JP4200351B2 - モータの制御装置およびその制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ（例えばブラシレスＤＣモータ）をインバータ制御により駆動する技術に関し、さらに詳しく言えば、その制御装置（駆動回路）を小型化してモータに内蔵可能とする技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置の一般的な構成を図４に示す。これによると、モータ制御装置は、６個のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚを三相ブリッジに結線したインバータ回路１を備えている。各トランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚには、インバータのキャリア周波数や低モータ騒音の観点から、高速スイッチング可能なトランジスタ（例えばＩＧＢＴ）が用いられる。また、インバータ回路１を駆動する各ドライブ回路２には、ブートストラップ方式が採用されている。
【０００３】
各ドライブ回路２は、ブラシレスＤＣモータ３を制御する制御回路（マイクロコンピュータ）４からの信号（例えば、ＰＷＭ波形信号を含む）のレベルを調節するシフト回路２ａと、このレベルシフトされた信号によりＩＧＢＴを駆動するバッファ回路２ｂとを備えている。ドライブ回路２について、多くの場合、上アームのＩＧＢＴにはハイサイドゲートドライブ回路が用いられ、下アームのＩＧＢＴにはローサイドゲートドライブ回路が用いられる。
【０００４】
また、ドライブ回路２の電源（例えば１５Ｖ電圧）５について説明すると、ローサイドゲートドライブ回路には、その１５Ｖ電圧が直接に供給されるが、ハイサイドゲートドライブ回路には、１５Ｖ電圧を充電電流制限抵抗６，ブートストラップダイード７を介してブートストラップコンデンサ８に充電し、このブートストラップコンデンサ８の両端に発生した電圧が電圧源とされる。
【０００５】
なお、ローサイドゲートドライブ回路のグランドは、電源５のグランドレベルであり、ハイサイドゲートドライブ回路のグランドは、上アームのトランジスタ（ＩＧＢＴ）のエミッタ端子レベルである。
【０００６】
このブートストラップ回路によるハイサイドゲートドライブ回路にあっては、下アームのＩＧＢＴのオンにより、電源５の電流がブートストラップダイオード７→ブートストラップコンデンサ８→下アームのＩＧＢＴの経路で流れ、ブートストラップコンデンサ８の両端に電圧が発生し、この電圧を電圧源として動作する。
【０００７】
例えば、図５（ｆ）に示すように、ＧＺ信号がオンしている場合には、トランジスタＷａに供給するためのブートストラップコンデンサ８が充電される。なお、インバータ回路１には、主電源（直流電源）９によりその電源が供給される。
【０００８】
このように、上記ブートストラップ回路によるハイサイドゲートドライブ回路およびローサイドゲートドライブ回路をもつトランジスタインバータ構成とすることにより、ドライブ回路にフォトカプラなどを必要とせず、ドライブ回路の簡素化が図れる。また、上アームのＩＧＢＴと下アームのＩＧＢＴのドライブ回路の電源が１つであってよく電源の簡素化が図れる。
【０００９】
上記構成の制御装置において、三相のモータ３を回転する場合、制御回路４はインバータ回路１のＩＧＢＴをスイッチングして三相の矩形波電圧とし、これを三相のモータ３に印加する。また、三相のうち二相に通電を行うが、例えばＵ相→Ｗ相通電し、続いてＶ相→Ｗ相通電に切り替えるものとすると、ＰＷＭ波形を生成してＰＷＭ波形を含めた信号を出力する（図５参照）。
【００１０】
例えば、上記ＧＵａ信号によりトランジスタＵａを所定デューティ比でオン、オフする一方（図５（ａ）参照）、ＧＺ信号によりトランジスタＺをオンし（図５（ｆ）参照）、続いてＧＶａ信号によりトランジスタＶａを所定デューティ比でオン、オフする一方（図５（ｂ）参照）、ＧＺ信号トランジスタＺをオンのままとする（図５（ｆ）参照）。なお、他のトランジスタについてはオフ状態である（図５参照）。このようにして、三相の巻線通電を順次切り替えて回転磁界を発生することにより、モータ３には回転力が発生する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記モータ制御装置にあっては、トランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａの動作によりブートストラップコンデンサ８の電圧が低下するが、モータ３の制御を利用してブートストラップコンデンサ８を充電し、トランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａの動作電圧を得ている。
