JP3716702B2 - ブートストラップキャパシタの充電方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は多相インバータ回路に関し、特にハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバのためにブートストラップキャパシタを設けたインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から多相インバータ回路において、ハイアーム側スイッチング素子を駆動するハイアーム側ドライバのためにブートストラップキャパシタを設けた構成が用いられている。
【０００３】
図４はかかるインバータ回路と多相モータ２００との接続関係を示す回路図である。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相にそれぞれ対応して出力線８１，８２，８３が設けられており、これらは多相モータ２００に結線されている。ハイアーム側スイッチング素子として、例えば保護ダイオード付きのＩＧＢＴ２１，２２，２３がそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して設けられている。例えば３００Ｖを供給するモータ用電源ＶＣは、ＩＧＢＴ２１，２２，２３がオンすることにより、それぞれ出力線８１，８２，８３と導通する。一方、ローアーム側スイッチング素子として、例えば保護ダイオード付きのＩＧＢＴ３１，３２，３３がそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して設けられており、これらがオンすることによって出力線８１，８２，８３が電流検出用のシャント抵抗６を介して接地Ｇと導通する。
【０００４】
ＩＧＢＴ２１，２２，２３，３１，３２，３３のオン／オフはそれぞれドライバ４１，４２，４３，５１，５２，５３によるゲート電位を制御することによって行われる。これらのドライバ４１，４２，４３，５１，５２，５３の動作は、マイクロプロセッサ１００からの信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃，Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃に基づいてそれぞれ制御される。
【０００５】
ハイアーム側のドライバ４１，４２，４３には、ハイアーム側のＩＧＢＴ２１，２２，２３に適切にゲート電位を印加できるように、それぞれブートストラップキャパシタ７１，７２，７３から電圧が供給される。ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３はＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応して設けられた抵抗１１，１２，１３を介して、例えば１５Ｖを供給する充電用電源ＶＤと出力線８１，８２，８３との間に接続され、充電される。つまり抵抗１１，１２，１３はブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の充電経路に直列に接続される。出力線８１，８２，８３の電位が高い場合であってもブートストラップキャパシタ７１，７２，７３が放電しないように、抵抗１１とブートストラップキャパシタ７１との間、抵抗１２とブートストラップキャパシタ７２との間、抵抗１３とブートストラップキャパシタ７３との間に、それぞれダイオードが介挿される。
【０００６】
このように構成されたインバータ回路において、特に正弦波を出力線８１，８２，８３に出力する動作においては、動作当初からハイアーム側のＩＧＢＴ２１，２２，２３を適切に動作させることが望ましい。従ってブートストラップキャパシタ７１，７２，７３を通常の回転動作による充電ではなく、一旦この回転動作の前に初期充電を行う必要があった。
【０００７】
図５は従来の初期充電を示すグラフである。時刻ｔ₀において信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃は一斉にアクティブとなる（図では“Ｌ”から“Ｈ”へと立ち上がる場合を示している。）。これに伴い、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３にそれぞれ流れる電流Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_W（各電流量についても同じ記号を採用する）も一斉に増大し、シャント抵抗６に流れる電流Ｉ_D＝Ｉ_U＋Ｉ_V＋Ｉ_Wは急峻な立ち上がりを生じる。通常はＩ_U＝Ｉ_V＝Ｉ_Wに設定されるので、Ｉ_Dは時刻ｔ₀において零から３Ｉ_Uへと立ち上がることになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしこのような急峻に立ち上がる電流Ｉ_Dがシャント抵抗６へ流れると、充電用電源ＶＤに対する負荷が急激に変動することになり、充電用電源ＶＤの不安定化、ひいては誤動作を招来する可能性がある。
【０００９】
また、シャント抵抗６における電圧が大きくなり、インバータ回路に過電流が流れたものと認識され、図示されない電圧検出装置からの信号によってマイクロプロセッサ１００が誤動作する可能性もある。
【００１０】
電流Ｉ_Dを抑制するためには抵抗１１，１２，１３の抵抗値を高めることも考えられるが、それだけではブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の充電が遅くなり、ＩＧＢＴ２１，２２，２３の損失増加を招来する。
【００１１】
