CN105580233B - 功率转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供冲击电流限制电路以及具备这种冲击电流限制电路的功率转换装置。所述冲击电流限制电路在电源和第一半导体开关之间连接电感器和电流检测用电阻器的串联电路，设有通过电感器和电流检测用电阻器的串联电路两端的电压来控制输出端子间电压的第二半导体开关，通过第二半导体开关的输出端子间电压来控制第一半导体开关的控制端子间电压，由此限制流向负载的电流。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及包括在负载的电源输入单元等中设置的、用于限制由半导体开关控制从电源到负载的电流供给的电路中的冲击电流的冲击电流限制电路的功率转换装置。

背景技术

众所周知，作为利用半导体开关来对从电源向负载提供的电流进行接通、断开控制的一般电路的一个示例，存在包括第一晶体管、驱动用晶体管以及开关的电路，该第一晶体管的发射极和集电极连接在电源和负载之间，该驱动用晶体管的集电极和发射极连接在该第一晶体管的基极和接地之间，该开关与该驱动用晶体管的基极相连接。通常，在负载和第一晶体管的连接部和接地电位部之间连接有电容器。也就是说，该电容器与负载并联连接。

在具有上述结构的公知电路中，通过接通开关来导通驱动用晶体管，从而使第一晶体管导通，从电源向负载供给电流。另外，通过将开关断开来关断驱动用晶体管，从而将第一晶体管关断，停止从电源到负载的电流供给。

这里，由于与负载并联连接的电容器为容性负载，第一晶体管导通时用于对电容器进行充电的冲击电流从电源经由第一晶体管流动。因此，第一晶体管须具备耐受该冲击电流的额定电流。可是，由于在电容器被充电后的稳定状态时第一晶体管中仅流过由负载确定的电流，仅为了耐受冲击电流而将具有大额定电流即大尺寸的晶体管用作第一晶体管，不利于产品的小型化和低成本化。

因此，为了能够用较小额定电流的晶体管来接通、断开对负载的电流供给，专利文献1公开了设有不影响到稳定状态时对负载的电流供给而在开关接通时限制冲击电流的电路的冲击电流限制电路。专利文献1中公开的电路中，在第一晶体管的发射极和电源之间连接有冲击电流检测用电阻且包括第二晶体管，该第二晶体管的发射极和集电极经由该电阻连接在第一晶体管的发射极和基极之间。其他结构与上述公知的电路相同。

在专利文献1中公开的现有的冲击电流限制电路中，通过接通开关来导通驱动用晶体管，从而使第一晶体管导通，将电流从电源提供给负载。这时，用于给与负载并联连接的电容器充电的冲击电流从电源经由第一晶体管流过，在电源和晶体管之间连接有冲击电流检测用电阻，因此在该电阻的两端产生与冲击电流相对应的电压差。

由于该电阻两端的电压差成为第二晶体管的基极偏置电压，因此若冲击电流一超过预定值，第二晶体管就成为导通状态，第一晶体管的基极偏置电压变小，从而第一晶体管的发射极-集电极间电压变大，由此起到抑制冲击电流增大的作用。也就是说，可以通过适当地设置电阻的值来抑制流到第一晶体管的冲击电流。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开平6-59754号公报

发明内容

发明要要解决的技术问题

上述专利文献1中公开的现有的冲击电流限制电路中的冲击电流的增加速度取决于电源电压与电容器的电压之间的电压差和从电源到电容器的电流路径的阻抗，但该增加速度一般都非常快。另一方面，就第二晶体管的导通速度和第一晶体管的关断速度而言，即使利用非常高速型的晶体管，也只是两位数的量级[ns]，而且冲击电流限制作用在实际冲击电流达到由电阻设定的限制电流值之后才开始。

因此，上述现有的冲击电流限制电路中的实际冲击电流会由于第二晶体管和第一晶体管的动作延迟而发生较大的过冲。特别是，相比于开关接通时的冲击电流，在控制驱动用晶体管的导通、关断的开关处于接通的稳定状态后，电源的电压由于某种原因而急剧上升时的冲击电流的过冲容易更显著。由于冲击电流的较大的过冲，在第一晶体管的元器件选定时要求选用具有更大额定电流的元器件，从EMC(Electromagnetic Compatibility：电磁兼容性)的观点来看，这种急剧的电流变化可能成为传导和辐射的噪声源。因此，特别是在电源电压急剧上升频繁发生的应用中，如何应对冲击电流成了更重要的技术问题。

