JP6091632B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、負荷の電源入力部等に設けられ、電源から負荷への電流供給を半導体スイッチにて制御する回路に於ける突入電流を制限する突入電流制限回路を備えた電力変換装置に関するものである。

周知のように、電源から負荷への電流の供給を半導体スイッチにてオン、オフ制御する一般的な回路の例として、電源と負荷との間にエミッタとコレクタが接続された第１のトランジスタと、この第１のトランジスタのベースと接地との間にコレクタとエミッタが接続された駆動用トランジスタと、この駆動用トランジスタのベースに接続されたスイッチとを備えた回路が存在する。そして、通常、負荷と第１のトランジスタとの接続部と接地電位部との間にコンデンサが接続されている。つまり、このコンデンサは、負荷に対して並列に接続されている。

このように構成された周知の回路に於いて、スイッチをオンとすることにより駆動用トランジスタをターンオンし、これにより第１のトランジスタがターンオンされ、電源から負荷に電流が供給される。又、スイッチをオフとすることにより、駆動用トランジスタをターンオフし、これにより第１のトランジスタがターンオフとなり、電源から負荷への電流の供給が停止される。

ここで、負荷に並列に接続されたコンデンサは、容量性の負荷であるため、第１のトランジスタのターンオン時にはコンデンサを充電するための突入電流が電源から第１のトランジスタを経由して流れる。従って、第１のトランジスタは、この突入電流に耐えられる電流定格を備えることが必要となる。しかし、コンデンサが充電された後の定常時は、第１のトランジスタには負荷で決まる電流が流れるのみであるため、第１のトランジスタとして突入電流に耐えるためだけに大きな電流定格、即ち、大きなサイズのトランジスタを適用することは、製品の小型化と低コスト化の弊害となる。

そこで、比較的小さい電流定格のトランジスタで負荷への電流供給をオン、オフすることを可能にするために、定常時の負荷への電流供給には影響を与えずスイッチオン時の突入電流を制限する回路を設けるようにした突入電流制限回路が特許文献１に開示されている。特許文献１に開示された回路は、第１のトランジスタのエミッタと電源との間に突入電流検出用の抵抗が接続され、この抵抗を介して第１のトランジスタのエミッタとベースとの間に、エミッタとコレクタが接続された第２のトランジスタを備えている。その他の構成は前述の周知の回路と同様である。

特許文献１に開示された従来の突入電流制限回路に於いて、スイッチのオンにより駆動用トランジスタをターンオンし、これにより第１のトランジスタがターンオンされ、電源から負荷に電流が供給される。このとき、負荷に並列接続されたコンデンサを充電するための突入電流が電源から第１のトランジスタを経由して流れるが、電源とトランジスタの間に突入電流検出用の抵抗が接続されているため、この抵抗の両端には突入電流に応じた電圧差が発生する。

この抵抗の両端の電圧差は第２のトランジスタのベースバイアス電圧となるため、突入電流が所定値を超えると第２のトランジスタはオン状態となり、第１のトランジスタのベースバイアス電圧が小さくなることで第１のトランジスタのエミッタ・コレクタ間電圧が大きくなることにより、突入電流の増大を抑制するように働く。即ち、抵抗の値を適宜に設定することにより、第１のトランジスタに流れる突入電流を抑制することができる。

特開平６−５９７５４号公報

前述の特許文献１に開示された従来の突入電流制限回路に於ける突入電流の増加速度は、電源の電圧とコンデンサの電圧との差電圧と、電源からコンデンサへの電流経路のインピーダンスによって決まるが、一般的に非常に大きい。一方で、第２のトランジスタのターンオン速度や、第１のトランジスタのターンオフ速度は、非常に高速なタイプのトランジスタを用いても、せいぜい２桁[ｎｓ]のオーダーであり、且つ、突入電流の制限動作が始まるのは、抵抗で設定した制限電流値に実際の突入電流が到達してからとなる。