【００１２】
したがって、ブートストラップコンデンサ８としてはある程度以上の容量を必要とする関係上、大きいブートストラップコンデンサ８を用いる必要があった。従来においては、これが駆動回路の小型化および低コスト化を図るうえでの支障となっていた。
【００１３】
例えば、上記モータ３を空気調和機（エアコン）のファンモータなどに適用する場合、制御装置をモータに内蔵することが難しく、少なくともそのブートストランプコンデンサ８が外付けになってしまう。
【００１４】
したがって、本発明の第１の課題は、ブートストラップコンデンサの容量を減らして駆動回路の小型化し、モータに内蔵可能とすることにある。また、本発明の第２の課題は、モータが何らかの原因で外力によって強制的に回転された場合に発生する回生エネルギーから制御装置を保護することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記第１の課題を解決するために、本発明は、直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するモータの制御装置において、上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を備え、上記リフレッシュ回路は、上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンすることを特徴としている。
【００１６】
この構成によれば、ブートストラップコンデンサの容量が減らせるため、制御装置全体の小型化が可能であり、したがって、制御装置自体をモータ内の組み込むことができる。
【００１７】
また、上記第２の課題を解決するために、本発明は、上記モータがエアコンのファンモータであり、上記インバータの主電源（直流電圧源）には、上記リフレッシュ回路を形成しているときに、上記ファンモータが外力で強制的に回転されて生じた短絡ブレーキ電流により上記主電源に戻される回生エネルギを消費する放電抵抗を備えていることを特徴としている。なお、この場合には、上記放電抵抗を除いて当該制御装置が上記モータに内蔵されることになる。
【００１８】
また、上記第１の課題を解決するために、本発明のモータの制御方法は、直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するにあたって、上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンし、上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を形成することを特徴としている。
【００１９】
また、上記第２の課題を解決するために、本発明のモータの制御方法は、直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するにあたって、上記インバータの主電源回路は放電抵抗を並列に有しており、上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンし、上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を形成する一方、上記リフレッシュ回路を形成しているときに、上記モータが外力で強制的に回転されて生じた短絡ブレーキ電流により上記主電源に戻される回生エネルギを上記放電抵抗で消費するようにしたことを特徴としている。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態を図１ないし図３を参照して詳細に説明する。なお、図１中、図４と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００２１】
本発明においては、ブートストラップ方式によるドライブ回路をもつインバータトランジスタ（ＩＧＢＴ）のうち、上アームのトランジスタをＰＷＭ制御しているときに、そのＰＷＭのオフ時に下アームのＩＧＢＴをオンし、ブートストラップコンデンサに一定周期ごとに充電を行うリフレッシュ回路を形成して、同ブートストラップコンデンサを定電圧源とすることにより、そのブートストラップコンデンサを従来よりも容量の小さくすることを意図している。