本発明はハイアーム側のスイッチング素子の損失を抑制しつつ、上記の誤動作を回避するためになされたものであって、ブートストラップキャパシタの初期充電における充電電流の大きさを抑制する技術を提供することを目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の第１の態様は、多相負荷（２００）に接続され、多相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各相に対応する出力線（８１，８２，８３）と、前記各相に対応して設けられたブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）と、前記各相に対応して設けられ、前記各相における前記出力線（８１，８２，８３）と第１の電源（ＶＣ）との間に接続されるハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，２３）と、前記各相に対応して設けられ、前記各相における前記出力線（８１，８２，８３）と前記第１の電源（ＶＣ）よりも低い電位を与える第２の電源（Ｇ）との間に接続されるローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）とを備えるインバータ回路に対し、前記各相毎にタイミング（ｔ ₁ ，ｔ ₂ ，ｔ ₃ ；ｔ ₁₁ ，ｔ ₁₂ ，ｔ ₁₃ ）を異ならせて前記ローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）を最初にオンし、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）の初期充電を開始する、ブートストラップキャパシタの充電方法である。
【００１４】
望ましくは、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）は、前記各相における前記出力線（８１，８２，８３）と、前記第２の電源（Ｇ）よりも高く前記第１の電源（ＶＣ）よりも低い電位を与える第３の電源（ＶＤ）との間に接続される。
【００１５】
望ましくは、前記インバータ回路は、前記各相に対応して設けられ、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）の両端の電圧のそれぞれに基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，２３）の各々のそれぞれを駆動するハイアーム側ドライバ（４１，４２，４３）を更に備える。
【００１６】
望ましくは、前記インバータ回路は、前記各相毎に、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）の充電経路に直列に接続される抵抗（１１，１２，１３）を更に備える。
【００１８】
この発明の第２の態様は、第１の態様であって、前記多相負荷（２００）は所定のキャリア期間に基づいて動作し、前記初期充電において前記ローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）は、最初にオンした後に一旦オフし、その後は前記各相に共通して同じタイミングで間欠的なオフ／オンを前記キャリア期間毎に所定回数繰り返す。
【００１９】
この発明の第３の態様は、第１の態様であって、前記インバータ回路は、前記ローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）と前記第２の電源（Ｇ）との間に接続された電流検出抵抗（６）を更に備える。
【００２０】
【作用】
この発明のうち第１の態様のブートストラップキャパシタの充電方法においては、各相におけるローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）が互いに異なる時点（ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃；ｔ₁₁，ｔ₁₂，ｔ₁₃）においてオンするので、抵抗（１１，１２，１３）の値を大きくしなくても、ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）の初期充電において、一度に大きな電流が第２の電源（ＶＤ）から流れることを回避できる。しかも初期充電期間においても通常運転時と同様に、ローアーム側スイッチング素子をオンする信号（Ｓ ₅₁ ，Ｓ ₅₂ ，Ｓ ₅₃ ）とハイアーム側スイッチング素子をオンする信号（Ｓ ₄₁ ，Ｓ ₄₂ ，Ｓ ₄₃ ）とは相補的なままとすることができる。
【００２２】
この発明のうち第２の態様のブートストラップキャパシタの充電方法においては、ローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）がキャリア期間毎に間欠的にオフ／オンを行うので、多相負荷（２００）がモータの場合にはこれが回転し始める以前の段階でブートストラップキャパシタを初期充電する。
【００２３】
この発明のうち第３の態様のブートストラップキャパシタの充電方法においては、電流検出抵抗（６）はインバータ回路に流れる過電流を検出する。
【００２４】
【発明の実施の形態】
発明の基本的な考え方．
本発明について、図４に示された構成のインバータに対して適用される場合を例にとって説明する。図１はこの発明の実施の形態のうち、基本的な考え方を例示するグラフである。本発明においては、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の初期充電において、マイクロプロセッサ１００からの信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃がアクティブになる時期をずらせることを特徴とする。具体的に例示すれば時刻ｔ₁，ｔ₂（＞ｔ１），ｔ₃（＞ｔ₂）において、それぞれ信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃がアクティブになる。これによって、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３にそれぞれ流れる電流Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_Wは、それぞれ時刻ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃において立ち上がる。従って、シャント抵抗６に流れる電流Ｉ_Dも、時刻ｔ１においてほぼ電流Ｉ_Uだけ上昇するにすぎず、従来の値３Ｉ_Uと比較してほぼ１／３の増加量に抑制される。
【００２５】
電流Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_Wはブートストラップキャパシタ７１，７２，７３を初期充電する電流であり、それぞれ時刻ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃以降は減衰する。従って、時刻ｔ₂においては勿論、時刻ｔ₃においてすら、電流Ｉ_Dは従来の場合と比較して抑制されることになる。このような信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃の生成は、マイクロプロセッサ１００のプログラムを変更することで容易に実現できる。