従って、前述の従来の突入電流制限回路に於ける実際の突入電流は、第２のトランジスタと第１のトランジスタの動作遅れによって大きなオーバーシュートが発生することになる。特に、駆動用トランジスタのオン、オフを制御するスイッチがオンの定常状態になった後に、電源の電圧が何らかの原因で急峻に上昇した際の突入電流のオーバーシュートは、スイッチのターンオン時の突入電流に対してより顕著になりやすい。突入電流の大きなオーバーシュートは、第１のトランジスタの部品選定に於いてより大きな電流定格の部品が必要となり、ＥＭＣ（Electromagnetic Compatibility;；電磁両立性）の観点からもその急峻な電流変化は伝導および放射のノイズ源にもなり得る。従って、特に電源電圧の急峻な上昇が頻繁に発生するアプリケーションでは、突入電流への対策はより重要な課題となる。

この発明は、従来の突入電流制限回路に於ける前述のような課題を解決するためになされたもので、定常時の負荷への電流供給には影響を与えず、比較的小さい電流定格の半導体スイッチで負荷への電流供給をオン、オフすることを可能にし、且つ、ＥＭＣ性能にも優れた突入電流制限回路を備えた電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明による電力変換装置は、
パワー半導体スイッチにより各アームが構成される３相ブリッジ回路を有し、直流端子間に直流電源が接続され、交流端子に回転電機の電機子巻線が接続される電力変換部と、
前記電力変換部の前記直流端子間に接続され、前記パワー半導体スイッチを制御する制御回路と、
を備えた電力変換装置であって、
前記回転電機を電動機として動作させる電動機動作モードと、前記回転電機を発電機として動作させる発電機動作モードとを有し、
前記パワー半導体スイッチは、
前記電動機動作モードのときは、前記直流電源からの直流電力を前記電力変換部により交流電力に変換するように前記制御回路により制御され、前記発電機動作モードのときは、駆動源により駆動されて発電する前記回転電機から出力される交流電力を前記電力変換部により直流電力に変換するように前記制御回路により制御され、
前記制御回路は、
突入電流制限回路を介して前記電力変換部の直流端子の正側電極から前記直流電源からの動作電源の供給を受けるように構成され、且つ、前記電動機動作モードのときは、前記回転電機の回転子の電気角周期に同期して１パルスを通電させるように前記パワー半導体スイッチを制御するように構成され、
前記突入電流制限回路は、
前記直流電源と前記制御回路との間に接続された第１の半導体スイッチと、前記直流電源と前記第１の半導体スイッチとの間に接続され、インダクタと電流検出用抵抗とを直列に接続してなる直列回路と、前記直列回路の両端電圧によって出力端子間電圧が制御される第２の半導体スイッチとを備え、前記第２の半導体スイッチの出力端子間電圧に基づいて、前記第１の半導体スイッチの制御端子に印加される電圧を制御することにより前記制御回路への電流を制限するように構成されている、
ことを特徴とするものである。

この発明による突入電流制限回路によれば、定常時の負荷への電流供給には影響を与えず、スイッチオン時および電源電圧が急峻に上昇した際の突入電流をオーバーシュートなく滑らかに制限することで、比較的小さい電流定格のトランジスタで負荷への電流供給をオン、オフ可能にし、かつＥＭＣ性能にも優れた突入電流制限回路を得ることができる。

又、この発明による電力変換装置によれば、突入電流制限回路を備えているので、制御回路の動作電源を電力変換装置の直流端子ラインから装置内部で供給することが可能となる。その結果、制御回路の動作電源専用に外部から電源を供給するためのコネクタ接続点や車両ハーネスが不要となるので、車両ハーネスの簡素化・軽量化が図れるとともに、コネクタ接触不良やハーネス断線などの懸念がなくなるためシステム信頼性の向上にもつながる。

この発明の実施の形態１による突入電流制限回路を示す回路図である。 この発明の実施の形態２による突入電流制限回路を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による突入電流制限回路を示す回路図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の動作を説明する波形図である。 負荷への電流供給をオン、オフ制御する周知の回路を示す回路図である。 従来の突入電流制限回路を示す回路図である。

先ず、この発明による突入電流制限回路をよりよく理解するために、この発明の背景となる技術について説明する。図６は、負荷への電流供給をオン、オフ制御する前述の周知の回路を示す回路図である。図６に於いて、スイッチ１のオンにより駆動用トランジスタＱ２のベースにオン電圧が印加され、これにより第１のトランジスタＱ１がターンオンされる。第１のトランジスタＱ１がオンとなることで、電源２から負荷３に電流が供給される。ここで、負荷３に並列に接続されたコンデンサＣ１は容量性の負荷であるため、第１のトランジスタＱ１のターンオン時にはコンデンサＣ１を充電するための突入電流が電源２から第１のトランジスタＱ１を経由して流れる。

