実線ｋ１２は、ＰＷＭ信号生成部１３４におけるＰＷＭセンター値の変化を示す。また、ＵＬ，ＬＬは、それぞれ搬送波の上限値および下限値を示し、ＣＥは、搬送波の中央値を示す。

時刻ｔ１１において過剰電力が発生すると、電圧制御部６４からの電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１１４におけるＰＷＭセンター値は中央値ＣＥから上昇する。一方、ＰＷＭ信号生成部１３４には、ＰＷＭ信号生成部１１４に与えられる電圧指令値と符号が異なる電圧指令値が与えられるので、ＰＷＭ信号生成部１３４におけるＰＷＭセンター値は、電圧制御部６４からの電圧指令値に基づいて中央値ＣＥから下降する。

そして、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の電力バランスが安定した時刻ｔ１２において、電圧制御部６４からの電圧指令値が０となり、ＰＷＭセンター値は中央値ＣＥに復帰する。

ここで、ＰＷＭセンター値は、電圧制御部６４の指令演算部１４２（図５）によって生成される電圧指令値ＶＲに応じて変化するところ、指令演算部１４２は、ＰＷＭセンター値がステップ状に変化しないように、電圧指令値ＶＲの変化に遅れを持たせる（たとえば一次遅れ）。これにより、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧差がステップ状に変化するのを防止し、コンデンサＣ３に突入電流が流れるのを防止することができる。

図７は、電圧ＶＨとＰＷＭセンター値の変化量との関係を示した図である。図７を参照して、電圧ＶＨがしきい値ＶＨ０を超えると、ＰＷＭセンター値が変化する。そして、電圧ＶＨが上昇するほど、ＰＷＭセンター値の変化量は大きくなる。すなわち、電圧制御部６４の指令演算部１４２（図５）は、電圧ＶＨが上昇するほど電圧指令値ＶＲを大きくする。

これにより、電圧ＶＨが高いほど、すなわち過剰電力が大きいほど、中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧差が大きくなるように中性点Ｎ１，Ｎ２の電圧が制御され、コンデンサＣ３に多くの電力が蓄積される。

なお、上記においては、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生させる電圧差は、コンデンサＣ２の電圧ＶＨに基づいて算出するものとしたが、蓄電装置Ｂの充電電力に基づいて算出してもよい。すなわち、電圧制御部６４の指令演算部１４２（図５）において、蓄電装置Ｂの充電電力許容値Ｗｉｎを考慮して決定されるしきい値と充電電力との偏差に基づいて電圧指令値ＶＲを算出してもよい。

以上のように、この実施の形態１においては、車両状況の急変により過剰電力が発生すると、リレー回路４０により中性点Ｎ１，Ｎ２間にコンデンサＣ３が接続される。そして、電圧制御部６４により中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧差が制御され、過剰電力がコンデンサＣ３に蓄積される。したがって、この実施の形態１によれば、過剰な回生電力を消費することなくシステム電圧の上昇を防止することができる。

また、インバータ２０，３０の零電圧ベクトルを制御してコンデンサＣ３に過剰電力を蓄積させるための電圧を生成するので、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のトルク制御に影響を与えない。したがって、走行性能に影響を与えることなく、過剰電力をコンデンサＣ３に蓄積させることができる。

さらに、過剰電力を蓄積するためのコンデンサＣ３に与える電圧を生成するための専用コンバータを別途備える必要がないので、車両の軽量化や小型化を阻害することはない。

［実施の形態２］
図８は、実施の形態２による電動車両の一例として示されるハイブリッド車両１００Ａの全体ブロック図である。図８を参照して、このハイブリッド車両１００Ａは、図１に示した実施の形態１によるハイブリッド車両１００の構成において、コンデンサＣ３に代えて誘導性負荷Ｌ２を備え、制御装置６０に代えて制御装置６０Ａを備える。

誘導性負荷Ｌ２は、たとえばリアクトルから成り、鉄損（特にヒステリシス損）が極力大きくなるように設計されている。そして、誘導性負荷Ｌ２は、走行状況の急変により過剰電力が発生すると、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の中性点Ｎ１，Ｎ２から電力線ＤＣＬ１，ＤＣＬ２を介して与えられる高周波の交流電力を鉄損により消費する。