【００２２】
そのために、図１に示すように、本発明のモータの制御装置は、図４に示すブートストラップコンデンサ８に代えて用いる小容量のブートストラップコンデンサ１０と、ＰＷＭ制御（所定オン、オフデューティ比の制御）を行う上アームのＩＧＢＴのオフ時に、そのＩＧＢＴと対応している下アームのＩＧＢＴをオンして電源５の電流をブートストラップダイオード７、ブートストラップコンデンサ１０に流し、一定周期毎にそのブートストラップコンデンサ１０を充電するリフレッシュ回路を形成して、同ブートストラップコンデンサ１０の両端電圧を定電圧源とする制御回路１１と、従来同様の直流電圧源、同直流電圧源の両端に並列に接続する放電抵抗１２ａおよびコンデンサ１２ｂを有する主電源１２とを備えている。
【００２３】
上記構成の制御装置の動作を図２のタイムチャート図を参照して説明する。なお、図２（ａ）ないし（ｆ）は図５（ａ）ないし（ｆ）に対応している。まず、制御回路１１は、従来と同様にインバータ回路１をＰＷＭ制御するために、ＧＵａ，ＧＶａ，ＧＷａ，ＧＸ，ＧＹ，ＧＺ信号を出力して上アームおよび下アームのＩＧＢＴを所定にスイッチングし、モータ３の巻線通電を切り替える。
【００２４】
このとき、例えばＵ相→Ｗ相の通電を行うために、上アームのトランジスタＵａをＰＷＭ制御するとともに、下アームのトランジスタＺをオン制御する一方、そのトランジスタＵａのオフ時を利用してパルスを下アームトランジスタＸのＧＸ信号（オフ信号）に重畳する（図２（ｄ）参照）。なお、その重畳するパルスの幅（オン幅）は当該ＰＷＭ制御のオフ幅よりも狭くする。
【００２５】
続いて、Ｖ相→Ｗ相の通電を行うために、上アームトランジスタＶａをＰＷＭ制御するとともに、下アームのトランジスタＺをオン制御する一方、そのトランジスタＶａのオフ時を利用してパルスを下アームトランジスタＹのＧＹ信号（オフ信号）に重畳する（図２（ｅ）参照）。
【００２６】
以下同様にして、各相の通電が切り替えられることから、各通電毎に電源５の電流をブートストラップダイオード７、ブートストラップコンデンサ１０に流すリフレッシュ回路がＰＷＭ波形に同期して一定周期で形成される。
【００２７】
これにより、ブートストラップコンデンサ１０には、従来例と同様の充電の他に、本発明のリフレッシュ回路の形成によっても充電が行われ、つまりそのブートストラップコンデンサ１０の両端電圧は常に定電圧源に維持可能となる。
【００２８】
したがって、ブートストラップコンデンサ１０の容量としては従来のブートストラップコンデンサ８より小さくとも、ドライブ回路２が確実に駆動する一方、駆動回路の小型化が実現される。
【００２９】
なお、上記ブートストラップコンデンサ１０としては、従来のブートストラップコンデンサ８が１００μＦである場合１μＦ程度で済む。また、例えばモータ３を空気調和機のファンモータとした場合その制御装置をファンモータに内臓することができる。さらに、ブートストラップコンデンサ１０の小容量化により、その制御装置の低コスト化が図られる。
【００３０】
ところで、上記リフレッシュ回路が動作しているときに、何らかの外力が加わり、モータ３が強制的に回転させられると、モータ３は図３に示す等価回路を構成し、モータ３の巻線には誘起電圧が発生する。
【００３１】
この誘起電圧の発生により、短絡ブレーキ電流（短絡電流）が生じ、電流が切り替わる際に主電源１２に向かって回生電流が生じることになる。すなわち、例えばＵ相→Ｗ相通電時のＰＷＭオフ時には下アームのトランジスタＸがオンし（図２（ｄ）参照）、またＶ相→Ｗ相通電時のＰＷＭオフ時にはトランジスタＹがオンするからである（図２（ｅ）参照）。
【００３２】
すると、主電源１２の電圧が上昇し、最悪の場合、ＩＧＢＴやコンデンサの耐圧を越えるという不具合が生じることもある。すなわち、上記電圧上昇は切り替わる前の短絡電流値に依存し、この短絡電流は強制的回転の速度に依存し、外力などが大きいほど、その電圧上昇は大きなものとなるからである。
【００３３】
例えば、外力によりモータが強制的に回転され、それにより短絡電流が生じたとすると、その短絡電流の切り替えごとに次式（１）に示す回生エネルギＥが主電源１２に戻されることになる。
【００３４】
Ｅ＝Ｌ×Ｉ２／２……式（１）
同式（１）において、Ｌはモータ３の巻線インダクタンス、Ｉは切り替え時の短絡電流である。