従って、第１のトランジスタＱ１は、この突入電流に耐えられる電流定格の部品が必要となる。しかし、コンデンサＣ１が充電された後の定常時は、第１のトランジスタＱ１には負荷３で決まる電流が流れるのみであるため、第１のトランジスタＱ１の部品選定において突入電流に耐えるためだけに大きな電流定格、即ち、大きなサイズの部品を適用しなければならないのは製品の小型化と低コスト化の弊害となる。

そこで、比較的小さい電流定格のトランジスタで負荷への電流供給をオン、オフ可能にすることを目的として、定常時の負荷への電流供給には影響を与えずスイッチオン時の突入電流を制限する突入電流制限回路を設けた回路が特許文献１に示されている。図７は、特許文献１に示された従来の突入電流制限回路を示す回路図である。

図７に於いて、スイッチ１のオンにより第１のトランジスタＱ１がターンオンして、コンデンサＣ１を充電するための突入電流が電源２から第１のトランジスタＱ１を経由して流れる。ここで、電源２と第１のトランジスタＱ１の間に突入電流検出用の抵抗Ｒ３が接続されているため、抵抗Ｒ３の両端には突入電流に応じた電圧差が発生する。この電圧差は第２のトランジスタＱ３のベースバイアス電圧となるため、突入電流が所定値を超えると第２のトランジスタＱ３はオン状態となり、第１のトランジスタＱ１のベースバイアス電圧が小さくなることで第１のトランジスタＱ１のエミッタ・コレクタ間電圧が大きくなり、突入電流の増大を抑制するように働く。即ち、抵抗Ｒ３の値を適宜に設定することにより、第１のトランジスタＱ１に流れる突入電流を抑制することができる。

しかし、図７に示す回路における突入電流の増加速度は、電源２とコンデンサＣ１との差電圧と電源２からコンデンサＣ１への電流経路のインピーダンス（突入電流のような過渡的な動作に対しては、配線のインダクタンス成分が支配的である）によって決まるが、一般的に非常に大きい。一方で、第３のトランジスタＱ３のターンオン速度や、第１のトランジスタＱ１のターンオフ速度は、非常に高速なタイプのトランジスタを用いても２桁［ｎｓ］のオーダーであり、且つ、突入電流の制限動作が始まるのは、抵抗Ｒ３で設定した制限電流値に実際の突入電流が到達してからとなる。

従って、図７の回路に於ける実際の突入電流は、第２のトランジスタＱ３と第１のトランジスタＱ１の動作遅れによって大きなオーバーシュートが発生することになる。特に、スイッチ１がオンの定常状態になった後に、電源２の電圧が何らかの原因で急峻に上昇した際の突入電流のオーバーシュートは、スイッチ１のターンオン時の突入電流に対してより顕著になりやすい。突入電流の大きなオーバーシュートは、第１のトランジスタＱ１の部品選定においてより大きな電流定格の部品が必要となり、ＥＭＣの観点からもその急峻な電流変化は伝導および放射のノイズ源にもなり得る。従って、特に電源電圧の急峻な上昇が頻繁に発生するアプリケーションでは、突入電流への対策はより重要な課題となる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による突入電流制限回路について図面に基づいて詳細に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による突入電流制限回路を示す回路図である。図１に於いて、突入電流制限回路５は、電源２と、負荷３とコンデンサＣ１との接続部と、の間に接続されている。この突入電流制限回路５に於いて、Ｐチャネル型の第１のトランジスタＱ１は、電源２から負荷３とコンデンサＣ１の並列回路への電流供給を制御する第１の半導体スイッチであり、そのドレイン端子には負荷３とコンデンサＣ１の並列回路が接続され、ソース端子と電源２の間にはインダクタＬ１と突入電流検出用抵抗Ｒ３の直列回路が接続され、ゲート端子には第１の抵抗Ｒ１を介して、オン、オフ制御用半導体スイッチとしてのＮＰＮ型の駆動用トランジスタＱ２のコレクタ端子が接続されている。

