JP2003033042A - 二相変調制御式インバータ装置 - Google Patents
二相変調制御式インバータ装置Info
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- JP2003033042A JP2003033042A JP2001217843A JP2001217843A JP2003033042A JP 2003033042 A JP2003033042 A JP 2003033042A JP 2001217843 A JP2001217843 A JP 2001217843A JP 2001217843 A JP2001217843 A JP 2001217843A JP 2003033042 A JP2003033042 A JP 2003033042A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】回路構成の複雑化を抑止しつつ三相インバータ
回路が直流端側に発生する高調波電圧を低減することに
より平滑コンデンサの電力損失や発熱の低減、平滑コン
デンサの小型化、冷却負担の低減、効率の向上を実現可
能な二相変調制御式インバータ装置を提供すること。 【解決手段】二相変調式ＰＷＭ制御を行うインバータ装
置において、ＰＷＭ制御する２つの相のうちの一方のス
イッチング素子をオン又はオフする期間の中心時点と、
残る２つの相のうちの他方のスイッチング素子をオン又
はオフする期間の中心時点とを、ＰＷＭキャリヤ周期を
２πとする時に略πだけ位相シフトする。これにより、
高周波スイッチング電力を大幅に低減できることがわか
った。
回路が直流端側に発生する高調波電圧を低減することに
より平滑コンデンサの電力損失や発熱の低減、平滑コン
デンサの小型化、冷却負担の低減、効率の向上を実現可
能な二相変調制御式インバータ装置を提供すること。 【解決手段】二相変調式ＰＷＭ制御を行うインバータ装
置において、ＰＷＭ制御する２つの相のうちの一方のス
イッチング素子をオン又はオフする期間の中心時点と、
残る２つの相のうちの他方のスイッチング素子をオン又
はオフする期間の中心時点とを、ＰＷＭキャリヤ周期を
２πとする時に略πだけ位相シフトする。これにより、
高周波スイッチング電力を大幅に低減できることがわか
った。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、三相インバータの
一相を順次スイッチング停止する二相変調制御式インバ
ータ装置に関する。
一相を順次スイッチング停止する二相変調制御式インバ
ータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】三相交
流モータを駆動するために直流電圧をＰＷＭ制御して三
相交流電圧を発生する三相インバータ回路をもつ三相モ
ータ駆動制御装置では、三相インバータ回路に直流電力
を給電するバッテリに平滑コンデンサを接続してインバ
ータのスイッチングなどに伴う高調波電圧を吸収し、バ
ッテリの充放電負担を軽減している。
流モータを駆動するために直流電圧をＰＷＭ制御して三
相交流電圧を発生する三相インバータ回路をもつ三相モ
ータ駆動制御装置では、三相インバータ回路に直流電力
を給電するバッテリに平滑コンデンサを接続してインバ
ータのスイッチングなどに伴う高調波電圧を吸収し、バ
ッテリの充放電負担を軽減している。
【０００３】従来の上記ＰＷＭ制御におけるＰＷＭ信号
形成例を図３の電圧波形図を参照して説明する。
形成例を図３の電圧波形図を参照して説明する。
【０００４】１００は各相共通の基準波電圧であり、こ
こでは三角波電圧が用いられているが、鋸波電圧でもよ
い。Vu、Vv、Vwは電圧指令値信号であり上記三角波電圧
と比較されて、三相のＰＷＭ信号Pu、Pv、Pwが形成され
る。
こでは三角波電圧が用いられているが、鋸波電圧でもよ
い。Vu、Vv、Vwは電圧指令値信号であり上記三角波電圧
と比較されて、三相のＰＷＭ信号Pu、Pv、Pwが形成され
る。
【０００５】上記三相モータ駆動制御装置において、イ
ンバータ回路の制御により三相交流モータを駆動するイ
ンバータの一アームを順次スイッチング停止してモータ
の三相交流端子の一相電位を固定し、かつ、停止しない
相の電圧指令値を停止相のスイッチング停止の間だけシ
フト（ＤＣバイアス）してこの停止が各相間電流（相間
電圧）に与える影響をキャンセルする二相変調式モータ
駆動制御装置が知られている。
ンバータ回路の制御により三相交流モータを駆動するイ
ンバータの一アームを順次スイッチング停止してモータ
の三相交流端子の一相電位を固定し、かつ、停止しない
相の電圧指令値を停止相のスイッチング停止の間だけシ
フト（ＤＣバイアス）してこの停止が各相間電流（相間
電圧）に与える影響をキャンセルする二相変調式モータ
駆動制御装置が知られている。
【０００６】電圧が正の最大値に近い相電圧を正の最大
値すなわち常時上アームon固定状態でＰＷＭ停止とする
か、又は、電圧が負の最大値に近い相電圧を負の最大値
すなわち常時下アームon固定状態でＰＷＭ停止とする停
止相決定方式が好適であり、通常行われている。したが
って、たとえば、モータが電気角２π回転する期間中
に、Ｕ相上アーム固定期間、Ｖ相下アーム固定期間、Ｗ
相上アーム固定期間、Ｕ相下アーム固定期間、Ｖ相上ア
ーム固定期間、Ｗ相下アーム固定期間が互いに重ならな
いように設定される他、三相のいずれの相もＰＷＭを停
止しない期間も適宜設定されることもある。
値すなわち常時上アームon固定状態でＰＷＭ停止とする
