JP3876914B2 - 多相インバータ及びその制御方法、並びに送風機及び多相電流出力システム - Google Patents

Description

本発明はブートストラップ方式を採用した多相インバータに関する。

ハイアームスイッチング素子を駆動するための制御回路（「ハイサイド制御回路」と称す）と、ローアームスイッチング素子を駆動するための制御回路（「ローサイド制御回路」と称す）を別個に設ける多相インバータがある。そしてハイサイド制御回路を駆動する電源を、ローアームスイッチング素子を経由して充電されたコンデンサに求める、いわゆるブートストラップ方式が提案されている。例えば下記特許文献１、特許文献２、非特許文献１を参照。

ブートストラップ方式では通常運転を行う前に、ブートストラップ用の上記コンデンサ（「ブートストラップコンデンサ」と称す）を充電するための期間（「プリチャージ期間」と称す）が設けられ、この期間においてはハイアームスイッチング素子をオフにしつつ、ローアームスイッチング素子を順次オンにし、ブートストラップコンデンサの充電（「プリチャージ」と称す）が行われる。

図６は三相インバータにおけるプリチャージ期間と、これに続くモータ駆動時のスイッチング素子のオン／オフを示すタイミングチャートである。例えばプリチャージ期間においては５００μｓ毎にＵ相、Ｖ相、Ｗ相のローアームスイッチング素子がこの順にオンする。三相のローアームスイッチング素子がオンする周期を１周期とすると、例えばプリチャージ期間は３０周期、即ち４５ｍｓの長さに亘っている。

プリチャージ期間が終了すると通常のモータ駆動のため、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のハイアームスイッチング素子と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のローアームスイッチング素子とが、例えばパルス幅変調制御によってオン／オフする。

特開２００３−３４８８８０号公報 特開２００４−３０４５２７号公報 三菱電機株式会社「三菱ＨＶＩＣアプリケーションノート」[online]、[平成１７年６月３０日検索]、インターネット＜URL:http://www.mitsubishichips.com/Japan/files/manuals/km0020a1.pdf＞

しかし、多相インバータ以外の要因によって多相インバータの負荷（多相負荷）に電圧が発生する場合がある。例えばこの多相負荷がファンを駆動するモータである場合、当該ファンが、風によって回転すると多相負荷たるモータに電圧が発生する。

プリチャージ期間では多相インバータからは多相負荷を駆動しないため、モータのこの様な回転を抑制できない。しかもプリチャージ期間においてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のローアームスイッチング素子がオンするタイミングによっては回生運転状態が発生し、多相インバータ側で直流電圧が上昇する場合がある。

通常、このような過電圧が発生すると、ローアームスイッチング素子に過電流も流れる。よって多相インバータを保護するため、プリチャージも多相負荷の通常の駆動も行われない。具体的には多相インバータに流れる電流を検出し、これが過大となれば多相インバータのスイッチング動作が停止する。

本発明はかかる過電流の発生を困難にし、プリチャージ期間において外因によって多相負荷に電圧が発生しても、ローアームスイッチング素子に過電流が発生することを困難とすることを目的とする。

この発明にかかる多相インバータ（４）は、スイッチング回路（４５）と、コンデンサ（３３）の複数と、ハイサイド制御回路（４１，４２，４３）の複数と、ローサイド制御回路（４４）とを備える。

前記スイッチング回路は、相毎に設けられた、ハイアームスイッチング素子（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）及びローアームスイッチング素子（Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ）の直列接続の複数と、前記ハイアームスイッチング素子及び前記ローアームスイッチング素子の各々に対して並列に接続され、前記ハイアームスイッチング素子及び前記ローアームスイッチング素子が電流を流す方向とは逆方向にのみ電流を流すダイオード（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ）の複数とを有する。複数の前記ハイアームスイッチング素子は、前記ローアームスイッチング素子とは反対側の端が共通に接続され、複数の前記ローアームスイッチング素子は、前記ハイアームスイッチング素子とは反対側の端が共通に接続され、相毎に前記ハイアームスイッチング素子と前記ローアームスイッチング素子との接続点から多相負荷へ出力電流が出力される。