インダクタＬ１は、電源２とコンデンサＣ１の電圧差が大きい状況、即ち、突入電流が生じる状況を検出するためのインダクタ（コイル）である。又、インダクタＬ１に並列接続されたダイオードＤ１は、第１のトランジスタＱ１の遮断時にインダクタＬ１の電流を還流させてインダクタＬ１のエネルギーを消費させるためのものである。更に、突入電流制限用のＰＮＰ型の第２のトランジスタＱ３が設けられており、そのエミッタ端子は電源２に接続され、コレクタ端子は第５の抵抗Ｒ５を介して第１のトランジスタＱ１のゲート端子に接続され、ベース端子は第４の抵抗Ｒ４を介して第１のトランジスタＱ１のソース端子に接続されている。

スイッチ１は、電源２から負荷３に電流を供給する場合にオンさせるスイッチであり、駆動用トランジスタＱ２のベース端子に接続されている。電源２は、バッテリ等の直流電源である。第２の抵抗Ｒ２は、第１のトランジスタＱ１のゲート端子とソース端子の間に接続され、第１のトランジスタＱ１のオン又はオフ時のゲート・ソース間電圧を制御するための抵抗である。尚、第５の抵抗Ｒ５は、第１の抵抗Ｒ１に対して十分に小さい値に設定されている。

次に、突入電流制限回路５の動作を説明する。負荷３に電源２からの電流を供給する場合、スイッチ１をオンする。スイッチ１のオンにより、駆動用トランジスタＱ２のベースにはオン電圧が印加され、駆動用トランジスタＱ２はオン状態になる。駆動用トランジスタＱ２のオンにより、第１のトランジスタＱ１のゲート・ソース間にはオン閾値を超えるバイアス電圧が印加され、第１のトランジスタＱ１はオン状態になる。第１のトランジスタＱ１のオンにより、電源２から負荷３とコンデンサＣ１の並列回路に電流が供給されるが、コンデンサＣ１は容量性の負荷であるためコンデンサＣ１を充電するための突入電流が電源２からトランジスタＱ１を経由して流れる。

前述のように第１のトランジスタＱ１のソース端子と電源２の間にはインダクタＬ１と突入電流検出用の第３の抵抗Ｒ３の直列回路が接続されているが、このような突入電流が流れる状況、即ち電源２とコンデンサＣ１の電位差が大きい場合には、インダクタＬ１の両端間の電圧が上昇する。この電圧上昇により、第２のトランジスタＱ３のベースバイアス電圧はオン電圧を超えてベース電流が流れることで第２のトランジスタＱ３はオンの状態になる。

その結果、第１のトランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧がオン閾値付近まで減少して、第１のＱ１のドレイン・ソース間電圧が上昇し、インダクタＬ１と第３の抵抗Ｒ３の直列回路の両端電圧が１［Ｖ］程度になるように自動的にバランスを保ちながら、電源２からコンデンサＣ１への突入電流は滑らかに増加する。その後、突入電流が第３の抵抗Ｒ３で設定した制限電流値に達すると、突入電流値はコンデンサＣ１への充電が完了するまで制限電流値で一定に自動制御される。

更に、その後、コンデンサＣ１への充電が完了して電源２からの供給電流が第３の抵抗Ｒ３で設定した制限電流値を下回ると、第２のトランジスタＱ３のベースバイアス電圧はオン電圧を下回ってベース電流が流れなくなるため第２のトランジスタＱ３はオフの状態になり、その結果、第１のトランジスタＱ１のゲート・ソース間電圧には十分なバイアス電圧が印加されて、第１のトランジスタＱ１は完全オンの状態となり、スイッチ１がオンの定常状態へと移行する。

前述の定常状態に於いては、インダクタＬ１と突入電流検出用の第３の抵抗Ｒ３と第１のトランジスタＱ１の抵抗値は何れも小さいので、突入電流制限回路５の適用は定常時の負荷３への電流供給には影響を与えない。尚、突入電流制限回路５における第１のトランジスタＱ１の部品選定要件としては、突入電流の制限値に耐えられる定格電流で、且つ突入電流制限動作時の短時間の電力損失に耐えられる電力容量があればよいことになる。