か、又は、電圧が負の最大値に近い相電圧を負の最大値
すなわち常時下アームon固定状態でＰＷＭ停止とする停
止相決定方式が好適であり、通常行われている。したが
って、たとえば、モータが電気角２π回転する期間中
に、Ｕ相上アーム固定期間、Ｖ相下アーム固定期間、Ｗ
相上アーム固定期間、Ｕ相下アーム固定期間、Ｖ相上ア
ーム固定期間、Ｗ相下アーム固定期間が互いに重ならな
いように設定される他、三相のいずれの相もＰＷＭを停
止しない期間も適宜設定されることもある。
【０００７】上記したＰＷＭ制御ではインバータ回路の
各スイッチング素子の断続により生じてバッテリ側へ流
れる高周波電流は、ラインインダクタンスによりサージ
電圧に変換されるので平滑コンデンサによりそれを吸収
する必要が有り、その結果、大容量の高周波コンデンサ
を装備せねばならず、平滑コンデンサの損失、発熱によ
り平滑コンデンサの冷却機構の必要性も生じた。
各スイッチング素子の断続により生じてバッテリ側へ流
れる高周波電流は、ラインインダクタンスによりサージ
電圧に変換されるので平滑コンデンサによりそれを吸収
する必要が有り、その結果、大容量の高周波コンデンサ
を装備せねばならず、平滑コンデンサの損失、発熱によ
り平滑コンデンサの冷却機構の必要性も生じた。
【０００８】本発明は、上記問題に鑑みなされたもので
あり、回路構成の複雑化を抑止しつつ三相インバータ回
路が直流端側に発生する高調波電圧を低減することによ
り平滑コンデンサの電力損失や発熱の低減、平滑コンデ
ンサの小型化、冷却負担の低減、効率の向上を実現可能
な二相変調式モータ駆動制御装置を提供することをその
目的としている。
あり、回路構成の複雑化を抑止しつつ三相インバータ回
路が直流端側に発生する高調波電圧を低減することによ
り平滑コンデンサの電力損失や発熱の低減、平滑コンデ
ンサの小型化、冷却負担の低減、効率の向上を実現可能
な二相変調式モータ駆動制御装置を提供することをその
目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の二相変調
制御式インバータ装置は、三相交流モータを駆動制御す
る三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路の所
定の一相のスイッチング素子のオンオフ状態を所定の順
序で一相ずつ順次固定して停止相となし、前記停止相以
外の二相のスイッチング素子を所定のＰＷＭキャリヤ周
期でＰＷＭ制御するインバータ回路制御部とを備える二
相変調制御式インバータ装置において、前記インバータ
回路制御部は、ＰＷＭ制御する前記ニ相のうちの一方の
前記スイッチング素子をオン又はオフする期間の中心時
点と、前記ニ相のうちの他方の前記スイッチング素子を
オン又はオフする期間の中心時点とを一致させないこと
を特徴としている。
制御式インバータ装置は、三相交流モータを駆動制御す
る三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路の所
定の一相のスイッチング素子のオンオフ状態を所定の順
序で一相ずつ順次固定して停止相となし、前記停止相以
外の二相のスイッチング素子を所定のＰＷＭキャリヤ周
期でＰＷＭ制御するインバータ回路制御部とを備える二
相変調制御式インバータ装置において、前記インバータ
回路制御部は、ＰＷＭ制御する前記ニ相のうちの一方の
前記スイッチング素子をオン又はオフする期間の中心時
点と、前記ニ相のうちの他方の前記スイッチング素子を
オン又はオフする期間の中心時点とを一致させないこと
を特徴としている。
【００１０】本発明によれば、二相変調制御式インバー
タ装置において、停止相以外の２つの相（以下、ＰＷＭ
制御相と呼ぶ）のスイッチング素子のオン期間（又はオ
フ期間）の中心時点を互いに所定期間、好適にはπ／２
〜３π／２だけずらせる。
タ装置において、停止相以外の２つの相（以下、ＰＷＭ
制御相と呼ぶ）のスイッチング素子のオン期間（又はオ
フ期間）の中心時点を互いに所定期間、好適にはπ／２
〜３π／２だけずらせる。
【００１１】本発明者らの実験によれば、上記した２つ
のＰＷＭ制御相のスイッチング素子（同一アーム側）の
上記中心時点の位相シフトを実施することにより、実施
しない場合に比較して、インバータ回路の直流端に生じ
る高周波スイッチング電力を大幅に低減できることがわ
かった。
のＰＷＭ制御相のスイッチング素子（同一アーム側）の
上記中心時点の位相シフトを実施することにより、実施
しない場合に比較して、インバータ回路の直流端に生じ
る高周波スイッチング電力を大幅に低減できることがわ
かった。
【００１２】本発明者の推測によれば、この高周波スイ
ッチング電力の低減は、２つのＰＷＭ制御相のスイッチ
ング素子（同一アーム側）の上記中心時点の位相シフト
により、電源側からこれら二つのＰＷＭ制御相に電流i
１、電流i２を同時に給電する期間（以下、同時給電期
間）が互いに重ならないように、もしくは重なりが減少
するようになるためであると推測している。なお、電流
i１は電源（実際には平滑コンデンサ）側から上記二つ
のＰＷＭ制御相の一方に給電する高周波電流成分とし、
電流i２は電源（実際には平滑コンデンサ）側から上記
二つのＰＷＭ制御相の他方に給電する高周波電流成分と
する。
ッチング電力の低減は、２つのＰＷＭ制御相のスイッチ
ング素子（同一アーム側）の上記中心時点の位相シフト
により、電源側からこれら二つのＰＷＭ制御相に電流i
１、電流i２を同時に給電する期間（以下、同時給電期
間）が互いに重ならないように、もしくは重なりが減少
するようになるためであると推測している。なお、電流