【００３５】
この回生エネルギＥは、主電源１２の電源と並列に接続した放電抵抗１２ａによって消費する。そのために、放電抵抗１２ａの抵抗値Ｒとしては、次式（２）によって決定するとよい。
【００３６】
Ｒ≦（２×Ｖ２）／（Ｌ×Ｉ２×ｆ）……式（２）
同式（２）において、ＶはＩＧＢＴの耐圧，ｆは短絡電流切替周波数である。
【００３７】
このように、放電抵抗１２ａを主電源１２に設けることにより、リフレッシュ回路を形成することによる不具合、すなわちインバータ回路１の電源電圧の上昇によるＩＧＢＴやコンデンサの耐圧オーバーなどを解消することができる。また、上述したように、当該制御装置をファンモータに内蔵する場合には、その放電抵抗１２ａについては外付けにするとよい。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、インバータトランジスタをＰＷＭ制御してモータを回転するモータの制御装置において、上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するにあたって、ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を備えていることから、リフレッシュ回路の形成によってもブートストラップコンデンサの充電が行われるため、ブートストラップコンデンサの容量が小さくて済み、駆動回路の小型化を実現することができ、ひいては当該制御装置がモータ内蔵可能な小型化となり、また低コスト化が図れるという効果がある。
【００３９】
また、本発明のモータの制御方法によれば、上記インバータの主電源回路は放電抵抗を並列に有しており、その上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に下アームのスイッチング素子をオンし、上アームを駆動するためのハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を形成する一方、リフレッシュ回路を形成している時に、モータが外力で強制的に回転して生じた短絡ブレーキ電流により主電源に戻される回生エネルギを放電抵抗で消費可能としていることから、上述同様の効果に加え、モータが外力により強制的に回転される際の不具合を解消することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータの制御装置の実施形態を示す概略的ブロック図。
【図２】上記実施形態の動作を説明するための概略的タイムチャート。
【図３】上記実施形態の動作を説明するためのモータの概略的等価回路図。
【図４】従来のモータの制御装置を説明するための概略的ブロック図。
【図５】上記従来の制御装置の動作を説明するための概略的タイムチャート。
【符号の説明】
１ インバータ回路
２ ドライブ回路（駆動回路）
２ａ シフト回路（レベル）
２ｂ バッファ回路
３ モータ
４，１１ 制御回路（マイクロコンピュータ）
５ 電源
６ 充電電流制限抵抗
７ ブートストラップダイオード
８，１０ ブートストラップコンデンサ
９，１２ 主電源
１２ａ 放電抵抗
１２ｂ コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ（例えばブラシレスＤＣモータ）をインバータ制御により駆動する技術に関し、さらに詳しく言えば、その制御装置（駆動回路）を小型化してモータに内蔵可能とする技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、ブラシレスＤＣモータのインバータ制御装置の一般的な構成を図４に示す。これによると、モータ制御装置は、６個のトランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚを三相ブリッジに結線したインバータ回路１を備えている。各トランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａ，Ｘ，Ｙ，Ｚには、インバータのキャリア周波数や低モータ騒音の観点から、高速スイッチング可能なトランジスタ（例えばＩＧＢＴ）が用いられる。また、インバータ回路１を駆動する各ドライブ回路２には、ブートストラップ方式が採用されている。
【０００３】