次に、スイッチ１がオンの定常時、即ち、第１のトランジスタＱ１が完全オンの定常時に、電源２の電圧が急峻に上昇した場合の突入電流制限回路５の動作を説明する。スイッチ１がオンの定常時には、電源２から負荷３への負荷電流はインダクタＬ１、第３の抵抗Ｒ３、第１のトランジスタＱ１の小さい抵抗値を経由して供給されているため、電源２とコンデンサＣ１の電圧はほぼ同じとなっているが、その状態で電源２の電圧が急峻に上昇した場合、電源２とコンデンサＣ１の間には大きな電位差が発生する。その結果、コンデンサＣ１を充電するための突入電流が電源２から第１のトランジスタＱ１を経由して流れる。以降の突入電流制限回路５の動作は、前述のスイッチ１のターンオン時と同様の動作となるので、ここでの説明は省略する。

次に、スイッチ１がオンの定常時、即ち第１のトランジスタＱ１が完全オンの定常時に、スイッチ１をオフにして電源２から負荷３への電流供給を遮断する際の突入電流制限回路５の動作を説明する。スイッチ１をオフにすると、駆動用トランジスタＱ２がオフとなることで第１のトランジスタＱ１もターンオフするが、そのターンオフする直前にインダクタＬ１に流れていた負荷３への供給電流によってインダクタＬ１に蓄積されていたエネルギーは、第１のトランジスタＱ１のターンオフ後はインダクタＬ１に並列接続されたダイオードＤ１との間で還流電流が流れることで消費される。

即ち、インダクタＬ１と並列にダイオードＤ１が接続されていることで、第１のトランジスタＱ１がターンオフする際に第１のトランジスタＱ１が消費するエネルギーにはインダクタＬ１の蓄積エネルギーは除外されるため、第１のトランジスタＱ１を過電力破壊させることなく安全にオフさせることが可能となる。尚、インダクタＬ１の蓄積エネルギーは、そのインダクタンス値と流れていた電流値に依存するが、第１のトランジスタＱ１のターンオフ時に第１のトランジスタＱ１がインダクタＬ１の蓄積エネルギーを安全に消費できる場合には、ダイオードＤ１は不要となる。

以上に述べたように、この発明の実施の形態１による突入電流制限回路５によれば、突入電流検出用の第３の抵抗Ｒ３の抵抗値とインダクタＬ１のインダクタンス値を適宜に設定することで、定常時の負荷への電流供給には影響を与えず、スイッチ１のオン時、及び電源２の電圧が急峻に上昇した際の突入電流をオーバーシュートなく滑らかに制限することが可能になり、比較的小さい電流定格のトランジスタ、即ち小型で安価なトランジスタで負荷への電流供給をオン、オフすることが可能となり、且つＥＭＣ性能にも優れた突入電流制限回路を得ることができる。又、負荷３への電流供給をオフする際にも第１のトランジスタＱ１を過電力破壊させることなく安全にオフさせることが可能となる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による突入電流制限回路について図面に基づいて詳細に説明する。図２は、この発明の実施の形態２による突入電流制限回路を示す回路図である。図２に示すこの発明の実施の形態２による突入電流制限回路は、図１で述べた実施の形態１による突入電流制限回路に負荷３に対する電圧制限機能を付加したものである。図２に示すように、電圧制限回路４は、その入力側が負荷３の電源側に接続され、出力側が第２のトランジスタＱ３のベース端子に接続されている。

電圧制限回路４は、負荷３に印加される電圧が所定値以上になると第２のトランジスタＱ３をオンさせるように作用する。これにより第２のトランジスタＱ３がオンすると、第１のトランジスタＱ１はオフとなる。第１のトランジスタＱ１がオフになると電源２から負荷３とコンデンサＣ１の並列接続回路への電流供給が停止するため、負荷３での電流消費に従ってコンデンサＣ１の電圧は低下する。その結果として、電圧制限回路４を適用することによって、電源２の電圧に関わらず負荷３に印加される電圧を所定値に制限して負荷３を過電圧から保護することができる。

このように、この発明の実施の形態２による突入電流制限回路によれば、実施の形態１で述べた効果とともに、負荷３に対して過電圧の保護を行いつつ、負荷３に電流供給することが可能となる。