i１は電源（実際には平滑コンデンサ）側から上記二つ
のＰＷＭ制御相の一方に給電する高周波電流成分とし、
電流i２は電源（実際には平滑コンデンサ）側から上記
二つのＰＷＭ制御相の他方に給電する高周波電流成分と
する。
【００１３】いま、上記高周波スイッチング電力を吸収
する平滑コンデンサの損失を考えると、この平滑コンデ
ンサの損失をP、この平滑コンデンサが静電容量と並列
に等価抵抗Rと仮定すれば、平滑コンデンサに流れる高
周波電流は、上述したようにi1＋i2が重なっている場
合、 P＝R×（i1＋i2）2 ＝R×（（i1）2＋２i1・i2＋（i
2）2） となる。これに対して、電源（実際には平滑コンデン
サ）側から上記二つのＰＷＭ制御相の一方に給電する高
周波電流成分i１と、その他方に給電する高周波電流成
分i２とが全く重なっていない場合、 P＝R×（（i1）2 ＋（i2）2） となる。結局、本発明によれば、少なくとも上記２i1・
i2だけは、平滑コンデンサの電力損失や発熱を低減でき
ることがわかる。更に、平滑コンデンサだけでなく、配
線などの電力損失や発熱も同様に低減することができ
る。その他、インバータ回路内の各スイッチング素子と
逆並列に接続された環流（フライホイル）ダイオードを
通じて、インバータ回路内部でモータ電流が環流する電
流量が増大して、電源側から供給する高周波スイッチン
グ電流量が低減できるため、平滑コンデンサを電力損失
を低減できる可能性も存在する。
する平滑コンデンサの損失を考えると、この平滑コンデ
ンサの損失をP、この平滑コンデンサが静電容量と並列
に等価抵抗Rと仮定すれば、平滑コンデンサに流れる高
周波電流は、上述したようにi1＋i2が重なっている場
合、 P＝R×（i1＋i2）2 ＝R×（（i1）2＋２i1・i2＋（i
2）2） となる。これに対して、電源（実際には平滑コンデン
サ）側から上記二つのＰＷＭ制御相の一方に給電する高
周波電流成分i１と、その他方に給電する高周波電流成
分i２とが全く重なっていない場合、 P＝R×（（i1）2 ＋（i2）2） となる。結局、本発明によれば、少なくとも上記２i1・
i2だけは、平滑コンデンサの電力損失や発熱を低減でき
ることがわかる。更に、平滑コンデンサだけでなく、配
線などの電力損失や発熱も同様に低減することができ
る。その他、インバータ回路内の各スイッチング素子と
逆並列に接続された環流（フライホイル）ダイオードを
通じて、インバータ回路内部でモータ電流が環流する電
流量が増大して、電源側から供給する高周波スイッチン
グ電流量が低減できるため、平滑コンデンサを電力損失
を低減できる可能性も存在する。
【００１４】上記した理由により、本発明の二相変調制
御式インバータ装置によれば、従来比較して平滑コンデ
ンサの小型化、効率向上、冷却負担の低減を実現するこ
とができ、実用性に優れている。
御式インバータ装置によれば、従来比較して平滑コンデ
ンサの小型化、効率向上、冷却負担の低減を実現するこ
とができ、実用性に優れている。
【００１５】なお、従来、停止相以外の残る２つのＰＷ
Ｍ制御相のスイッチング素子（同一アーム側）のオン期
間中心時点を一致させていたのは、インバータ回路制御
部の回路構成が多少簡素化できるためであると思われ
る。
Ｍ制御相のスイッチング素子（同一アーム側）のオン期
間中心時点を一致させていたのは、インバータ回路制御
部の回路構成が多少簡素化できるためであると思われ
る。
【００１６】請求項２記載の構成は請求項１記載の二相
変調制御式インバータ装置において更に、前記ニ相のう
ちの一方の前記スイッチング素子をオン又はオフする期
間の中心時点と、前記ニ相のうちの他方の前記スイッチ
ング素子をオン又はオフする期間の中心時点との間に所
定の位相シフト期間を設定し、前記記位相シフト期間
は、前記ＰＷＭキャリヤ周期を２πとした場合に略πに
設定されることを特徴としている。ここでいう略πと
は、５π／６〜７π／６の範囲を言うものとする。
変調制御式インバータ装置において更に、前記ニ相のう
ちの一方の前記スイッチング素子をオン又はオフする期
間の中心時点と、前記ニ相のうちの他方の前記スイッチ
ング素子をオン又はオフする期間の中心時点との間に所
定の位相シフト期間を設定し、前記記位相シフト期間
は、前記ＰＷＭキャリヤ周期を２πとした場合に略πに
設定されることを特徴としている。ここでいう略πと
は、５π／６〜７π／６の範囲を言うものとする。
【００１７】このようにすれば、ＰＷＭデューティ比が
大きくなっても上記電流i１とi2との時間的な重なりを
低減できるので、上記効果を一層向上することができ
る。
大きくなっても上記電流i１とi2との時間的な重なりを
低減できるので、上記効果を一層向上することができ
る。
【００１８】
【発明の実施の形態】本発明の好適な態様を以下の実施
例を参照して説明する。 （全体構成）この実施例の二相変調制御式インバータ装
置は、図１に示すように、直流電圧を三相交流電圧に変
換して三相交流モータ１の電機子コイルに印加する三相
のインバータ（本発明で言うインバータ回路）２、イン
バータ２を制御するコントローラ（本発明で言うインバ
ータ回路制御部）３、モータ電流を検出する電流センサ
４、平滑コンデンサ５からなり、インバータ２の一対の
直流端はバッテリ６の両端に接続され、平滑コンデンサ
５はバッテリ６と並列に接続されている。
例を参照して説明する。 （全体構成）この実施例の二相変調制御式インバータ装
置は、図１に示すように、直流電圧を三相交流電圧に変
換して三相交流モータ１の電機子コイルに印加する三相
のインバータ（本発明で言うインバータ回路）２、イン