本发明为了解决现有的冲击电流限制电路中如上所述的技术问题而完成，其目的在于提供包括冲击电流限制电路的功率转换装置，所述冲击电流限制电路能够用较小额定电流的半导体开关来接通、断开对负载的电流供给而不影响到稳定状态时对负载的电流供给，而且EMC性能也较为优异。

解决技术问题的手段

本发明的功率转换装置包括：功率转换部，该功率转换部具有由功率半导体开关构成各臂的三相桥式电路，该功率转换部的直流端子连接有直流电源，其交流端子连接有旋转电机的定子绕组；以及

控制所述功率半导体开关的控制电路，其特征在于，

具有使所述旋转电机作为电动机工作的电动机工作模式和使所述旋转电机作为发电机工作的发电机工作模式，

所述功率半导体开关，

在所述电动机工作模式时，由所述控制电路控制成利用所述功率转换部使来自所述直流电源的直流电转换成交流电；在所述发电机工作模式时，由所述控制电路控制成利用所述功率转换部使从被驱动源驱动而发电的所述旋转电机输出的交流电转换成直流电，

所述控制电路构成为经由冲击电流限制电路从所述功率转换部的直流端子的正侧电极获得来自直流电源的工作电源供给，并且在所述电动机工作模式时控制所述功率半导体开关使得与所述旋转电机的转子的电角度周期同步地以单个脉冲通电，

所述冲击电流限制电路包括连接在所述直流电源和第一半导体开关之间的、由电感器和电流检测用电阻串联连接成的串联电路以及输出端子间电压由所述串联电路两端的电压控制的第二半导体开关，且构成为基于所述第二半导体开关的输出端子间电压来控制所述第一半导体开关的控制端子间电压，从而限制流向所述控制电路的电流。

发明效果

根据本发明的冲击电流限制电路，可不影响到稳定状态时对负载的电流供给而在开关接通时和电源电压急剧上升时无过冲地平滑地限制冲击电流，从而可以获得能以较小额定电流的晶体管来接通、断开对负载的电流供给且EMC性能也优异的冲击电流限制电路。

另外，根据本发明的功率转换装置，由于具备冲击电流限制电路，可以从功率转换装置的直流端子线路在装置内部提供控制电路的工作电源。其结果是，不需要用于从外部提供电源的连接器连接部和车辆线束供控制电路的工作电源专用，因此这既可以谋求车辆线束的简单化、轻量化，又可以消除连接器接触不良和线束断线等的担忧，同时也带来了系统可靠性的改善。

附图说明

图1是表示本发明实施方式1的冲击电流限制电路的电路图。

图2是表示本发明实施方式2的冲击电流限制电路的电路图。

图3是表示本发明实施方式3的冲击电流限制电路的电路图。

图4是表示本发明实施方式4的功率转换装置的结构图。

图5是说明本发明实施方式4的功率转换装置的动作的波形图。

图6是表示对向负载的电流供给进行接通、断开控制的公知电路的电路图。

图7是表示现有的冲击电流限制电路的电路图。

具体实施方式

首先，为了更好地理解本发明的冲击电流限制电路，说明作为本发明背景的技术。图6是表示对向负载的电流供给进行接通、断开控制的所述公知电路的电路图。图6中，通过开关1的接通在驱动用晶体管Q2的基极上施加导通电压，该电压使第一晶体管Q1导通。由于第一晶体管Q1导通，电流从电源2供给到负载3。这里，因为与负载3并联连接的电容器C1为容性负载，由此第一晶体管Q1导通时给电容器C1充电的冲击电流从电源2经由第一晶体管Q1流动。

因此，第一晶体管Q1必须是具有能耐受该冲击电流的额定电流的元器件。可是，由于在电容器C1被充电后的稳定状态时，仅有由负载3确定的电流流过第一晶体管Q1，在选定第一晶体管Q1的元器件时为了耐受冲击电流而不得不应用大额定电流即大尺寸的元器件，这不利于产品的小型化和低成本化。