実施の形態１及び２の変形例
前述の図１に示すこの発明の実施の形態１の突入電流制限回路、及び前述の図２に示すこの発明の実施の形態２による突入電流制限回路では、第１のトランジスタＱ１をＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴにより構成したが、第１のトランジスタＱ１にＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを適用することも可能である。又、インダクタＬ１とダイオードＤ１の並列回路と突入電流検出用の第３の抵抗Ｒ３の接続順序は、図１及び図２の場合と入れ替えても同じ効果が得られる。又、ダイオードＤ１はインダクタＬ１と第３の抵抗Ｒ３の直列接続回路に並列に接続してもよい。更に、電圧制限回路４の出力側を、駆動用トランジスタＱ２のベース端子に接続し、負荷３の過電圧検出時には駆動用トランジスタＱ２をオフするようにしてもよい。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による突入電流制限回路について図面に基づいて詳細に説明する。図３は、この発明の実施の形態３による突入電流制限回路を示す回路図である。図３に示すように、電圧制限回路４の入力側は電源２の出力側に接続され、電圧制限回路４の出力側は、駆動用トランジスタＱ２のベース端子に接続されている。その他の構成は、図２に示す実施の形態２の場合と同様である。

電圧制限回路４は、電源２の出力電圧が所定値以上になると第２のトランジスタＱ３をオンさせるように作用する。これにより第２のトランジスタＱ３がオンすると、第１のトランジスタＱ１はオフとなる。第１のトランジスタＱ１がオフになると電源２から負荷３とコンデンサＣ１の並列接続回路への電流供給が停止する。その結果、電源２の電圧に関わらず負荷３に印加される電圧を所定値に制限して負荷３を過電圧から保護することができる。尚、電圧制限回路４の動作により、電源２の過電圧時には負荷３に対して電流が供給されなくなるが、それが特に問題にならないシステムであれば、電源２の過電圧に対して負荷３を安全に保護することができる。

実施の形態４
次に、この発明の実施の形態４による電力変換装置について説明する。図４は、この発明の実施の形態４による電力変換装置を示す構成図であって、前述の実施の形態１〜３の何れかによる突入電流制限回路５を、電源電圧の急峻な上昇が頻繁に発生するアプリケーションに適用した例を示す。図４に示す電力変換装置は、車両用電動発電システムに適用されたものである。図４に示す車両用電動発電システムは、この発明の実施の形態４による電力変換装置１１と、モータジェネレータ（交流発電電動機）１９とを備えている。この車両用電動発電システムは、バッテリ１７の直流電力を電力変換装置１１によって３相の交流電力に変換してモータジェネレータ１９を駆動して図示しないエンジンに回転力を与えたり、エンジンの回転によって駆動されたモータジェネレータ１９が発電した３相の交流電力を電力変換装置１１によって直流電力に変換してバッテリ１７および図示しない車両負荷に供給するシステムである。

電力変換装置１１に於ける電力変換部１２の高電位側の直流端子Ｂと低電位側の直流端子Ｅには、バッテリ１７の正極端子と負極端子が夫々車両ハーネスで接続され、電力変換部１２の３相交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗにはモータジェネレータ１９のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻線がそれぞれ接続されている。尚、配線インダクタンス１８は、バッテリ１７と電力変換部１２を接続する高電位側、及び低電位側の配線の寄生インダクタンスの総和を代表して表現している。

電力変換部１２は、半導体スイッチとしてのＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ、１６ｂが直列接続された第１のアームと、半導体スイッチとしてのＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ１６ｃ、１６ｄが直列接続された第２のアームと、半導体スイッチとしてのＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ１６ｅ、１６ｆが直列接続された第３のアームとを備え、これらの第１乃至第３のアームが並列接続されてなる、所謂、３相ブリッジ型電力変換回路に構成されている。第1乃至第３のアームの各両端及び中点が、電力変換装置１１の直流端子Ｂ、Ｅ、及び交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗに夫々接続されている。

各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆは、第１の主端子としてのドレイン、第２の主端子としてのソース、及び制御端子としてのゲートを備え、ゲート・ソース間の電圧を制御回路１３で制御することでオン、オフ制御される。パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆは、オン時にはドレイン・ソース間を双方向に通電可能な抵抗素子となり、オフ時にはソースからドレインの方向のみ通電可能なダイオード素子となる。