バータ２を制御するコントローラ（本発明で言うインバ
ータ回路制御部）３、モータ電流を検出する電流センサ
４、平滑コンデンサ５からなり、インバータ２の一対の
直流端はバッテリ６の両端に接続され、平滑コンデンサ
５はバッテリ６と並列に接続されている。
【００１９】インバータ２は、U相インバータ２１、V相
インバータ２２、W相インバータ２３をもち、各相イン
バータ２１〜２３はそれぞれ、上アーム側スイッチング
素子としてＩＧＢＴ素子２０１〜２０３を、下アーム側
スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子２０４〜２０６を
個別に有している。なお、各ＩＧＢＴ素子２０１〜２０
６には、それぞれフライホイルダイオードを逆並列に接
続されているが、これらフライホイルダイオードの図示
は省略されている。
インバータ２２、W相インバータ２３をもち、各相イン
バータ２１〜２３はそれぞれ、上アーム側スイッチング
素子としてＩＧＢＴ素子２０１〜２０３を、下アーム側
スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子２０４〜２０６を
個別に有している。なお、各ＩＧＢＴ素子２０１〜２０
６には、それぞれフライホイルダイオードを逆並列に接
続されているが、これらフライホイルダイオードの図示
は省略されている。
【００２０】（コントローラ３）コントローラ３は、図
２に示すように、電流センサ４が検出したモータ電流
と、図示しない車両ＥＣＵから入力されるトルク指令値
とから三相電圧指令値信号Vu、Vv、Vwを演算する電圧指
令値演算手段３１と、三相電圧指令値信号Vu、Vv、Vwを
三相の基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwに変換するＰＷＭ信号変
換手段３２と、基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwを補正して二相
変調ＰＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’を形成する二相変調手段
３３と、二相変調手段３３から出力される二相変調のＰ
ＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’のうち停止相以外の２つの相の
うちの一方の位相を他方に対してπだけ（ＰＷＭ信号の
キャリヤ周期を２πとした場合）シフトする一相シフト
手段３４とを有している。
２に示すように、電流センサ４が検出したモータ電流
と、図示しない車両ＥＣＵから入力されるトルク指令値
とから三相電圧指令値信号Vu、Vv、Vwを演算する電圧指
令値演算手段３１と、三相電圧指令値信号Vu、Vv、Vwを
三相の基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwに変換するＰＷＭ信号変
換手段３２と、基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwを補正して二相
変調ＰＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’を形成する二相変調手段
３３と、二相変調手段３３から出力される二相変調のＰ
ＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’のうち停止相以外の２つの相の
うちの一方の位相を他方に対してπだけ（ＰＷＭ信号の
キャリヤ周期を２πとした場合）シフトする一相シフト
手段３４とを有している。
【００２１】（電圧指令値演算手段３１）電圧指令値演
算手段３１は、入力されるトルク指令値及び検出、演算
した三相モータ電流、回転角などからモータ１に出力す
るべき三相電圧指令値信号Vu、Vv、Vwを決定する回路で
あって、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）マイコ
ン又はＤＳＰ又はロジック回路又はそれらの組み合わせ
のいずれで構成されてもよいことは当然であるが、もは
や周知であり、かつ、本発明の要部でもないので、詳細
な回路説明は省略する。 （基本ＰＷＭ信号変換手段３２）基本ＰＷＭ信号変換手
段３２は、比較的簡単であるのでロジック回路で構成さ
れることが好適であるがマイコン構成によりソフトウエ
ア処理することもできる。
算手段３１は、入力されるトルク指令値及び検出、演算
した三相モータ電流、回転角などからモータ１に出力す
るべき三相電圧指令値信号Vu、Vv、Vwを決定する回路で
あって、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）マイコ
ン又はＤＳＰ又はロジック回路又はそれらの組み合わせ
のいずれで構成されてもよいことは当然であるが、もは
や周知であり、かつ、本発明の要部でもないので、詳細
な回路説明は省略する。 （基本ＰＷＭ信号変換手段３２）基本ＰＷＭ信号変換手
段３２は、比較的簡単であるのでロジック回路で構成さ
れることが好適であるがマイコン構成によりソフトウエ
ア処理することもできる。
【００２２】基本ＰＷＭ信号変換手段３２は、三角波発
生回路３２１と、三角波発生回路３２１から出力される
三角波電圧により、アナログ電圧である三相電圧指令値
信号Vu、Vv、Vwを断続して三相の基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,
Pwを形成する３つのコンパレータを含むスイッチング回