因而，专利文献1示出的电路设有不影响到稳定状态时对负载的电流供给而在开关接通时限制冲击电流的冲击电流限制电路，其目的在于能用较小额定电流的晶体管来接通、断开对负载的电流供给。图7的电路图即为专利文献1中示出的现有的冲击电流限制电路。

图7中，第一晶体管Q1通过开关1的接通而导通，对电容器C1充电的冲击电流从电源2经由第一晶体管Q1流动。这里，在电源2和第一晶体管Q1之间连接有冲击电流检测用电阻R3，因此在电阻R3的两端产生与冲击电流相对应的电压差。由于该电压差成为第二晶体管Q3的基极偏置电压，因此若冲击电流超过预定值，则第二晶体管Q3成为导通状态，第一晶体管Q1的基极偏置电压变小，从而第一晶体管Q1的发射极-集电极间电压变大，起到抑制冲击电流增大的作用。也就是说，通过适当设定电阻R3的值，可以抑制流过第一晶体管Q1的冲击电流。

可是，图7所示电路中的冲击电流的增加速度取决于电源2和电容器C1之间的电压差以及从电源2到电容器C1的电流路径的阻抗(对于冲击电流这样的瞬态动作，布线的电感分量为支配因素)，该增加速度一般非常大。另一方面，即使采用非常高速型的晶体管，第三晶体管Q3的导通速度和第一晶体管Q1的关断速度也只是两位数的量级[ns]，而且冲击电流的限制动作在实际冲击电流达到由电阻R3设定的限制电流值之后才开始。

因此，图7的电路中的实际冲击电流会由于第二晶体管Q3和第一晶体管Q1的动作延迟而发生较大的过冲。特别是，相比于开关1导通时的冲击电流，在成为开关1接通的稳定状态后，电源2的电压由于某种原因而急剧上升时的冲击电流的过冲容易更显著。冲击电流的较大的过冲使得在第一晶体管Q1的元器件选定时必须选用较大额定电流的元器件，从EMC的观点考虑，这种急剧的电流变化也会成为传导和辐射的噪声源。因此，尤其在电源电压急剧上升频繁发生的应用中，应对冲击电流成为更重要的技术问题。

实施方式1

以下，参照附图就本发明实施方式1的冲击电流限制电路作详细说明。图1是本发明实施方式1的冲击电流限制电路的电路图。图1中，冲击电流限制电路5连接在电源2和负载3与电容器C1的连接部之间。在冲击电流限制电路5中，P沟道型第一晶体管Q1是控制从电源2向负载3和电容器C1的并联电路提供电流的第一半导体开关，其漏极端子上连接有负载3和电容器C1的并联电路，在其源极端子和电源2之间连接有电感器L1和冲击电流检测用电阻R3的串联电路，其栅极端子上经由第一电阻R1连接有作为接通、断开控制用半导体开关的NPN型的驱动用晶体管Q2的集电极端子。

电感器L1是用于检测电源2和电容器C1的电压差较大的状况即发生冲击电流的状况的电感器(线圈)。另外，与电感器L1并联连接的二极管D1用于在第一晶体管Q1关断时让电感器L1的电流回流，并消耗电感器L1的能量。并且，设有用于限制冲击电流的PNP型的第二晶体管Q3，其发射极端子与电源2连接，其集电极端子经由第五电阻R5连接到第一晶体管Q1的栅极端子，其基极端子经由第四电阻R4连接到第一晶体管Q1的源极端子。

开关1是在从电源2向负载3供给电流时接通的开关，连接于驱动用晶体管Q2的基极端子。电源2是电池等的直流电源。第二电阻R2连接在第一晶体管Q1的栅极端子和源极端子之间，该电阻用来控制第一晶体管Q1导通或关断时的栅极-源极间电压。再有，第五电阻R5被设定为充分小于第一电阻R1的值。