【００２６】
以上のようにして、本発明によれば電流Ｉ_Dに流れる電流を抑制できるので、充電用電源ＶＤに対する負荷が急激に変動することによる充電用電源ＶＤの不安定を回避できる。またシャント抵抗６における電圧も抑制できるので、インバータ回路に過電流が流れたものと認識されることもない。従って充電用電源ＶＤの誤動作や、マイクロプロセッサ１００の誤動作も回避できる。また、必ずしも抵抗１１，１２，１３の値を大きくする必要もないので、ＩＧＢＴ２１，２２，２３の損失を増大させることもない。勿論、本発明は、ＩＧＢＴ２１，２２，２３の損失が許容できる範囲において抵抗１１，１２，１３の値を大きくすることを妨げるものではない。
【００２７】
ところで一般にはマイクロプロセッサ１００において、信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃を信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃と相補的にアクティブにする制御が行われ、ＩＧＢＴ２１，２２，２３はＩＧＢＴ３１，３２，３３と相補的にオン／オフする。従って単純に信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃を図１のように生成すれば、時刻ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃においてそれぞれ信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃が非アクティブになって多相モータ２００に回転磁界を与えることになる。
【００２８】
そして抵抗１１，１２，１３の抵抗値は通常は数十Ωに、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の容量値は通常は数十μＦに設定される。従って、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の初期充電の期間は数ｍｓ必要となる。これに対して、多相モータ２００の回転の基礎となる各相の周期、いわゆるキャリア期間は数十乃至数百μｓに設定される。従って、電流Ｉ_Uが十分小さくなってから電流Ｉ_Vを立ち上げるために時刻ｔ₁，ｔ₂の間を数ｍｓあけ、同様に時刻ｔ₂，ｔ₃の間をも数ｍｓあけると、上記回転磁界によって多相モータ２００が回転してしまう可能性がある。
【００２９】
そこで、より望ましくは、例えば以下の２つの実施の形態に示される手法によって多相モータ２００が回転しないようにする。
【００３０】
第１の実施の形態．
図２は第１の実施の形態の動作を示すグラフである。ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の初期充電期間において、信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃は信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃のアクティブ／非アクティブによらず、非アクティブ、例えば“Ｌ”に設定され続ける。これにより、時刻ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃の間を数ｍｓあけても回転磁界は発生せず、多相モータ２００の回転を抑止することができる。このような信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃，Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃の制御も、マイクロプロセッサ１００のプログラムを変更することで容易に実現できる。ただし、初期充電期間において信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃を信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃と相補的にアクティブにする制御を解除する必要がある。
【００３１】
本実施の形態では、電流Ｉ_Dを理想的に抑制することができ、時刻ｔ₁，ｔ₂，ｔ₃のいずれにおいてもほぼ従来の１／３の値とすることができる。従って多相モータ２００が大きな電流を必要とする場合、例えば空気調和機の圧縮機用インバータにおいて特に好適である。
【００３２】
第２の実施の形態．
図３は第２の実施の形態の動作を示すグラフである。本実施の形態では、ブートストラップキャパシタ７１，７２，７３の初期充電期間においても信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃を信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃と相補的にアクティブにする制御を解除しない。そして通常の運転前の数キャリア分を初期充電期間に充当する。
【００３３】
時刻ｔ₁₀〜ｔ₂₀，ｔ₂₀〜ｔ₂₂，ｔ₂₂〜ｔ₂₄の期間はそれぞれ１キャリア分に相当する。初期充電においてローアームのＩＧＢＴ３１，３２，３３は、最初にそれぞれ時刻ｔ₁₁，ｔ₁₂，ｔ₁₃にオンした後に一旦時刻ｔ₂₀にオフし、その後は共通して同じタイミングで間欠的なオフ／オンをキャリア毎に所定回数繰り返す。図３では２番目のキャリアの期間中は時刻ｔ₂₀〜ｔ₂₁においてオフ、時刻ｔ₂₁〜ｔ₂₂においてオンし、３番目のキャリアの期間中は時刻ｔ₂₂〜ｔ₂₃においてオフ、時刻ｔ₂₃〜ｔ₂₄においてオンする態様が例示されている。つまりここでは初期充電期間は最初のキャリア１つ分であって、時刻ｔ₂₀以降は通常のモータ回転時の動作が行われている。
【００３４】
本実施の形態においてはブートストラップキャパシタ７１，７２，７３にそれぞれ流れる電流Ｉ_U，Ｉ_V，Ｉ_Wの立ち上がりのずれは数十〜数百μｓであり、電流Ｉ_Dの立ち上がりは第１の実施の形態と比較すると大きい。しかし、勿論、従来の場合と比較すれば電流Ｉ_Dの立ち上がりは小さく、また第１の実施の形態のように初期充電期間において信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃を信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃と相補的にアクティブにする制御を解除する必要はない。一般に通常運転前の数キャリアにおいては、信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃と信号Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃とは相補的な関係を保ちつつも、通常に回転磁界を与える以外の態様に各信号Ｓ₄₁，Ｓ₄₂，Ｓ₄₃，Ｓ₅₁，Ｓ₅₂，Ｓ₅₃を制御しうる期間が設定されるからである。