路３２２とで構成されている。三角波電圧の１周期がＰ
ＷＭ信号の１キャリヤ周期となる。この基本ＰＷＭ信号
変換手段３２の動作は、図３に示す電圧波形図により示
される従来と同じである。
生回路３２１と、三角波発生回路３２１から出力される
三角波電圧により、アナログ電圧である三相電圧指令値
信号Vu、Vv、Vwを断続して三相の基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,
Pwを形成する３つのコンパレータを含むスイッチング回
路３２２とで構成されている。三角波電圧の１周期がＰ
ＷＭ信号の１キャリヤ周期となる。この基本ＰＷＭ信号
変換手段３２の動作は、図３に示す電圧波形図により示
される従来と同じである。
【００２３】なお、三角波電圧により三相変調されてい
る基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwは、０Ｖを変調波（三角波電
圧）の波高値の１／２に設定する。基本ＰＷＭ信号変換
手段３２は、もはや周知であり、かつ、本発明の要部で
もないので、詳細な回路説明は省略する。 （二相変調手段３３）二相変調手段３３は、ロジック回
路で構成されることが好適であるがマイコン構成により
ソフトウエア処理することもできる。二相変調手段３３
は、三相の基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwを、所定のスイッチ
ング停止条件に基づいて二相変調ＰＷＭ信号Pu’,Pv’,
Pw’に変換する。すなわち、モータの電気角２πに相当
する周期内に６個の１相固定期間を互いに設定し、各１
相固定期間内において、三相インバータ回路２の３つの
相インバータ回路２１〜２３のうちの一つのＰＷＭ制御
が停止される。したがって、この停止相の上アーム側Ｉ
ＧＢＴ素子と下アーム側ＩＧＢＴ素子のどちらか一方は
この１相固定期間中ずっとオンされ、他方はずっとオフ
される。上述したように、三相の基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,
Pwのパルス幅又はパルス間隔のうち最も大きい相が停止
相に選ばれ、パルス幅が大きい場合にこの停止相の上ア
ーム側ＩＧＢＴ素子が常時オンされ、パルス間隔が大き
い場合にこの停止相の下アーム側ＩＧＢＴ素子が常時オ
ンされる。
る基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwは、０Ｖを変調波（三角波電
圧）の波高値の１／２に設定する。基本ＰＷＭ信号変換
手段３２は、もはや周知であり、かつ、本発明の要部で
もないので、詳細な回路説明は省略する。 （二相変調手段３３）二相変調手段３３は、ロジック回
路で構成されることが好適であるがマイコン構成により
ソフトウエア処理することもできる。二相変調手段３３
は、三相の基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwを、所定のスイッチ
ング停止条件に基づいて二相変調ＰＷＭ信号Pu’,Pv’,
Pw’に変換する。すなわち、モータの電気角２πに相当
する周期内に６個の１相固定期間を互いに設定し、各１
相固定期間内において、三相インバータ回路２の３つの
相インバータ回路２１〜２３のうちの一つのＰＷＭ制御
が停止される。したがって、この停止相の上アーム側Ｉ
ＧＢＴ素子と下アーム側ＩＧＢＴ素子のどちらか一方は
この１相固定期間中ずっとオンされ、他方はずっとオフ
される。上述したように、三相の基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,
Pwのパルス幅又はパルス間隔のうち最も大きい相が停止
相に選ばれ、パルス幅が大きい場合にこの停止相の上ア
ーム側ＩＧＢＴ素子が常時オンされ、パルス間隔が大き
い場合にこの停止相の下アーム側ＩＧＢＴ素子が常時オ
ンされる。
【００２４】スイッチング停止相及び停止条件の選択
は、たとえばあらかじめテーブルとして記憶する図４に
示す第１表に、三相の電圧補正済みＰＷＭ信号を入力し
て行う。なお、図４において、Ｂは基本ＰＷＭ信号Pu,P
v,Pwのパルス幅が三角波電圧の半周期より大きい状態を
示し、Ｓは基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwのパルス幅が三角波
電圧の半周期より小さい状態を示す。これにより、２相
変調のためのスイッチング停止相及びその停止条件が決
定される。
は、たとえばあらかじめテーブルとして記憶する図４に
示す第１表に、三相の電圧補正済みＰＷＭ信号を入力し
て行う。なお、図４において、Ｂは基本ＰＷＭ信号Pu,P
v,Pwのパルス幅が三角波電圧の半周期より大きい状態を
示し、Ｓは基本ＰＷＭ信号Pu,Pv,Pwのパルス幅が三角波
電圧の半周期より小さい状態を示す。これにより、２相
変調のためのスイッチング停止相及びその停止条件が決
定される。
【００２５】次に、スイッチング停止相のパルス幅がこ
のスイッチング停止により変化したパルス幅変更分だ
け、残る二相の基本ＰＷＭ信号のパルス幅を変更する。
この変更は、残る二相の基本ＰＷＭ信号のパルスの立ち
上がりエッジをパルス幅の変更分の半分だけ早め、か
つ、残る二相の基本ＰＷＭ信号のパルスの立ち上がりエ
ッジをパルス幅の変更分の半分だけ遅らせることによ
り、二相の基本ＰＷＭ信号のパルスの時間軸方向の中心
点を変更しないように行うが、残る二相の基本ＰＷＭ信
号のパルスの立ち上がりエッジを上記パルス幅の変更分
だけ早めたり、あるいは残る二相の基本ＰＷＭ信号のパ