制御装置６０Ａは、電圧センサ７２からの電圧ＶＨに基づいて過剰電力が発生したか否かを判定し、過剰電力が発生したと判定すると、中性点Ｎ１，Ｎ２間に高周波の交流電圧を発生させるための電圧指令を生成し、その生成した電圧指令を用いて信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。なお、電圧ＶＨに代えて、蓄電装置Ｂの充電電力に基づいて過剰電力の発生有無を判定してもよい。なお、制御装置６０Ａのその他の構成は、制御装置６０と同じである。

図９は、図８に示したインバータ２０，３０およびモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の零相等価回路を示した図である。図９を参照して、図３で説明したように、零電圧ベクトルを用いて、インバータ２０，３０の各々において、対応のモータジェネレータのトルク制御に影響を与えることなく対応の中性点の電位を制御することができる。

そして、車両状況の急変により過剰電力が発生したとき、インバータ２０，３０の各々の零電圧ベクトルを用いて中性点Ｎ１，Ｎ２間に高周波の交流電圧を発生させ、中性点Ｎ１，Ｎ２間に接続される誘導性負荷Ｌ２に過剰電力を消費させる。

再び図５を参照して、制御装置６０Ａの電圧制御部６４Ａは、実施の形態１における電圧制御部６４の構成において、指令演算部１４２に代えて指令演算部１４２Ａを含む。指令演算部１４２Ａは、電圧ＶＨとしきい値ＶＨ０との偏差に基づいて、中性点Ｎ１，Ｎ２間に高周波の交流電圧を発生させるための電圧指令値ＶＲを生成する。電圧制御部６４Ａのその他の構成は、電圧制御部６４と同じである。

図１０は、図９に示した誘導性負荷Ｌ２のＢＨカーブを示した図である。図１０を参照して、横軸は磁界Ｈを示し、磁界Ｈは誘導性負荷Ｌ２に流される電流（励磁電流）に依存する。縦軸は磁束密度Ｂを示す。曲線１５０はヒステリシスカーブを示し、曲線１５０で囲まれる領域１５２の面積はヒステリシス損を示す。

誘導性負荷Ｌ２に交流電圧を印加すると、誘導性負荷Ｌ２は、１周期あたり領域１５２の面積に相当するヒステリシス損を発生する。そこで、この実施の形態２では、過剰電力の発生時、中性点Ｎ１，Ｎ２間に高周波の交流電圧を発生させ、中性点Ｎ１，Ｎ２間に接続される誘導性負荷Ｌ２に与えることによって過剰電力を誘導性負荷Ｌ２で消費させることとしたものである。

図１１は、実施の形態２におけるＰＷＭ信号生成部１１４，１３４でのＰＷＭセンター値の変化を示した図である。図１１を参照して、実線ｋ２１は、ＰＷＭ信号生成部１１４におけるＰＷＭセンター値の変化を示し、実線ｋ２２は、ＰＷＭ信号生成部１３４におけるＰＷＭセンター値の変化を示す。

時刻ｔ２１において過剰電力が発生すると、電圧制御部６４からの電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ信号生成部１１４におけるＰＷＭセンター値は、中央値ＣＥを中心として高周波で変動する。一方、ＰＷＭ信号生成部１３４には、ＰＷＭ信号生成部１１４に与えられる電圧指令値と符号が異なる電圧指令値が与えられるので、ＰＷＭ信号生成部１３４におけるＰＷＭセンター値は、ＰＷＭ信号生成部１１４におけるＰＷＭセンター値と逆位相で中央値ＣＥを中心として高周波で変動する。

そして、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の電力バランスが安定した時刻ｔ２２において、電圧制御部６４Ａからの電圧指令値が０となり、ＰＷＭセンター値は中央値ＣＥで安定する。

図１２は、電圧ＶＨとＰＷＭセンター値の変動周波数との関係を示した図である。図１２を参照して、電圧ＶＨがしきい値ＶＨ０を超えると、ＰＷＭセンター値は予め定められた周波数ｆ０で変動する。そして、電圧ＶＨが上昇するほど、ＰＷＭセンター値の変動周波数は高くなる。すなわち、電圧制御部６４Ａの指令演算部１４２Ａ（図５）は、電圧ＶＨが上昇するほど電圧指令値ＶＲの変動周波数を高くする。

これにより、電圧ＶＨが高いほど、すなわち過剰電力が大きいほど、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生させる交流電圧の周波数が高くなるように中性点Ｎ１，Ｎ２の電圧が制御され、誘導性負荷Ｌ２において消費される電力が大きくなる。