前記コンデンサは相毎に設けられ、それぞれの一端が相毎に前記接続点に接続され、前記ローアームスイッチング素子が導通することで充電される。

前記ハイサイド制御回路は相毎に設けられ、対応する前記コンデンサから動作電源を受けて前記ハイアームスイッチング素子の開閉を制御する。

前記ローサイド制御回路は、前記ハイアームスイッチング素子の全てが非導通の期間において、前記接続点から前記多相負荷へ向かう方向を正としていずれかの相の前記出力電流が所定値未満の場合に（Ｓ１０２）、相同士で比較した最大値を与える前記出力電流に対応する相において設けられた前記ローアームスイッチング素子を導通させる（Ｓ１０３，Ｓ１０４，Ｓ１０５）。

この発明にかかる送風機は、前記多相インバータ（４）と、前記多相負荷たる多相モータ（６）と、前記多相モータによって駆動されるファン（７）とを備える。

この発明にかかる多相電流出力システムは、前記多相インバータ又は前記送風機と、前記出力電流を検出する電流検出回路（５）と、前記出力電流に基づいて前記ローサイド制御回路（４４）の動作を制御する制御回路（１）とを備える。

この発明にかかる多相インバータの制御方法の第１の態様は、スイッチング回路（４５）と、コンデンサ（３３）の複数と、ハイサイド制御回路（４１，４２，４３）の複数と、ローサイド制御回路（４４）とを備える多相インバータ（４）を制御する方法である。

前記スイッチング回路は、相毎に設けられた、ハイアームスイッチング素子（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）及びローアームスイッチング素子（Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ）の直列接続の複数と、前記ハイアームスイッチング素子及び前記ローアームスイッチング素子の各々に対して並列に接続され、前記ハイアームスイッチング素子及び前記ローアームスイッチング素子が電流を流す方向とは逆方向にのみ電流を流すダイオード（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ）の複数とを有する。複数の前記ハイアームスイッチング素子は、前記ローアームスイッチング素子とは反対側の端が共通に接続され、複数の前記ローアームスイッチング素子は、前記ハイアームスイッチング素子とは反対側の端が共通に接続され、相毎に前記ハイアームスイッチング素子と前記ローアームスイッチング素子との接続点から多相負荷へ出力電流が出力される。

前記コンデンサは相毎に設けられ、それぞれの一端が相毎に前記接続点に接続され、前記ローアームスイッチング素子が導通することで充電される。

前記ハイサイド制御回路は相毎に設けられ、対応する前記コンデンサから動作電源を受けて前記ハイアームスイッチング素子の開閉を制御する。前記ローサイド制御回路は、前記ローアームスイッチング素子の開閉を制御する。

当該制御方法の第１の態様は、前記ハイアームスイッチング素子の全てが非導通の期間において、前記接続点から前記多相負荷へ向かう方向を正としていずれかの相の前記出力電流が所定値未満の場合に（Ｓ１０２）、相同士で比較した最大値を与える前記出力電流に対応する相において設けられた前記ローアームスイッチング素子を導通させる（Ｓ１０３，Ｓ１０４，Ｓ１０５）。

この発明にかかる多相インバータの制御方法の第２の態様は、多相インバータの制御方法の第１の態様であって、前記ハイアームスイッチング素子の全てが非導通の期間において、全ての相の前記出力電流が所定値以上の場合に、前記ローアームスイッチング素子を所定の順序で導通させる（Ｓ１０６）。

この発明にかかる多相インバータの制御方法の第３の態様は、多相インバータの制御方法の第１の態様又は第２の態様であって、前記ハイアームスイッチング素子の全てが非導通の期間において、最初のみ例外的に、前記ローアームスイッチング素子（Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ）のいずれか一つをオンさせる（Ｓ１００）。

この発明にかかる多相インバータ及びその制御方法の第１の態様、並びに多相電流出力システムによれば、コンデンサはハイサイド制御回路のブートストラップコンデンサとして機能する。そしてハイアームスイッチング素子の全てが非導通となるいわゆるプリチャージの期間において、ローアームスイッチング素子に過電流を流しにくくする。

この発明にかかる送風機によれば、ファンが風を受けて多相インバータによる駆動によらずに回転した場合であっても、当該回転によって発生した電圧がローアームスイッチング素子へ過電流を流すことを困難にする。

また制御方法の第２の態様によれば、過電流が発生するおそれが無い場合、通常のプリチャージを行うことができる。

また制御方法の第３の態様によれば、最初に導通するローアームスイッチング素子を簡易に決定することができる。

図１は本発明にかかる多相インバータを適用できる多相電流出力システムの構成を示す回路図である。当該システムは多相インバータ４及びその負荷たるモータ６を備えており、更に多相インバータ４の動作を制御する回路も備えている。モータ６は例えばファン７を駆動する。