ルスの立ち下がりエッジを上記パルス幅の変更分だけ遅
らせて行ってもよい。
のスイッチング停止により変化したパルス幅変更分だ
け、残る二相の基本ＰＷＭ信号のパルス幅を変更する。
この変更は、残る二相の基本ＰＷＭ信号のパルスの立ち
上がりエッジをパルス幅の変更分の半分だけ早め、か
つ、残る二相の基本ＰＷＭ信号のパルスの立ち上がりエ
ッジをパルス幅の変更分の半分だけ遅らせることによ
り、二相の基本ＰＷＭ信号のパルスの時間軸方向の中心
点を変更しないように行うが、残る二相の基本ＰＷＭ信
号のパルスの立ち上がりエッジを上記パルス幅の変更分
だけ早めたり、あるいは残る二相の基本ＰＷＭ信号のパ
ルスの立ち下がりエッジを上記パルス幅の変更分だけ遅
らせて行ってもよい。
【００２６】二相変調手段３３は、もはや周知であり、
かつ、本発明の要部でもないので、詳細な回路説明は省
略する。 （一相シフト手段３４）一相シフト手段３４は、この実
施例の要部をなすものであり、二相変調ＰＷＭ信号P
u’,Pv’,Pw’のうち、停止相ではない２つの二相変調
ＰＷＭ信号の一方を他方に対してπ（ＰＷＭキャリヤ周
期を２πとする）だけシフトして一相シフト二相変調Ｐ
ＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’とする回路機能をもつ。
かつ、本発明の要部でもないので、詳細な回路説明は省
略する。 （一相シフト手段３４）一相シフト手段３４は、この実
施例の要部をなすものであり、二相変調ＰＷＭ信号P
u’,Pv’,Pw’のうち、停止相ではない２つの二相変調
ＰＷＭ信号の一方を他方に対してπ（ＰＷＭキャリヤ周
期を２πとする）だけシフトして一相シフト二相変調Ｐ
ＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’とする回路機能をもつ。
【００２７】このような回路機能は、マイコン制御であ
ってもデジタルパルス回路でも簡単に実現できるので、
回路図示は省略する。すなわち、三角波電圧の周波数は
あらかじめ決定された所定値に固定されているので、こ
の周波数の逆数値であるＰＷＭキャリヤ周期の半分の時
間だけ、停止されない２つの相の二相変調ＰＷＭ信号を
シフトレジスタ又はカウンタ又はデジタル遅延回路どど
を用いて遅延すればよい。
ってもデジタルパルス回路でも簡単に実現できるので、
回路図示は省略する。すなわち、三角波電圧の周波数は
あらかじめ決定された所定値に固定されているので、こ
の周波数の逆数値であるＰＷＭキャリヤ周期の半分の時
間だけ、停止されない２つの相の二相変調ＰＷＭ信号を
シフトレジスタ又はカウンタ又はデジタル遅延回路どど
を用いて遅延すればよい。
【００２８】一相シフト手段３４で形成された二相変調
ＰＷＭ信号Pu”,Pu”,Pv”は、電力増幅されてインバー
タ回路２の上アーム側のＩＧＢＴ素子２０１〜２０３に
出力され、上記二相変調ＰＷＭ信号Pu”,Pu”,Pv”をイ
ンバータで反転した反二相変調ＰＷＭ信号Pu”,Pu”,P
v”が電力増幅されてインバータ回路２の下アーム側の
ＩＧＢＴ素子２０４〜２０６に出力される。
ＰＷＭ信号Pu”,Pu”,Pv”は、電力増幅されてインバー
タ回路２の上アーム側のＩＧＢＴ素子２０１〜２０３に
出力され、上記二相変調ＰＷＭ信号Pu”,Pu”,Pv”をイ
ンバータで反転した反二相変調ＰＷＭ信号Pu”,Pu”,P
v”が電力増幅されてインバータ回路２の下アーム側の
ＩＧＢＴ素子２０４〜２０６に出力される。
【００２９】なお、各ＩＧＢＴ素子２０１〜２０６のう
ち、停止相でない残る２つの相のそれぞれ一対のＩＧＢ
Ｔ素子のうち、上アーム側又は下アーム側どちらか一方
のＩＧＢＴ素子を常時オンし、他方をＰＷＭ制御するこ
とも可能である。たとえば、今、Ｕ相上アーム側のＩＧ
ＢＴ素子２０１を常時オン固定する期間において、Ｖ相
上アーム側のＩＧＢＴ素子２０２及びＷ相上アーム側の
ＩＧＢＴ素子２０３を常時オンし、Ｖ相下アーム側のＩ
ＧＢＴ素子２０５及びＷ相下アーム側のＩＧＢＴ素子２
０６をＰＷＭ制御することも可能であり、停止ＩＧＢＴ
素子の変更とともに残る２相の常時オンするＩＧＢＴ素
子を変更していけばよい。この種のＩＧＢＴ固定技術は
既に公知であるので、詳細な説明は省略する。
ち、停止相でない残る２つの相のそれぞれ一対のＩＧＢ
Ｔ素子のうち、上アーム側又は下アーム側どちらか一方
のＩＧＢＴ素子を常時オンし、他方をＰＷＭ制御するこ
とも可能である。たとえば、今、Ｕ相上アーム側のＩＧ
ＢＴ素子２０１を常時オン固定する期間において、Ｖ相
上アーム側のＩＧＢＴ素子２０２及びＷ相上アーム側の
ＩＧＢＴ素子２０３を常時オンし、Ｖ相下アーム側のＩ
ＧＢＴ素子２０５及びＷ相下アーム側のＩＧＢＴ素子２
０６をＰＷＭ制御することも可能であり、停止ＩＧＢＴ
素子の変更とともに残る２相の常時オンするＩＧＢＴ素
子を変更していけばよい。この種のＩＧＢＴ固定技術は
既に公知であるので、詳細な説明は省略する。
【００３０】二相変調ＰＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’、一相
シフト二相変調ＰＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’の例を図５に
示す。
シフト二相変調ＰＷＭ信号Pu’,Pv’,Pw’の例を図５に
示す。
【００３１】（実施例効果）上記したこの実施例の一相
シフト二相変調ＰＷＭ制御法を採用すると、上述の理由
によると思われる平滑コンデンサ５の電力損失及び発熱
低減を実現できた。
シフト二相変調ＰＷＭ制御法を採用すると、上述の理由