各ドライブ回路２は、ブラシレスＤＣモータ３を制御する制御回路（マイクロコンピュータ）４からの信号（例えば、ＰＷＭ波形信号を含む）のレベルを調節するシフト回路２ａと、このレベルシフトされた信号によりＩＧＢＴを駆動するバッファ回路２ｂとを備えている。ドライブ回路２について、多くの場合、上アームのＩＧＢＴにはハイサイドゲートドライブ回路が用いられ、下アームのＩＧＢＴにはローサイドゲートドライブ回路が用いられる。
【０００４】
また、ドライブ回路２の電源（例えば１５Ｖ電圧）５について説明すると、ローサイドゲートドライブ回路には、その１５Ｖ電圧が直接に供給されるが、ハイサイドゲートドライブ回路には、１５Ｖ電圧を充電電流制限抵抗６，ブートストラップダイード７を介してブートストラップコンデンサ８に充電し、このブートストラップコンデンサ８の両端に発生した電圧が電圧源とされる。
【０００５】
なお、ローサイドゲートドライブ回路のグランドは、電源５のグランドレベルであり、ハイサイドゲートドライブ回路のグランドは、上アームのトランジスタ（ＩＧＢＴ）のエミッタ端子レベルである。
【０００６】
このブートストラップ回路によるハイサイドゲートドライブ回路にあっては、下アームのＩＧＢＴのオンにより、電源５の電流がブートストラップダイオード７→ブートストラップコンデンサ８→下アームのＩＧＢＴの経路で流れ、ブートストラップコンデンサ８の両端に電圧が発生し、この電圧を電圧源として動作する。
【０００７】
例えば、図５（ｆ）に示すように、ＧＺ信号がオンしている場合には、トランジスタＷａに供給するためのブートストラップコンデンサ８が充電される。なお、インバータ回路１には、主電源（直流電源）９によりその電源が供給される。
【０００８】
このように、上記ブートストラップ回路によるハイサイドゲートドライブ回路およびローサイドゲートドライブ回路をもつトランジスタインバータ構成とすることにより、ドライブ回路にフォトカプラなどを必要とせず、ドライブ回路の簡素化が図れる。また、上アームのＩＧＢＴと下アームのＩＧＢＴのドライブ回路の電源が１つであってよく電源の簡素化が図れる。
【０００９】
上記構成の制御装置において、三相のモータ３を回転する場合、制御回路４はインバータ回路１のＩＧＢＴをスイッチングして三相の矩形波電圧とし、これを三相のモータ３に印加する。また、三相のうち二相に通電を行うが、例えばＵ相→Ｗ相通電し、続いてＶ相→Ｗ相通電に切り替えるものとすると、ＰＷＭ波形を生成してＰＷＭ波形を含めた信号を出力する（図５参照）。
【００１０】
例えば、上記ＧＵａ信号によりトランジスタＵａを所定デューティ比でオン、オフする一方（図５（ａ）参照）、ＧＺ信号によりトランジスタＺをオンし（図５（ｆ）参照）、続いてＧＶａ信号によりトランジスタＶａを所定デューティ比でオン、オフする一方（図５（ｂ）参照）、ＧＺ信号トランジスタＺをオンのままとする（図５（ｆ）参照）。なお、他のトランジスタについてはオフ状態である（図５参照）。このようにして、三相の巻線通電を順次切り替えて回転磁界を発生することにより、モータ３には回転力が発生する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記モータ制御装置にあっては、トランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａの動作によりブートストラップコンデンサ８の電圧が低下するが、モータ３の制御を利用してブートストラップコンデンサ８を充電し、トランジスタＵａ，Ｖａ，Ｗａの動作電圧を得ている。
【００１２】
したがって、ブートストラップコンデンサ８としてはある程度以上の容量を必要とする関係上、大きいブートストラップコンデンサ８を用いる必要があった。従来においては、これが駆動回路の小型化および低コスト化を図るうえでの支障となっていた。
【００１３】
例えば、上記モータ３を空気調和機（エアコン）のファンモータなどに適用する場合、制御装置をモータに内蔵することが難しく、少なくともそのブートストランプコンデンサ８が外付けになってしまう。
【００１４】
したがって、本発明の第１の課題は、ブートストラップコンデンサの容量を減らして駆動回路の小型化し、モータに内蔵可能とすることにある。また、本発明の第２の課題は、モータが何らかの原因で外力によって強制的に回転された場合に発生する回生エネルギーから制御装置を保護することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記第１の課題を解決するために、本発明は、直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するモータの制御装置において、上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を備え、上記リフレッシュ回路は、上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンすることを特徴としている。