多相インバータ４はスイッチング回路４５を備えている。スイッチング回路４５はＵ相、Ｖ相、Ｗ相のハイアームスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ及びＵ相、Ｖ相、Ｗ相のローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚの直列接続の複数を有している。これらのスイッチング素子には通常の電力用トランジスタの他、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を採用することができる。

ハイアームスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ及びローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚの各々に対してダイオードＤｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚが並列に設けられている。これらのダイオードが流す電流の方向と、上記スイッチング素子が電流を流す方向とは逆方向である。

ハイアームスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗの端の内、ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚとは反対側の端、例えばコレクタが共通に接続される。この接続点にはモータ６に印加するために例えば約３００Ｖ程度の電位ＨＶが印加される。

ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚの端の内、ハイアームスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗとは反対側の端、例えばエミッタが共通に接続される。この接続点には節点Ｎ１が接続される。節点Ｎ１は抵抗４６を介して節点Ｎ２が接続される。節点Ｎ２は例えば接地点である。

そしてスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｘの接続点、例えばハイアームスイッチング素子Ｑｕのエミッタとローアームスイッチング素子Ｑｘのコレクタとの接続点から、Ｕ相の出力電流が出力される。同様にして、スイッチング素子Ｑｖ，Ｑｙの接続点、スイッチング素子Ｑｗ，Ｑｚの接続点から、それぞれＶ相、Ｗ相の出力電流が出力される。これらの出力電流はモータ６に供給される。

多相インバータ４は相毎に設けられたコンデンサ３３をも備えており、これらの一端は相毎に、ハイアームスイッチング素子とローアームスイッチング素子との接続点（即ち出力電流が出力される点）と接続されている。コンデンサ３３の他端は抵抗３１、ダイオード３２を介して節点Ｎ１よりも高電位となる電位ＭＶ、例えば１６Ｖが供給される。

抵抗３１はコンデンサ３３の充電電流を制限するために設けられ、ダイオード３２は抵抗３１を介してコンデンサ３３が放電されないよう、その順方向を上記高電位側からコンデンサ３３側へと向けている。

この様にコンデンサ３３を接続することにより、ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚがオンして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応したコンデンサ３３がそれぞれ充電される。

多相インバータ４は相毎に設けられたハイサイド制御回路４１，４２，４３をも備えており、それぞれハイアームスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗの開閉を制御する。ハイサイド制御回路４１，４２，４３はそれぞれ対応する相のコンデンサ３３から動作電源を受ける。

また多相インバータ４は相毎に設けられたローサイド制御回路４４をも備えており、ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚの開閉を制御する。

多相インバータ４はその構成要素を一つのケースに納めることもできるし、コンデンサ３３を除いて一つのケースに納めてもよい。

ハイサイド制御回路４１，４２，４３はいずれも電源入力端Ｖｃｃ，Ｇを有しており、これらの間にコンデンサ３３が接続される。コンデンサ３３の上述した一端及び他端がそれぞれ電源入力端Ｇ，Ｖｃｃに接続される。

ローサイド制御回路４４も電源入力端Ｖｃｃ，Ｇを有しており、その電源入力端Ｖｃｃには電位ＭＶが印加され、電源入力端Ｇには節点Ｎ２が接続される。

ハイサイド制御回路４１，４２，４３は更に制御信号を受ける入力端ＩＮを有しており、ＣＰＵ１によって指定された開閉の命令を所定の電位レベルとして受ける。ＣＰＵ１からの信号をこの所定の電位レベルへとレベルシフトするために、スイッチング回路２１〜２６及び抵抗３４が設けられる。スイッチング回路２１〜２６は例えばフォトカプラを利用することによりＣＰＵ１側とハイサイド制御回路４１，４２，４３やローサイド制御回路４４の側とを絶縁することができる。フォトカプラを利用しないで絶縁を得なくても本発明を適用することができる。

スイッチング回路２１〜２３はハイサイド制御回路４１，４２，４３用に設けられており、ＣＰＵ１の出力レベルに合わせた電位ＬＶ（例えば５Ｖ）が与えられ、かつコンデンサ３３の両端が接続されている。