によると思われる平滑コンデンサ５の電力損失及び発熱
低減を実現できた。
【００３２】同一モータ及び同一インバータ回路及び平
滑コンデンサを用い、ただ、三相ＰＷＭ制御時の一相モ
ータ電流を図６に、一相シフト二相変調ＰＷＭ制御時の
一相モータ電流を図７に、リップル電流を図８〜図１１
に示す。図８は出力トルクが最大トルクの４０％時にお
ける従来の三相ＰＷＭ制御実施時のリップル電流を示
し、図９は同じく出力トルクが最大トルクの４０％時に
おけるこの実施例の一相シフト二相変調ＰＷＭ制御実施
時のリップル電流を示す。同様に、図１０は出力トルク
が最大トルクの１３％時における従来の三相ＰＷＭ制御
実施時のリップル電流を示し、図１１は同じく出力トル
クが最大トルクの１３％時におけるこの実施例の一相シ
フト二相変調ＰＷＭ制御実施時のリップル電流を示す。
滑コンデンサを用い、ただ、三相ＰＷＭ制御時の一相モ
ータ電流を図６に、一相シフト二相変調ＰＷＭ制御時の
一相モータ電流を図７に、リップル電流を図８〜図１１
に示す。図８は出力トルクが最大トルクの４０％時にお
ける従来の三相ＰＷＭ制御実施時のリップル電流を示
し、図９は同じく出力トルクが最大トルクの４０％時に
おけるこの実施例の一相シフト二相変調ＰＷＭ制御実施
時のリップル電流を示す。同様に、図１０は出力トルク
が最大トルクの１３％時における従来の三相ＰＷＭ制御
実施時のリップル電流を示し、図１１は同じく出力トル
クが最大トルクの１３％時におけるこの実施例の一相シ
フト二相変調ＰＷＭ制御実施時のリップル電流を示す。
【００３３】ただし、これらリップル電流は平滑コンデ
ンサの端子にて測定したものであり、＋値は−ブスバー
から＋ブスバーへ流れる方向を意味し、ーはその逆方向
を意味する。なお、上記特性は、定格出力３０kＷの埋
設磁石式同期モータを用い、５００rpmで測定したもの
である。これらの図から、この実施例はリップル電流を
時間的に分散することができ、その結果として、平滑コ
ンデンサ５が吸収するべき高調波電力がこの実施例によ
り低減できることが推定できる。なお、上記一相シフト
を行わない二相変調ＰＷＭ制御のリップル電流の測定は
行わなかったが、二相変調ＰＷＭ制御のリップル電流が
三相ＰＷＭ制御のそれより小さいことは考えられないの
で、本発明の一相シフト二相変調ＰＷＭ制御は、平滑コ
ンデンサ５の小型化、電磁波放射ノイズの低減にも優れ
た効果を奏することができることがわかる。
ンサの端子にて測定したものであり、＋値は−ブスバー
から＋ブスバーへ流れる方向を意味し、ーはその逆方向
を意味する。なお、上記特性は、定格出力３０kＷの埋
設磁石式同期モータを用い、５００rpmで測定したもの
である。これらの図から、この実施例はリップル電流を
時間的に分散することができ、その結果として、平滑コ
ンデンサ５が吸収するべき高調波電力がこの実施例によ
り低減できることが推定できる。なお、上記一相シフト
を行わない二相変調ＰＷＭ制御のリップル電流の測定は
行わなかったが、二相変調ＰＷＭ制御のリップル電流が
三相ＰＷＭ制御のそれより小さいことは考えられないの
で、本発明の一相シフト二相変調ＰＷＭ制御は、平滑コ
ンデンサ５の小型化、電磁波放射ノイズの低減にも優れ
た効果を奏することができることがわかる。
【図１】実施例の三相交流モータ駆動回路を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】図１のコントローラを示すブロック図である。
【図３】図１のコントローラの基本三相ＰＷＭ信号作成
を示す電圧波形図である。
を示す電圧波形図である。
【図４】パルス幅とスイッチング固定相との関係を示す
マップを示す図である。
マップを示す図である。
【図５】二相変調ＰＷＭ制御電圧と一相シフト二相変調
ＰＷＭ制御電圧とを示すタイミングチャートである。
ＰＷＭ制御電圧とを示すタイミングチャートである。
【図６】従来の三相ＰＷＭ制御時の一相モータ電流波形
図である。
図である。
【図７】この実施例の一相シフト二相変調ＰＷＭ制御時
の一相モータ電流波形図である。
の一相モータ電流波形図である。
【図８】従来の三相ＰＷＭ制御時のリップル電流波形図
である。
である。
【図９】この実施例の一相シフト二相変調ＰＷＭ制御時
のリップル電流波形図である。
のリップル電流波形図である。
【図１０】従来の三相ＰＷＭ制御時のリップル電流波形
図である。
図である。
【図１１】この実施例の一相シフト二相変調ＰＷＭ制御
時のリップル電流波形図である。
時のリップル電流波形図である。
１ モータ（三相交流モータ）
２ インバータ（三相インバータ回路）
３ コントローラ（インバータ回路制御部）
４ 電流センサ
３１ 電圧指令値演算手段
３２ 三相ＰＷＭ信号形成手段
３３ 二相変調手段
３４ 一相シフト手段
Claims (2)
- 【請求項１】三相交流モータを駆動制御する三相インバ
ータ回路と、前記三相インバータ回路の所定の一相のス
イッチング素子のオンオフ状態を所定の順序で一相ずつ
順次固定して停止相となし、前記停止相以外の二相のス
イッチング素子を所定のＰＷＭキャリヤ周期でＰＷＭ制
御するインバータ回路制御部とを備える二相変調制御式
インバータ装置において、 前記インバータ回路制御部は、ＰＷＭ制御する前記ニ相
のうちの一方の前記スイッチング素子をオン又はオフす
る期間の中心時点と、前記ニ相のうちの他方の前記スイ
ッチング素子をオン又はオフする期間の中心時点とを一
致させないことを特徴とする二相変調制御式インバータ
装置。 - 【請求項２】請求項１記載の二相変調制御式インバータ