接着，说明冲击电流限制电路5的动作。在从电源2供给电流到负载3时，开关1被接通。由于开关1接通，驱动用晶体管Q2的基极上被施加导通电压，驱动用晶体管Q2成为导通状态。由于驱动用晶体管Q2导通，第一晶体管Q1的栅极-源极间被施加超过导通阈值的偏置电压，第一晶体管Q1成为导通状态。由于第一晶体管Q1导通，从电源2向负载3和电容器C1的并联电路提供电流，但是由于电容器C1为容性负载，因此用于对电容器C1充电的冲击电流从电源2经由晶体管Q1流动。

如上所述，第一晶体管Q1的源极端子和电源2之间连接有电感器L1和冲击电流检测用第三电阻R3的串联电路，但是在这样的有冲击电流流过的状况即电源2和电容器C1之间的电位差较大的情况下，电感器L1两端间的电压上升。由于该电压上升，第二晶体管Q3的基极偏置电压超过导通电压，基极电流流动，从而第二晶体管Q3成为导通状态。

其结果是，第一晶体管Q1的栅极-源极间电压减少至导通阈值附近，第一晶体管Q1的漏极-源极间电压上升，然后自动地保持平衡，同时从电源2到电容器C1的冲击电流平滑地增加，使得电感器L1和第三电阻R3的串联电路两端的电压达到1[V]左右。之后，若冲击电流达到由第三电阻R3设定的限制电流值，冲击电流值就被自动控制成固定在限制电流值上，直至完成对电容器C1的充电。

并且，此后在完成了对电容器C1的充电，来自电源2的供给电流低于由第三电阻R3设定的限制电流值时，第二晶体管Q3的基极偏置电压低于导通电压，由于无基极电流流过，第二晶体管Q3成为关断状态，其结果是，第一晶体管Q1的栅极-源极间被施加充分的偏置电压，第一晶体管Q1成为完全导通状态，开关1转移至接通的稳定状态。

在上述稳定状态中，由于电感器L1、冲击电流检测用第三电阻R3和第一晶体管Q1的电阻值均小，因此冲击电流限制电路5的应用不会对稳定状态时向负载3的电流供给带来影响。再有，作为冲击电流限制电路5中的第一晶体管Q1的元器件选择条件，具备能耐受冲击电流限制值的额定电流，并且具有可耐受冲击电流限制动作时的短时功率损耗的电力容量即可。

接着，就开关1接通的稳定状态时即第一晶体管Q1完全接通的稳定状态时电源2的电压急剧上升情况下的冲击电流限制电路5的动作进行说明。在开关1接通的稳定状态时，从电源2流向负载3的负载电流经由电感器L1、第三电阻R3、第一晶体管Q1的小电阻值来提供，因此电源2和电容器C1的电压大致相同。但是，如果在该状态下电源2的电压急剧上升，电源2和电容器C1之间就会发生较大的电位差。其结果是，给电容器C1充电的冲击电流从电源2经由第一晶体管Q1流动。这之后的冲击电流限制电路5的动作跟上述开关1接通时的动作一样，这里省略其说明。

接着，就在开关1接通的稳定状态时即第一晶体管Q1完全导通的稳定状态时开关1断开而将从电源2到负载3的电流供给切断时的冲击电流限制电路5的动作进行说明。开关1一断开，驱动用晶体管Q2就成为关断状态，从而第一晶体管Q1也关断，在该关断之前流到电感器L1的提供给负载3的电流在电感器L1中蓄积能量，该能量在第一晶体管Q1关断后通过在与电感器L1并联连接的二极管D1之间流过回流电流而被消耗。

也就是说，通过与电感器L1并联地连接二极管D1，在第一晶体管Q1关断时第一晶体管Q1消耗的能量中排除了电感器L1所蓄积的能量，因此可以让第一晶体管Q1不受过电破坏而安全地关断。再有，电感器L1的蓄积能量依赖于其电感值和流过的电流值，如果第一晶体管Q1关断时第一晶体管Q1能够安全地消耗掉电感器L1的蓄积的能量，则不需要二极管D1。

如上所述，根据本发明实施方式1的冲击电流限制电路5，通过适当设定冲击电流检测用第三电阻R3的电阻值和电感器L1的电感值，可不影响到稳定状态时对负载的电流供给而在开关1接通时和电源2的电压急剧上升时无过冲地平滑地限制冲击电流，能够用较小额定电流的晶体管即小型、廉价的晶体管来接通、断开对负载的电流供给，并且可以得到EMC性能也优异的冲击电流限制电路。另外，可以在断开对负载3的电流供给时让第一晶体管Q1不受过电破坏而安全地关断。