又、電力変換装置１１の直流端子Ｂ・Ｅ間には小容量のコンデンサ１５が接続されている。これはパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのスイッチング等に起因する高周波ノイズを低減し、ラジオノイズ等の放射ノイズや伝導ノイズを抑制するための役割を担っている。電力変換部１２がＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりバッテリ１７からの直流電力を交流電力に変換を行う場合には、直流端子Ｂ・Ｅ間の電圧を平滑するために大容量のコンデンサをコンデンサ１５の位置に接続するのが一般的であるが、ここでは後述する１パルス通電方式にて電力変換を行うため、大容量の平滑コンデンサは必ずしも必要ではないため、製品の小型化と低コスト化のために搭載していない。

制御回路１３は、図示していない上位ＥＣＵからの指令、直流端子Ｂ・Ｅ間の電圧、モータジェネレータ１９の図示していない回転子の界磁巻線電流や回転位置等の様々なセンサ情報を基に、動作モードに応じて電力変換部１２のパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのオン、オフ制御を行うとともに、モータジェネレータ１９の図示していない回転子の界磁巻線の電流制御を行うことで、電動機としての出力トルクや発電機としての発電量を制御する。制御回路１３の動作電源は、電力変換装置１１の直流端子Ｂのラインより突入電流制限回路５を経由して内部供給される。尚、突入電流制限回路５は、前述の図１乃至図３で説明した実施の形態１乃至３による突入電流制限回路のうちの何れかの回路で構成されている。

次に、図４に示すこの発明の実施の形態４による電力変換装置について、その動作を説明する。図５は、この発明の実施の形態４による電力変換装置の動作を説明する波形図であって、モータジェネレータ１９を回転子の電気角周期に同期した通電角１８０度の１パルス通電制御を適用して駆動した、低速回転領域に於ける各部動作波形について示し、（ａ）は制御回路１３により制御される各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆに対応するゲート制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬのオン、オフ論理レベルを示す波形図、（ｂ）は電力変換装置１１の直流端子Ｂ−Ｅ間の電圧Ｖｂｅの波形図、（ｃ）は電力変換部１２の高電位側直流ラインを流れる電流Ｉｄｃの波形図、（ｄ）は電力変換装置１１の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗを流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを示す波形図である。

図４、図５に於いて、制御回路１３により制御される各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆは、夫々に対応するゲート制御信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬの論理レベルがハイレベルのときオンとなり、ローレベルのときオフとなる。尚、同相のパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａと１６ｂ、１６ｃと１６ｄ、１６ｅと１６ｆ、のオン、オフ切り替わりタイミングでは同時オンによる同相アーム短絡を防止するための時間（デッドタイム）が確保されている。各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆのオン、オフにより、電力変換装置１１の直流端子Ｂ−Ｅ間の電圧Ｖｂｅは図５の（ｂ）に示すように発生し、電力変換部１２の高電位側直流ラインを流れる電流Ｉｄｃは図５の（ｄ）に示すように流れる。そして、電力変換装置１１の交流端子Ｕ、Ｖ、Ｗを流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは図５の（ｄ）に示すようになる。尚、図５の（ｃ）では、電力変換装置１１から回転電機部１９の方向に流れる電流を正として示している。

このように、各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆに対して１８０度の通電制御を行なう場合には、モータジェネレータ１９の回転に同期させてオンさせるパワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆの組み合わせパターンを図５の（ａ）に示すように電気角位相で６０度毎に順に変化させることで、モータジェネレータ１９の固定子巻線の各端子間に交流電圧が印加される。その結果、固定子巻線に３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが図５の（ｄ）に示すように流れる。

各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆの各ターンオフのタイミングに着目すると、常に高電位側と低電位側のパワーＭＯＳＦＥＴのうち２相がオンになっている側の片方がターンオフして、バッテリ１７から流れてくる直流電流Ｉｄｃ（図５の（ｃ））の約半分が遮断される。それにより配線インダクタンス１８には逆起電圧が発生するため、図５の（ｂ）に示すＶｂｅの波形には電気角位相で６０度毎にサージ電圧が観測される。一方で、各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆがターンオンする際には、電流がソースからドレインの方向、即ち、各パワーＭＯＳＦＥＴ１６ａ〜１６ｆの寄生ダイオードに流れている位相でオンするため、Ｖｂｅ波形に目立った変化は現れない。