スイッチング回路２１は、それぞれＣＰＵ１のＵ相のハイアームスイッチング素子を開閉するための指令を受け、抵抗３４と共にこれをコンデンサ３３の両端電圧内の電位差に変換する。スイッチング回路２２，２３についても同様に動作する。

スイッチング回路２４〜２６はローサイド制御回路４４用に設けられており、ＣＰＵ１の出力レベルに合わせた電位ＬＶが与えられ、かつローサイド制御回路４４の電源入力端Ｖｃｃ，Ｇが接続される。よってスイッチング回路２４はＣＰＵ１のＵ相のローアームスイッチング素子を開閉するための指令を受け、これを電位ＭＶと節点Ｎ２との間の電位差に変換する。スイッチング回路２５，２６についても同様に動作する。

図２はプリチャージ期間において節点Ｎ１からモータ６へと向かう方向を正として、スイッチング回路４５とモータ６との間に流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す回路図である。プリチャージ期間においてはハイアームスイッチング素子Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗの全てが非導通となるため、ここではローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ及びこれらと並列に接続されるダイオードＤｘ，Ｄｙ，Ｄｚ、並びにモータ６と節点Ｎ１とを示している。

ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚがそれぞれオン、オフ、オフしている状態において、モータ６のＵ相がＶ相、Ｗ相と比較して高電位となると、ローアームスイッチング素子Ｑｘを経由して負の電流ｉｕが、ダイオードＤｘ，Ｄｙを経由して正の電流ｉｕ，ｉｖが、それぞれ流れる。そして「発明が解決しようとする課題」で述べたように、ローアームスイッチング素子Ｑｘを経由して流れる電流ｉｕ（＜０）の絶対値を小さくする必要がある。そこで、ローサイド制御回路４４は以下のように動作する。

図３はローサイド制御回路４４のプリチャージ用スイッチングの動作を示すフローチャートである。当該フローチャートは負荷を通常に駆動する場合とは別の動作を示すものであり、通常に駆動する場合には当該フローチャートの「復帰」を経由して、周知の通常動作用のフローチャートへ移行する。

まずステップＳ１００において、ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚのいずれか一つをオンさせる。次にステップＳ１０１において、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てが所定値以上であるか否かが判断される。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは各相のローアームスイッチング素子とハイアームスイッチング素子との接続点から多相負荷へと向かう方向を正に採っているため、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがダイオードＤｘ，Ｄｙ，Ｄｚを経由して流れる場合にはこれらは正の値となる。他方、ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚを経由して流れる場合にはこれらは負の値となる。

よって判断の基準となる所定値は零又は負の値であり、その絶対値はローアームスイッチング素子を損傷せずに流れる電流の絶対値よりも小さく選定される。

そしてローアームスイッチング素子を経由して流れる電流の絶対値が大きくなることを回避する必要があるため、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てが零又は負の所定値以上であれば、上述の過電流は問題とはならない。その場合にはステップＳ１０１の判断結果は肯定的（ＹＥＳ）であって、ステップＳ１０６へと処理が進む。

ステップＳ１０６では通常のプリチャージが行われる。即ち予め定められた順序でローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚをオン／オフする。これにより、過電流が発生するおそれが無い場合には、通常のプリチャージを実行できる。

通常、プリチャージ前には全てのスイッチング素子がオフしており、よって当初は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの全てが零であると考えられる。そこで所定値を負の値にしておけばステップＳ１０１からステップＳ１０６へと進む。よってステップＳ１００を省略しても良い。

但し、最初にオンするスイッチング素子を簡易に決定できる点でステップＳ１００を設けることが望ましい。

他方、モータ６が駆動させるファン７が、風などの外因によって回転し、以てモータ６に電圧が発生した場合には、ステップＳ１０１の判断結果が否定的（ＮＯ）となる場合がある。この場合、即ち電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかが負の所定値よりも更に小さければ（絶対値が大きければ）、その中の最大値がどれであるかを判断する。電流ｉｕが最大値である場合にはステップＳ１０３へと処理を進め、ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚをそれぞれオン、オフ、オフする。電流ｉｖが最大値である場合にはステップＳ１０４へと処理を進め、ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚをそれぞれオフ、オン、オフする。電流ｉｗが最大値である場合にはステップＳ１０５へと処理を進め、ローアームスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚをそれぞれオフ、オフ、オンする。

ステップＳ１０３〜Ｓ１０６の処理が行われた後は、ステップＳ１０７へと処理が進み、プリチャージ期間が終了したか否かが判断される。判断結果が肯定的な場合には、「復帰」を経由して、負荷を通常に駆動する場合のフローチャート（図示省略）へ進む。