図１３は、電圧ＶＨとＰＷＭセンター値の変動振幅との関係を示した図である。図１３を参照して、電圧ＶＨがしきい値ＶＨ０を超えると、ＰＷＭセンター値は予め定められた振幅ＡＭＰ０で変動する。そして、電圧ＶＨがしきい値ＶＨ１（＞ＶＨ０）を超えると、電圧ＶＨが上昇するほどＰＷＭセンター値の振幅は大きくなる。すなわち、電圧制御部６４Ａの指令演算部１４２Ａ（図５）は、電圧ＶＨが上昇するほど電圧指令値ＶＲの振幅を大きくする。

これにより、電圧ＶＨがしきい値ＶＨ１よりも高い領域では、電圧ＶＨが高いほど、すなわち過剰電力が大きいほど、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生させる交流電圧の振幅が大きくなるように中性点Ｎ１，Ｎ２の電圧が制御される。したがって、誘導性負荷Ｌ２の単位時間当りの鉄損（ヒステリシス損）が大きくなり、誘導性負荷Ｌ２において消費される電力はさらに増大する。

なお、上記においても、中性点Ｎ１，Ｎ２間に発生させる電圧差の周波数および振幅は、コンデンサＣ２の電圧ＶＨに基づいて算出するものとしたが、蓄電装置Ｂの充電電力に基づいて算出してもよい。すなわち、電圧制御部６４Ａの指令演算部１４２Ａ（図５）において、蓄電装置Ｂの充電電力許容値Ｗｉｎを考慮して決定されるしきい値と充電電力との偏差に基づいて、電圧指令値ＶＲの変動周波数および振幅を算出してもよい。

以上のように、この実施の形態２においては、車両状況の急変により過剰電力が発生すると、リレー回路４０により中性点Ｎ１，Ｎ２間に誘導性負荷Ｌ２が接続される。そして、電圧制御部６４Ａにより中性点Ｎ１，Ｎ２間の電圧差を高周波で変化させることによって、誘導性負荷Ｌ３の鉄損（主にヒステリシス損）を用いて過剰電力が消費される。したがって、この実施の形態２によれば、システム電圧の上昇を防止することができる。そして、過剰な回生電力を消費するための負荷を抵抗で構成する場合に比べて負荷を小型化し得る。

なお、上記の各実施の形態においては、電動車両の一例としてハイブリッド車両の場合について説明したが、この発明の適用範囲は、少なくとも２台のモータジェネレータを搭載した電気自動車や燃料電池自動車も含む。さらには、この発明は、一般に少なくとも２台のモータジェネレータを搭載した電動車両に適用可能である。

また、上記の各実施の形態においては、ハイブリッド車両１００，１００Ａは、昇圧コンバータ１０を備えるものとしたが、昇圧コンバータ１０を備えないハイブリッド車両およびその他の電動車両においても、この発明は適用可能である。

なお、上記において、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２は、それぞれこの発明における「第１の多相交流電動機」および「第２の多相交流電動機」に対応し、３相コイル１２，１４は、それぞれこの発明における「第１の多相巻線」および「第２の多相巻線」に対応する。また、インバータ２０，３０は、それぞれこの発明における「第１のインバータ」および「第２のインバータ」に対応し、コンデンサＣ３は、この発明における「コンデンサ」に対応する。さらに、コンデンサＣ２は、この発明における「平滑コンデンサ」に対応し、電圧センサ７２は、この発明における「電圧検出装置」に対応する。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態１による電動車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。 過剰電力の発生状況の一例を示した図である。 図１に示すインバータおよびモータジェネレータの零相等価回路を示した図である。 図１に示す制御装置の機能ブロック図である。 図４に示す第１および第２のインバータ制御部ならびに電圧制御部の詳細な機能ブロック図である。 図５に示すＰＷＭ信号生成部における各相変調波の中心値の変化を示した図である。 電圧とＰＷＭセンター値の変化量との関係を示した図である。 実施の形態２による電動車両の一例として示されるハイブリッド車両の全体ブロック図である。 図８に示すインバータおよびモータジェネレータの零相等価回路を示した図である。 図９に示す誘導性負荷のＢＨカーブを示した図である。 実施の形態２におけるＰＷＭ信号生成部でのＰＷＭセンター値の変化を示した図である。 電圧とＰＷＭセンター値の変動周波数との関係を示した図である。 電圧とＰＷＭセンター値の変動振幅との関係を示した図である。