以上に述べたように、図４に示す電力変換装置においては、制御回路１３の動作電源となる電力変換装置１１の直流端子Ｂには、電力変換装置１１の動作によって図５の（ｂ）に示すように頻繁に急峻な電圧上昇が発生しており、その急峻な電圧上昇の度に制御回路１３には突入電流が流れるが、突入電流制限回路５を備えることによって、その突入電流は前述の実施の形態１で説明したように滑らかにオーバーシュートなく所定値に制限される。

従って、この発明の実施の形態４による電力変換装置によれば、突入電流制限回路を備えているので、制御回路１３の動作電源を電力変換装置１１の直流端子Ｂラインから装置内部で供給することが可能となる。その結果、制御回路１３の動作電源専用に外部から電源を供給するためのコネクタ接続点や車両ハーネスが不要となるので、車両ハーネスの簡素化・軽量化が図れるとともに、コネクタ接触不良やハーネス断線などの懸念がなくなるためシステム信頼性の向上にもつながる。

なお、この発明は、その発明の範囲内に於いて、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

この発明は、負荷の電源入力部等に設けられ、電源から負荷への電流供給を半導体スイッチにて制御する回路に於ける突入電流を制限する突入電流制限回路の分野、及びその突入電流制限回路を備えた電力変換装置、ひいてはそのような電力変換装置を適用する自動車産業の分野に利用することができる。

１ スイッチ、２ 電源（直流電源）、３ 負荷、４ 電圧制限回路、
５ 突入電流制限回路、１１ 電力変換装置、１２ 電力変換部、
１３ 制御回路、１５ 雑防用コンデンサ、
１６ａ〜１６ｆ パワーＭＯＳＦＥＴ、１７ バッテリ、
１８ 配線インダクタンス、１９ モータジェネレータ。
Ｑ１ 第１のトランジスタ、Ｑ２ 駆動用トランジスタ、
Ｑ３ 第２のトランジスタ、Ｃ１ コンデンサ、Ｌ１ インダクタ、
Ｄ１ ダイオード、Ｒ１ 第１の抵抗、Ｒ２ 第２の抵抗、
Ｒ３ 突入電流検出用抵抗（第３の抵抗）、Ｒ４ 第４の抵抗、
Ｒ５ 第５の抵抗

Claims (4)

1. パワー半導体スイッチにより各アームが構成される３相ブリッジ回路を有し、直流端子間に直流電源が接続され、交流端子に回転電機の電機子巻線が接続される電力変換部と、
   前記電力変換部の前記直流端子間に接続され、前記パワー半導体スイッチを制御する制御回路と、
   を備えた電力変換装置であって、
   前記回転電機を電動機として動作させる電動機動作モードと、前記回転電機を発電機として動作させる発電機動作モードとを有し、
   前記パワー半導体スイッチは、
   前記電動機動作モードのときは、前記直流電源からの直流電力を前記電力変換部により交流電力に変換するように前記制御回路により制御され、前記発電機動作モードのときは、駆動源により駆動されて発電する前記回転電機から出力される交流電力を前記電力変換部により直流電力に変換するように前記制御回路により制御され、
   前記制御回路は、
   突入電流制限回路を介して前記電力変換部の直流端子の正側電極から前記直流電源からの動作電源の供給を受けるように構成され、且つ、前記電動機動作モードのときは、前記回転電機の回転子の電気角周期に同期して１パルスを通電させるように前記パワー半導体スイッチを制御するように構成され、
   前記突入電流制限回路は、
   前記直流電源と前記制御回路との間に接続された第１の半導体スイッチと、前記直流電源と前記第１の半導体スイッチとの間に接続され、インダクタと電流検出用抵抗とを直列に接続してなる直列回路と、前記直列回路の両端電圧によって出力端子間電圧が制御される第２の半導体スイッチとを備え、前記第２の半導体スイッチの出力端子間電圧に基づいて、前記第１の半導体スイッチの制御端子に印加される電圧を制御することにより前記制御回路への電流を制限するように構成されている、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記インダクタ、又は前記直列回路に対して並列に、還流用のダイオードを接続した、ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御回路に印加される電圧が所定値を超えたとき前記第２の半導体スイッチをオンさせる電圧制限回路を備えた、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 前記直流電源の電圧が所定値を超えたとき前記第２の半導体スイッチをオンさせる電圧制限回路を備えた、
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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