【００１６】
この構成によれば、ブートストラップコンデンサの容量が減らせるため、制御装置全体の小型化が可能であり、したがって、制御装置自体をモータ内の組み込むことができる。
【００１７】
また、上記第２の課題を解決するために、本発明は、上記モータがエアコンのファンモータであり、上記インバータの主電源（直流電圧源）には、上記リフレッシュ回路を形成しているときに、上記ファンモータが外力で強制的に回転されて生じた短絡ブレーキ電流により上記主電源に戻される回生エネルギを消費する放電抵抗を備えていることを特徴としている。なお、この場合には、上記放電抵抗を除いて当該制御装置が上記モータに内蔵されることになる。
【００１８】
また、上記第１の課題を解決するために、本発明のモータの制御方法は、直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するにあたって、上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンし、上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を形成することを特徴としている。
【００１９】
また、上記第２の課題を解決するために、本発明のモータの制御方法は、直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するにあたって、上記インバータの主電源回路は放電抵抗を並列に有しており、上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンし、上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を形成する一方、上記リフレッシュ回路を形成しているときに、上記モータが外力で強制的に回転されて生じた短絡ブレーキ電流により上記主電源に戻される回生エネルギを上記放電抵抗で消費するようにしたことを特徴としている。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態を図１ないし図３を参照して詳細に説明する。なお、図１中、図４と同一部分には同一符号を付して重複説明を省略する。
【００２１】
本発明においては、ブートストラップ方式によるドライブ回路をもつインバータトランジスタ（ＩＧＢＴ）のうち、上アームのトランジスタをＰＷＭ制御しているときに、そのＰＷＭのオフ時に下アームのＩＧＢＴをオンし、ブートストラップコンデンサに一定周期ごとに充電を行うリフレッシュ回路を形成して、同ブートストラップコンデンサを定電圧源とすることにより、そのブートストラップコンデンサを従来よりも容量の小さくすることを意図している。
【００２２】
そのために、図１に示すように、本発明のモータの制御装置は、図４に示すブートストラップコンデンサ８に代えて用いる小容量のブートストラップコンデンサ１０と、ＰＷＭ制御（所定オン、オフデューティ比の制御）を行う上アームのＩＧＢＴのオフ時に、そのＩＧＢＴと対応している下アームのＩＧＢＴをオンして電源５の電流をブートストラップダイオード７、ブートストラップコンデンサ１０に流し、一定周期毎にそのブートストラップコンデンサ１０を充電するリフレッシュ回路を形成して、同ブートストラップコンデンサ１０の両端電圧を定電圧源とする制御回路１１と、従来同様の直流電圧源、同直流電圧源の両端に並列に接続する放電抵抗１２ａおよびコンデンサ１２ｂを有する主電源１２とを備えている。
【００２３】
上記構成の制御装置の動作を図２のタイムチャート図を参照して説明する。なお、図２（ａ）ないし（ｆ）は図５（ａ）ないし（ｆ）に対応している。まず、制御回路１１は、従来と同様にインバータ回路１をＰＷＭ制御するために、ＧＵａ，ＧＶａ，ＧＷａ，ＧＸ，ＧＹ，ＧＺ信号を出力して上アームおよび下アームのＩＧＢＴを所定にスイッチングし、モータ３の巻線通電を切り替える。
【００２４】