实施方式2

接着，参照附图就本发明实施方式2的冲击电流限制电路作详细说明。图2是表示本发明实施方式2的冲击电流限制电路的电路图。图2所示的本发明实施方式2的冲击电流限制电路在图1所述的实施方式1的冲击电流限制电路中附加了针对负载3的电压限制功能。如图2所示，电压限制电路4的输入侧连接到负载3的电源侧，其输出侧连接到第二晶体管Q3的基极端子。

电压限制电路4的作用是当施加于负载3的电压成为预定值以上时使第二晶体管Q3导通。于是，第二晶体管Q3一导通，第一晶体管Q1就关断。第一晶体管Q1一关断，就停止从电源2向负载3和电容器C1的并联连接电路的电流供给，因此，电容器C1的电压随着负载3的电流消耗而降低。其结果是，通过应用电压限制电路4，可以与电源2的电压无关地将施加于负载3的电压限制为预定值，保护负载3使之不受到过电压的影响。

如此，根据本发明实施方式2的冲击电流限制电路，既具有实施方式1中描述的效果，又可以在对负载3进行过压保护的同时对负载3提供电流。

实施方式1和2的变形例

在上述图1所示的根据本发明实施方式1的冲击电流限制电路和上述图2所示的根据本发明实施方式2的冲击电流限制电路中，第一晶体管Q1由P沟道型MOSFET构成，但是也可以将PNP型双极晶体管用作第一晶体管Q1。另外，即使改变图1和图2中的电感器L1和二极管D1的并联电路跟冲击电流检测用第三电阻R3的连接顺序，也能取得同样的效果。另外，二极管D1也可以跟电感器L1和第三电阻R3的串联连接电路并联连接。并且，也可以将电压限制电路4的输出侧连接到驱动用晶体管Q2的基极端子，在检测到负载3的过电压时将驱动用晶体管Q2关断。

实施方式3

接着，参照附图就本发明实施方式3的冲击电流限制电路作详细说明。图3的电路图表示本发明实施方式3的冲击电流限制电路。如图3所示，电压限制电路4的输入侧连接于电源2的输出侧，电压限制电路4的输出侧连接到驱动用晶体管Q2的基极端子。其他结构与图2所示的实施方式2一样。

电压限制电路4的作用是，在电源2的输出电压达到预定值以上时，就使第二晶体管Q3导通。于是，第二晶体管Q3一导通，第一晶体管Q1就关断。第一晶体管Q1一关断，就停止从电源2向负载3和电容器C1的并联连接电路提供电流。其结果是，可以与电源2的电压无关地将施加到负载3的电压限制为预定值，保护负载3使之不受到过电压的影响。再有，通过电压限制电路4的动作，电源2过压时就不对负载3供给电流，然而，如果是供给电流与否并不特别成为问题的系统，则可以安全地保护负载3，使之不受到电源2的过电压的影响。

实施方式4

接着，就本发明实施方式4的功率转换装置进行说明。图4是表示本发明实施方式4的功率转换装置的框图，示出了将上述实施方式1～3中任一个的冲击电流限制电路5用于电源电压急剧上升频繁发生的应用。图4所示的功率转换装置适用于车用电动发电系统。图4所示的车用电动发电系统包括本发明实施方式4的功率转换装置11和电动发电机(交流发电电动机)19。该车用电动发电系统通过功率转换装置11将电池17的直流电转换成三相交流电来驱动电动发电机19，给未图示的发动机提供旋转力；或者通过功率转换装置11将利用发动机的旋转来驱动的电动发电机19发出的三相交流电转换成直流电，并提供给电池17和未图示的车辆负载。

功率转换装置11中的功率转换部12的高电位侧的直流端子B和低电位侧的直流端子E上分别用车辆线束连接有电池17的正极端子和负极端子；功率转换部12的三相交流端子U、V、W上分别连接电动发电机19的U相、V相、W相的定子绕组。再有，布线电感18代表性地表示连接电池17和功率转换部12的高电位侧和低电位侧布线的寄生电感的总和。