符号の説明

２ 車輪、３ 動力分配機構、４ エンジン、１０ 昇圧コンバータ、１２，１４ ３相コイル、２０，３０ インバータ、２０Ａ，３０Ａ 上アーム、２０Ｂ，３０Ｂ 下アーム、２２，３２ Ｕ相アーム、２４，３４ Ｖ相アーム、２６，３６ Ｗ相アーム、４０ リレー回路、６０，６０Ａ 制御装置、６１ コンバータ制御部、６２ 第１のインバータ制御部、６３ 第２のインバータ制御部、６４，６４Ａ 電圧制御部、７０，７２ 電圧センサ、８０，８２ 電流センサ、１００，１００Ａ ハイブリッド車両、１０２，１２２ 電流変換部、１０４ ＭＧ１電流指令演算部、１０６，１０８，１２６，１２８ ＰＩ制御部、１１０，１３０ 変換部、１１４，１３４ ＰＷＭ信号生成部、１２４ ＭＧ２電流指令演算部、１４２，１４２Ａ 指令演算部、１４４ 乗算部、１４６ 減算部、１５０ 曲線、１５２ 領域、Ｂ 蓄電装置、Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ、ＰＬ１，ＰＬ２ 正極線、ＮＬ 負極線、Ｌ１ リアクトル、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６ ｎｐｎ型トランジスタ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ ダイオード、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、ＵＬ１，ＵＬ２ Ｕ相ライン、ＶＬ１，ＶＬ２ Ｖ相ライン、ＷＬ１，ＷＬ２ Ｗ相ライン、Ｎ１，Ｎ２ 中性点、Ｕ１，Ｕ２ Ｕ相コイル、Ｖ１，Ｖ２ Ｖ相コイル、Ｗ１，Ｗ２ Ｗ相コイル、ＤＣＬ１，ＤＣＬ２ 電力線、ＲＹ１，ＲＹ２ リレー、Ｌ２ 誘導性負荷。

Claims (9)

1. 星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の多相交流電動機と、
   星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の多相交流電動機と、
   前記第１および第２の多相交流電動機にそれぞれ対応して設けられ、直流電力線に互いに並列に接続される第１および第２のインバータと、
   前記第１の多相巻線の第１の中性点と前記第２の多相巻線の第２の中性点との間に接続されるコンデンサと、
   前記第１および第２の中性点間の電圧差を制御することによって、前記第１および第２の多相交流電動機の少なくとも一方が発電する回生電力の一部を前記コンデンサに蓄積させる電圧制御部とを備える電力制御装置。
2. 前記直流電力線に接続される平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出する電圧検出装置とをさらに備え、
   前記電圧制御部は、前記電圧検出装置からの検出値に基づいて前記電圧差を制御する、請求項１に記載の電力制御装置。
3. 前記電圧制御部は、前記電圧検出装置からの検出値が大きいほど前記電圧差を大きくする、請求項２に記載の電力制御装置。
4. 星形結線された第１の多相巻線を固定子巻線として含む第１の多相交流電動機と、
   星形結線された第２の多相巻線を固定子巻線として含む第２の多相交流電動機と、
   前記第１および第２の多相交流電動機にそれぞれ対応して設けられ、直流電力線に互いに並列に接続される第１および第２のインバータと、
   前記第１の多相巻線の第１の中性点と前記第２の多相巻線の第２の中性点との間に接続される誘導性負荷と、
   前記第１および第２の中性点間の電圧差を高周波で変化させることによって、前記第１および第２の多相交流電動機の少なくとも一方が発電する回生電力の一部を前記誘導性負荷に消費させる電圧制御部とを備える電力制御装置。
5. 前記直流電力線に接続される平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの両端の電圧を検出する電圧検出装置とをさらに備え、
   前記電圧制御部は、前記電圧検出装置からの検出値に基づいて前記電圧差の周波数を制御する、請求項４に記載の電力制御装置。
6. 前記電圧制御部は、前記電圧検出装置からの検出値が大きいほど前記周波数を高くする、請求項５に記載の電力制御装置。
7. 前記電圧制御部は、前記電圧検出装置からの検出値に基づいて前記電圧差をさらに制御する、請求項５または請求項６に記載の電力制御装置。
8. 前記誘導性負荷は、リアクトルを含む、請求項４から請求項７のいずれか１項に記載の電力制御装置。
9. 請求項１から請求項８に記載の電力制御装置と、
   前記電力制御装置に含まれる前記第１および第２の多相交流電動機の少なくとも一方に連結される駆動輪とを備える電動車両。

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