判断結果が否定的な場合には、まだプリチャージ期間が継続するので、ステップＳ１０１へと処理が戻る。

この様にして、ある相のローアームスイッチング素子に流れる電流が過電流となる前に、当該ローアームスイッチング素子をオフとすることで、過電流が発生することを困難にする。その意味では、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの内、所定値未満であるものに対応した相のローアームスイッチング素子をオフとし、他のいずれかのローアームスイッチング素子をオンしてもよい。

例えば図２の例で言えば、上記フローチャートでは電流ｉｖよりも電流ｉｗが大きい場合にはローアームスイッチング素子Ｑｚをオンし、電流ｉｗよりも電流ｉｖが大きい場合にはローアームスイッチング素子Ｑｙをオンする。しかしながら、電流ｉｖ，ｉｗの大小関係を問わずに、ローアームスイッチング素子Ｑｙ，Ｑｚのいずれかをオンすれば、とりあえずローアームスイッチング素子Ｑｘに過電流が発生することを困難にできる。

但し、電流ｉｗよりも電流ｉｖが大きい場合にローアームスイッチング素子Ｑｚをオンすると、電流ｉｖが非常に大きい場合には、ローアームスイッチング素子Ｑｚに過電流が流れ易くなる可能性も高い。従って、図３に示されたステップＳ１０２からステップＳ１０３，Ｓ１０４，Ｓ１０５への移行のように、最大値を与える電流に対応する相のローアームスイッチング素子をオンさせる方が望ましい。これにより、回生運転状態に基づく直流電圧の上昇を抑制することができる。

電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出するため、図１に示された多相電流出力システムでは電流検出回路５を更に備えている。そしてその検出結果はＣＰＵ１に与えられ、ステップＳ１０１〜Ｓ１０７の制御がＣＰＵ１によって行われる。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は零となるので、図１に例示されるようにＵ相の電流ｉｕの検出を省略し、これはＣＰＵ１において電流ｉｖ，ｉｗの和の符号を反転させて求めることができる。

図４及び図５は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフであり、プリチャージ期間においてモータ６において外因で電圧が発生した場合を示す。図４は従来のプリチャージの場合を、図５は本発明を採用したプリチャージの場合を、それぞれ示している（いずれも２７００回転／分を想定したシミュレーション）。

図４では０．００８秒（８ｍｓ）の時点で電流ｉｗが−５５Ａを下回り、過電流として認識された。これによりプリチャージが中断され（全てのスイッチング素子がオフ）、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはほぼ零となっている。

図５では電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの絶対値が５０Ａを超えることが無く、過電流は発生しないままプリチャージが続行されている。

この様に過電流を認識して多相インバータを保護するための処理が採用され、外因によって負荷に電圧が発生する場合であっても、本発明を適用することにより過電流の発生を困難とし、プリチャージの中断を回避できる。

本発明は例えば、モータ６以外の多相負荷についても適用できることは当然である。但し、ファン７が設けられたモータ６等、外因によって電圧が発生するような多相負荷が採用される場合において好適である。例えば多相インバータ４と、モータ６とファン７とを備える送風機に本発明を適用することは望ましい。

ファン７が外因によって回転するような送風機としては空気調和機の室外機を例挙できる。

本発明にかかる多相インバータを適用できる多相電流出力システムの構成を示す回路図である。 ロースイッチング素子及びダイオードに流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す回路図である。 本発明にかかるローサイド制御回路のプリチャージ用スイッチングの動作を示すフローチャートである。 従来の技術における電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフである。 本発明における電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフである。 三相インバータにおけるプリチャージ期間と、これに続くモータ駆動時のスイッチング素子のオン／オフを示すタイミングチャートである。

符号の説明

１ ＣＰＵ
４ 多相インバータ
５ 電流検出回路
６ モータ
７ ファン
Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ ハイアームスイッチング素子
Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ ローアームスイッチング素子
Ｄｕ，Ｄｖ，Ｑｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ ダイオード
４５ スイッチング回路
３３ コンデンサ
４１，４２，４３ ハイサイド制御回路
４４ ローサイド制御回路

Claims (6)