功率转换部12包括由用作半导体开关的N沟道型功率MOSFET16a、16b串联连接成的第一臂、由用作半导体开关的N沟道型功率MOSFET16c、16d串联连接成的第二臂和由用作半导体开关的N沟道型功率MOSFET16e、16f串联连接成的第三臂，它们构成由第一至第三臂并联连接成的所谓三相桥式功率转换电路。第一至第三臂各自的两端和中点分别连接于功率转换装置11的直流端子B、E和交流端子U、V、W。

各功率MOSFET16a～16f包括作为第一主端子的漏极、作为第二主端子的源极和作为控制端子的栅极，控制电路13控制栅极-源极间的电压来对各功率MOSFET16a～16f进行导通、关断控制。功率MOSFET16a～16f在导通时成为可在漏极-源极间双向通电的电阻元件，在关断时成为只能在从源极到漏极的方向上通电的二极管元件。

另外，功率转换装置11的直流端子B、E之间连接有小容量电容器15。该电容器起到降低因功率MOSFET16a～16f的开关动作等产生的高频噪声、抑制射频噪声等放射噪声和传导噪声的作用。在功率转换部12通过PWM(脉宽调制)控制来将来自电池17的直流电转换成交流电时，通常在电容器15的位置连接用于平滑直流端子B、E之间的电压的大容量电容器。但是，由于此例中通过后述的单脉冲通电方式进行功率转换，未必需要使用大容量的平滑电容器，因此为了产品的小型化和低成本化而未安装平滑电容器。

控制电路13基于来自未图示的上位ECU的指令、直流端子B、E之间的电压、电动发电机19的未图示的转子的磁场绕组电流和旋转位置等各种传感器信息来按照工作模式进行功率转换部12的功率MOSFET16a～16f的导通、关断控制，并且进行电动发电机19的未图示的转子磁场绕组的电流控制，从而控制作为电动机的输出转矩和作为发电机的发电量。控制电路13的工作电源由功率转换装置11的直流端子B的线路经由冲击电流限制电路5来内部供给。再有，冲击电流限制电路5由利用上述图1至图3说明的实施方式1至3的冲击电流限制电路中任何一种电路构成。

接着，就图4所示的本发明实施方式4的功率转换装置的动作进行说明。图5是说明本发明实施方式4的功率转换装置的动作的波形图，示出了应用与转子的电角度周期同步的导通角为180度的单脉冲通电控制来驱动电动发电机19的低速旋转区域中各部分动作波形，其中：(a)是表示由控制电路13控制的对应于各功率MOSFET16a～16f的栅极控制信号UH、UL、VH、VL、WH、WL的导通、关断逻辑电平的波形图，(b)是功率转换装置11的直流端子B-E间的电压Vbe的波形图，(c)是流过功率转换部12的高电位侧直流线路的电流Idc的波形图，(d)是表示流过功率转换装置11的交流端子U、V、W的电流Iu、Iv、Iw的波形图。

图4、图5中，由控制电路13控制的各功率MOSFET16a～16f在各自对应的栅极控制信号UH、UL、VH、VL、WH、WL的逻辑电平为高电平时导通，低电平时关断。再有，在同相的功率MOSFET16a和16b、16c和16d、16e和16f的导通、关断切换定时中，用于防止因同时导通而产生的同相臂短路的时间(死区时间)被确保。通过各功率MOSFET16a～16f的导通、关断，发生如图5(b)所示的功率转换装置11的直流端子B-E间的电压Vbe，流过功率转换部12的高电位侧直流线路的电流Idc如图5(d)所示地流动。并且，流过功率转换装置11的交流端子U、V、W的电流Iu、Iv、Iw成为如图5(d)所示。再有，在图5(c)中，将从功率转换装置11朝旋转电机部19的方向流动的电流表示为正的。

因此，在对各功率MOSFET16a～16f进行180度的通电控制时，使与电动发电机19的旋转同步导通的功率MOSFET16a～16f的组合模式如图5(a)所示那样按电角度相位依次毎隔60度变化，从而将交流电压施加到电动发电机19的定子绕组的各端子间。其结果是，三相交流电流Iu、Iv、Iw如图5(d)所示流向定子绕组。