このとき、例えばＵ相→Ｗ相の通電を行うために、上アームのトランジスタＵａをＰＷＭ制御するとともに、下アームのトランジスタＺをオン制御する一方、そのトランジスタＵａのオフ時を利用してパルスを下アームトランジスタＸのＧＸ信号（オフ信号）に重畳する（図２（ｄ）参照）。なお、その重畳するパルスの幅（オン幅）は当該ＰＷＭ制御のオフ幅よりも狭くする。
【００２５】
続いて、Ｖ相→Ｗ相の通電を行うために、上アームトランジスタＶａをＰＷＭ制御するとともに、下アームのトランジスタＺをオン制御する一方、そのトランジスタＶａのオフ時を利用してパルスを下アームトランジスタＹのＧＹ信号（オフ信号）に重畳する（図２（ｅ）参照）。
【００２６】
以下同様にして、各相の通電が切り替えられることから、各通電毎に電源５の電流をブートストラップダイオード７、ブートストラップコンデンサ１０に流すリフレッシュ回路がＰＷＭ波形に同期して一定周期で形成される。
【００２７】
これにより、ブートストラップコンデンサ１０には、従来例と同様の充電の他に、本発明のリフレッシュ回路の形成によっても充電が行われ、つまりそのブートストラップコンデンサ１０の両端電圧は常に定電圧源に維持可能となる。
【００２８】
したがって、ブートストラップコンデンサ１０の容量としては従来のブートストラップコンデンサ８より小さくとも、ドライブ回路２が確実に駆動する一方、駆動回路の小型化が実現される。
【００２９】
なお、上記ブートストラップコンデンサ１０としては、従来のブートストラップコンデンサ８が１００μＦである場合１μＦ程度で済む。また、例えばモータ３を空気調和機のファンモータとした場合その制御装置をファンモータに内臓することができる。さらに、ブートストラップコンデンサ１０の小容量化により、その制御装置の低コスト化が図られる。
【００３０】
ところで、上記リフレッシュ回路が動作しているときに、何らかの外力が加わり、モータ３が強制的に回転させられると、モータ３は図３に示す等価回路を構成し、モータ３の巻線には誘起電圧が発生する。
【００３１】
この誘起電圧の発生により、短絡ブレーキ電流（短絡電流）が生じ、電流が切り替わる際に主電源１２に向かって回生電流が生じることになる。すなわち、例えばＵ相→Ｗ相通電時のＰＷＭオフ時には下アームのトランジスタＸがオンし（図２（ｄ）参照）、またＶ相→Ｗ相通電時のＰＷＭオフ時にはトランジスタＹがオンするからである（図２（ｅ）参照）。
【００３２】
すると、主電源１２の電圧が上昇し、最悪の場合、ＩＧＢＴやコンデンサの耐圧を越えるという不具合が生じることもある。すなわち、上記電圧上昇は切り替わる前の短絡電流値に依存し、この短絡電流は強制的回転の速度に依存し、外力などが大きいほど、その電圧上昇は大きなものとなるからである。
【００３３】
例えば、外力によりモータが強制的に回転され、それにより短絡電流が生じたとすると、その短絡電流の切り替えごとに次式（１）に示す回生エネルギＥが主電源１２に戻されることになる。
【００３４】
Ｅ＝Ｌ×Ｉ２／２……式（１）
同式（１）において、Ｌはモータ３の巻線インダクタンス、Ｉは切り替え時の短絡電流である。
【００３５】
この回生エネルギＥは、主電源１２の電源と並列に接続した放電抵抗１２ａによって消費する。そのために、放電抵抗１２ａの抵抗値Ｒとしては、次式（２）によって決定するとよい。
【００３６】
Ｒ≦（２×Ｖ２）／（Ｌ×Ｉ２×ｆ）……式（２）
同式（２）において、ＶはＩＧＢＴの耐圧，ｆは短絡電流切替周波数である。
【００３７】
このように、放電抵抗１２ａを主電源１２に設けることにより、リフレッシュ回路を形成することによる不具合、すなわちインバータ回路１の電源電圧の上昇によるＩＧＢＴやコンデンサの耐圧オーバーなどを解消することができる。また、上述したように、当該制御装置をファンモータに内蔵する場合には、その放電抵抗１２ａについては外付けにするとよい。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、インバータトランジスタをＰＷＭ制御してモータを回転するモータの制御装置において、上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するにあたって、ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を備えていることから、リフレッシュ回路の形成によってもブートストラップコンデンサの充電が行われるため、ブートストラップコンデンサの容量が小さくて済み、駆動回路の小型化を実現することができ、ひいては当該制御装置がモータ内蔵可能な小型化となり、また低コスト化が図れるという効果がある。