1. 相毎に設けられた、ハイアームスイッチング素子（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）及びローアームスイッチング素子（Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ）の直列接続の複数と、
   前記ハイアームスイッチング素子及び前記ローアームスイッチング素子の各々に対して並列に接続され、前記ハイアームスイッチング素子及び前記ローアームスイッチング素子が電流を流す方向とは逆方向にのみ電流を流すダイオード（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ）の複数と
   を有し、
   複数の前記ハイアームスイッチング素子は、前記ローアームスイッチング素子とは反対側の端が共通に接続され、
   複数の前記ローアームスイッチング素子は、前記ハイアームスイッチング素子とは反対側の端が共通に接続され、
   相毎に前記ハイアームスイッチング素子と前記ローアームスイッチング素子との接続点から多相負荷へ出力電流が出力されるスイッチング回路（４５）と、
   相毎に設けられ、それぞれの一端が相毎に前記接続点に接続され、前記ローアームスイッチング素子が導通することで充電されるコンデンサ（３３）の複数と、
   相毎に設けられ、対応する前記コンデンサから動作電源を受けて前記ハイアームスイッチング素子の開閉を制御する、ハイサイド制御回路（４１，４２，４３）の複数と、
   前記ハイアームスイッチング素子の全てが非導通の期間において、前記接続点から前記多相負荷へ向かう方向を正としていずれかの相の前記出力電流が所定値未満の場合に（Ｓ１０２）、相同士で比較した最大値を与える前記出力電流に対応する相において設けられた前記ローアームスイッチング素子を導通させる（Ｓ１０３，Ｓ１０４，Ｓ１０５）ローサイド制御回路（４４）と
   を備える多相インバータ（４）。
2. 請求項１記載の多相インバータ（４）と、
   前記多相負荷たる多相モータ（６）と、
   前記多相モータによって駆動されるファン（７）と
   を備える送風機。
3. 請求項１記載の多相インバータ又は請求項２記載の送風機と、
   前記出力電流を検出する電流検出回路（５）と、
   前記出力電流に基づいて前記ローサイド制御回路（４４）の動作を制御する制御回路（１）と
   を備える、多相電流出力システム。
4. 相毎に設けられた、ハイアームスイッチング素子（Ｑｕ，Ｑｖ，Ｑｗ）及びローアームスイッチング素子（Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ）の直列接続の複数と、
   前記ハイアームスイッチング素子及び前記ローアームスイッチング素子の各々に対して並列に接続され、前記ハイアームスイッチング素子及び前記ローアームスイッチング素子が電流を流す方向とは逆方向にのみ電流を流すダイオード（Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ）の複数と
   を有し、
   複数の前記ハイアームスイッチング素子は、前記ローアームスイッチング素子とは反対側の端が共通に接続され、
   複数の前記ローアームスイッチング素子は、前記ハイアームスイッチング素子とは反対側の端が共通に接続され、
   相毎に前記ハイアームスイッチング素子と前記ローアームスイッチング素子との接続点から多相負荷へ出力電流が出力されるスイッチング回路（４５）と、
   相毎に設けられ、それぞれの一端が相毎に前記接続点に接続され、前記ローアームスイッチング素子が導通することで充電されるコンデンサ（３３）の複数と、
   相毎に設けられ、対応する前記コンデンサから動作電源を受けて前記ハイアームスイッチング素子の開閉を制御する、ハイサイド制御回路（４１，４２，４３）の複数と、
   前記ローアームスイッチング素子の開閉を制御するローサイド制御回路（４４）と
   を備える多相インバータを制御する方法であって、
   前記ハイアームスイッチング素子の全てが非導通の期間において、前記接続点から前記多相負荷へ向かう方向を正としていずれかの相の前記出力電流が所定値未満の場合に（Ｓ１０２）、相同士で比較した最大値を与える前記出力電流に対応する相において設けられた前記ローアームスイッチング素子を導通させる（Ｓ１０３，Ｓ１０４，Ｓ１０５）、多相インバータの制御方法。
5. 前記ハイアームスイッチング素子の全てが非導通の期間において、全ての相の前記出力電流が所定値以上の場合に、前記ローアームスイッチング素子を所定の順序で導通させる（Ｓ１０６）、請求項４記載の多相インバータの制御方法。
6. 前記ハイアームスイッチング素子の全てが非導通の期間において、最初のみ例外的に、前記ローアームスイッチング素子（Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ）のいずれか一つをオンさせる（Ｓ１００）、請求項４又は請求項５記載の多相インバータの制御方法。

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