如果着眼于各功率MOSFET16a～16f各自关断的定时，则高电位侧和低电位侧的功率MOSFET中处于导通的2相中一方总是关断，因此从电池17流出的直流电流Idc(图5(c))的约一半被切断。由此在布线电感18中有反电动势产生，在图5(b)所示的Vbe的波形图中按电角度相位每隔60度观测到冲击电压。另一方面，在各功率MOSFET16a～16f导通时，是在电流从源极到漏极的方向也就是在各功率MOSFET16a～16f的寄生二极管中流动的相位上导通，因此Vbe波形不出现显著变化。

如上所述，在图4所示的功率转换装置中，成为控制电路13的工作电源的功率转换装置11的直流端子B上，由于功率转换装置11的操作如图5(b)所示地频繁发生急剧的电压上升，每次这种急剧的电压上升就有冲击电流流入控制电路13，但是，通过设置冲击电流限制电路5，这种冲击电流如上述实施方式1中说明的那样被平滑地无过冲地限制为预定值。

因此，根据本发明实施方式4的功率转换装置，由于设有冲击电流限制电路，因此能够从功率转换装置11的直流端子B线路在装置内部提供控制电路13的工作电源。其结果是，不需要为了从外部提供电源供控制电路13的工作电源专用而设置连接器接点和车辆线束，可以谋求车辆线束的简单化、轻量化，同时消除了对连接器接触不良和线束断线等的担忧，因此可以提高系统可靠性。

再有，在本发明的范围内，可以将本发明的各实施方式自由组合，或者可以将本发明的各实施方式作适当的变形、省略。

工业上的利用可能性

本发明可以应用在设于负载的电源输入部等的、在用半导体开关控制从电源到负载的电流供给的电路中限制冲击电流的冲击电流限制电路领域，以及具备这种冲击电流限制电路的功率转换装置，进而可以在应用这样的功率转换装置的汽车工业中得到利用。

附图标记

1开关；2电源(直流电源)；3负载；4电压限制电路；5冲击电流限制电路；11功率转换装置；12功率转换部；13控制电路；15防噪用电容器；16a～16f功率MOSFET；17电池；18布线电感；19电动发电机；Q1第一晶体管；Q2驱动用晶体管；Q3第二晶体管；C1电容器；L1电感器；D1二极管；R1第一电阻；R2第二电阻；R3冲击电流检测电阻(第三电阻)；R4第四电阻；R5第五电阻。

Claims (4)

1.一种功率转换装置，

包括：功率转换部，该功率转换部具有由功率半导体开关构成各臂的三相桥式电路，该功率转换部的直流端子连接有直流电源，其交流端子连接有旋转电机的定子绕组；以及

控制所述功率半导体开关的控制电路，其特征在于，

具有使所述旋转电机作为电动机工作的电动机工作模式和使所述旋转电机作为发电机工作的发电机工作模式，

所述功率半导体开关，

在所述电动机工作模式时，由所述控制电路控制成利用所述功率转换部使来自所述直流电源的直流电转换成交流电；在所述发电机工作模式时，由所述控制电路控制成利用所述功率转换部使从被驱动源驱动而发电的所述旋转电机输出的交流电转换成直流电，

所述控制电路构成为经由冲击电流限制电路从所述功率转换部的直流端子的正侧电极获得来自直流电源的工作电源供给，并且在所述电动机工作模式时控制所述功率半导体开关使得与所述旋转电机的转子的电角度周期同步地以单个脉冲通电，

所述冲击电流限制电路包括连接在所述直流电源和第一半导体开关之间的、由电感器和电流检测用电阻串联连接成的串联电路以及输出端子间电压由所述串联电路两端的电压控制的第二半导体开关，且构成为基于所述第二半导体开关的输出端子间电压来控制所述第一半导体开关的控制端子间电压，从而限制流向所述控制电路的电流。

2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，

对所述电感器或所述串联电路并联地连接有回流用二极管。

3.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

包括电压限制电路，所述电压限制电路在施加于所述控制电路的电压超过预定值时使所述第二半导体开关接通。

4.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，

包括电压限制电路，所述电压限制电路在所述直流电源的电压超过预定值时使所述第二半导体开关接通。