【００３５】
実際に本実施の形態を適用すると、充電用電源ＶＤの不安定化を避けるという効果よりも、シャント抵抗６における電圧を小さくするという効果において有利である。従って、比較的小さな電流を扱う多相モータ２００、例えば空気調和機のファン用モータを制御するインバータにおいて特に好適である。
【００３６】
【発明の効果】
この発明のうち第１の態様及び第２の態様のブートストラップキャパシタの充電方法によれば、第２の電源（ＶＤ）の負荷の瞬間的な増大が抑制できるので、第２の電源（ＶＤ）の誤動作を回避することができる。またローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）とハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，２３）とが相補的にオン／オフする制御の下においても、当該充電方法の効果を得ることができる。
【００３９】
この発明のうち第３の態様のブートストラップキャパシタの充電方法によれば、ブートストラップキャパシタの初期充電において、一度に大きな電流が電流検出抵抗（６）に流れることを回避でき、過電流を検出したと誤って認識することがない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態のうち、基本的な考え方を例示するグラフである。
【図２】第１の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図３】第２の実施の形態の動作を示すグラフである。
【図４】インバータ回路と多相モータとの接続関係を示す回路図である。
【図５】従来の動作を示すグラフである。
【符号の説明】
８１，８２，８３ 出力線
２００ 多相モータ
ＶＣ モータ用電源
ＶＤ 充電用電源
６ 電流検出用抵抗
１１，１２，１３ 抵抗
２１，２２，２３，３１，３２，３３ ＩＧＢＴ
４１，４２，４３ ドライバ
７１，７２，７３ ブートストラップキャパシタ

Claims (6)

1. 多相負荷（２００）に接続され、多相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の各相に対応する出力線（８１，８２，８３）と、
   前記各相に対応して設けられたブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）と、
   前記各相に対応して設けられ、前記各相における前記出力線（８１，８２，８３）と第１の電源（ＶＣ）との間に接続されるハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，２３）と、
   前記各相に対応して設けられ、前記各相における前記出力線（８１，８２，８３）と前記第１の電源（ＶＣ）よりも低い電位を与える第２の電源（Ｇ）との間に接続されるローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）と
   を備えるインバータ回路に対し、
   前記各相毎にタイミング（ｔ ₁₁ ，ｔ ₁₂ ，ｔ ₁₃ ）を異ならせて前記ローアーム側スイッチング素子を最初にオンすることで、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）の初期充電を開始し、
   前記初期充電においては、
   前記ローアーム側スイッチング素子のオン期間は相互に重複する期間があり、
   前記ハイアーム側スイッチング素子をオンする信号（Ｓ ₄₁ ，Ｓ ₄₂ ，Ｓ ₄₃ ）と前記ローアーム側スイッチング素子をオンする信号（Ｓ ₅₁ ，Ｓ ₅₂ ，Ｓ ₅₃ ）とは相補的である、ブートストラップキャパシタの充電方法。
2. 前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）は、前記各相における前記出力線（８１，８２，８３）と、前記第２の電源（Ｇ）よりも高く前記第１の電源（ＶＣ）よりも低い電位を与える第３の電源（ＶＤ）との間に接続される、請求項１記載のブートストラップキャパシタの充電方法。
3. 前記インバータ回路は、
   前記各相に対応して設けられ、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）の両端の電圧のそれぞれに基づいて前記ハイアーム側スイッチング素子（２１，２２，２３）の各々のそれぞれを駆動するハイアーム側ドライバ（４１，４２，４３）を更に備える、請求項１又は請求項２に記載のブートストラップキャパシタの充電方法。
4. 前記インバータ回路は、
   前記各相毎に、前記ブートストラップキャパシタ（７１，７２，７３）の充電経路に直列に接続される抵抗（１１，１２，１３）
   を更に備える、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載のブートストラップキャパシタの充電方法。
5. 前記多相負荷（２００）は所定のキャリア期間に基づいて動作し、
   前記初期充電において前記ローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）は最初にオンした後に一旦オフし、その後は前記各相に共通して同じタイミングで間欠的なオフ／オンを前記キャリア期間毎に所定回数繰り返す、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載のブートストラップキャパシタの充電方法。
6. 前記インバータ回路は、前記ローアーム側スイッチング素子（３１，３２，３３）と前記第２の電源（Ｇ）との間に接続された電流検出抵抗（６）を更に備える、請求項１乃至請求項５のいずれか一つに記載のブートストラップキャパシタの充電方法。

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