【００３９】
また、本発明のモータの制御方法によれば、上記インバータの主電源回路は放電抵抗を並列に有しており、その上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に下アームのスイッチング素子をオンし、上アームを駆動するためのハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を形成する一方、リフレッシュ回路を形成している時に、モータが外力で強制的に回転して生じた短絡ブレーキ電流により主電源に戻される回生エネルギを放電抵抗で消費可能としていることから、上述同様の効果に加え、モータが外力により強制的に回転される際の不具合を解消することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータの制御装置の実施形態を示す概略的ブロック図。
【図２】上記実施形態の動作を説明するための概略的タイムチャート。
【図３】上記実施形態の動作を説明するためのモータの概略的等価回路図。
【図４】従来のモータの制御装置を説明するための概略的ブロック図。
【図５】上記従来の制御装置の動作を説明するための概略的タイムチャート。
【符号の説明】
１ インバータ回路
２ ドライブ回路（駆動回路）
２ａ シフト回路（レベル）
２ｂ バッファ回路
３ モータ
４，１１ 制御回路（マイクロコンピュータ）
５ 電源
６ 充電電流制限抵抗
７ ブートストラップダイオード
８，１０ ブートストラップコンデンサ
９，１２ 主電源
１２ａ 放電抵抗
１２ｂ コンデンサ
Claims (5)
- 直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するモータの制御装置において、
上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を備え、
上記リフレッシュ回路は、上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンすることを特徴とするモータの制御装置。 - 当該制御装置自体が上記モータに内蔵可能である請求項１に記載のモータの制御装置。
- 上記モータがエアコンのファンモータであり、上記インバータの主電源（直流電圧源）には、上記リフレッシュ回路を形成しているときに、上記ファンモータが外力で強制的に回転されて生じた短絡ブレーキ電流により上記主電源に戻される回生エネルギを消費する放電抵抗を備え、上記放電抵抗を除いて当該制御装置が上記モータに内蔵される請求項１に記載のモータの制御装置。
- 直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するモータの制御方法において、
上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンし、上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を形成するようにしたことを特徴とするモータの制御方法。 - 直流電圧を上アームおよび下アームのスイッチング素子からなるインバータでスイッチングしてモータに印加する際、上記上アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるハイサイドゲートドライブ回路を介して制御するとともに、上記下アームのスイッチング素子をブートストラップ方式によるローサイドゲートドライブ回路を介して制御する一方、少なくとも上記上アームのスイッチング素子をＰＷＭ制御してモータを駆動するモータの制御方法において、
上記インバータの主電源回路は放電抵抗を並列に有しており、上記上アームのスイッチング素子のＰＷＭオフ時に、上記上アームと対応する上記下アームのスイッチング素子を上記ＰＷＭオフ期間よりも短い期間オンし、上記ハイサイドゲートドライブ回路の電源回路を構成するブートストラップコンデンサを一定周期ごとに充電するリフレッシュ回路を形成する一方、上記リフレッシュ回路を形成しているときに、上記モータが外力で強制的に回転されて生じた短絡ブレーキ電流により上記主電源に戻される回生エネルギを上記放電抵抗で消費するようにしたことを特徴とするモータの制御方法。
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