装置において、 前記ニ相のうちの一方の前記スイッチング素子をオン又
はオフする期間の中心時点と、前記ニ相のうちの他方の
前記スイッチング素子をオン又はオフする期間の中心時
点との間に所定の位相シフト期間を設定し、 前記記位相シフト期間は、前記ＰＷＭキャリヤ周期を２
πとした場合に略πに設定されることを特徴とする二相
変調制御式インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001217843A JP2003033042A (ja) | 2001-07-18 | 2001-07-18 | 二相変調制御式インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001217843A JP2003033042A (ja) | 2001-07-18 | 2001-07-18 | 二相変調制御式インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003033042A true JP2003033042A (ja) | 2003-01-31 |
Family
ID=19052106
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001217843A Pending JP2003033042A (ja) | 2001-07-18 | 2001-07-18 | 二相変調制御式インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003033042A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005051838A (ja) * | 2003-07-29 | 2005-02-24 | Toyota Industries Corp | インバータ装置及びリップル電流の低減方法 |
| JP2006197707A (ja) * | 2005-01-13 | 2006-07-27 | Toyota Industries Corp | インバータ装置 |
| JP2008271617A (ja) * | 2007-04-16 | 2008-11-06 | Hitachi Ltd | 電力変換装置とその制御方法 |
| JP2010200413A (ja) * | 2009-02-23 | 2010-09-09 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 三相インバータの制御装置 |
| JP2014003823A (ja) * | 2012-06-19 | 2014-01-09 | Denso Corp | モータ駆動装置 |
| WO2014097804A1 (ja) | 2012-12-20 | 2014-06-26 | 株式会社 豊田自動織機 | インバータ装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58195473A (ja) * | 1982-05-10 | 1983-11-14 | Toshiba Corp | Ｐｗｍインバ−タの制御装置 |
| JPH07298631A (ja) * | 1994-04-21 | 1995-11-10 | Toshiba Corp | ３相ｐｗｍ電圧発生回路 |
-
2001
- 2001-07-18 JP JP2001217843A patent/JP2003033042A/ja active Pending
Patent Citations (2)
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| JP4509134B2 (ja) * | 2007-04-16 | 2010-07-21 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置とその制御方法 |
| JP2010200413A (ja) * | 2009-02-23 | 2010-09-09 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 三相インバータの制御装置 |
| JP2014003823A (ja) * | 2012-06-19 | 2014-01-09 | Denso Corp | モータ駆動装置 |
| WO2014097804A1 (ja) | 2012-12-20 | 2014-06-26 | 株式会社 豊田自動織機 | インバータ装置 |
| JP2014124024A (ja) * | 2012-12-20 | 2014-07-03 | Toyota Industries Corp | インバータ装置 |
| CN104885358A (zh) * | 2012-12-20 | 2015-09-02 | 株式会社丰田自动织机 | 逆变器装置 |
| US9496802B2 (en) | 2012-12-20 | 2016-11-15 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Inverter device |
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|
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|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20101125 |