JP6201867B2

JP6201867B2 - インバータ制御装置

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Publication number: JP6201867B2
Application number: JP2014073591A
Authority: JP
Inventors: スブラタサハ; 有礼島田
Original assignee: Aisin AW Co Ltd
Current assignee: Aisin AW Co Ltd
Priority date: 2014-03-31
Filing date: 2014-03-31
Publication date: 2017-09-27
Anticipated expiration: 2034-03-31
Also published as: JP2015198463A

Description

本発明は、交流の回転電機を駆動制御する技術に関する。

例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの動力に用いられる大出力の交流の回転電機は高い電圧で駆動される。また、このような自動車に搭載される高電圧の電源は、直流のバッテリであるから、スイッチング素子を用いたインバータ回路によって例えば３相交流に変換される。回転電機は、電気エネルギーにより車両を駆動する動力を出力するモータとしての機能に留まらず、車両や内燃機関などの運動エネルギーにより発電を行う発電機としての機能も併せ持っている。回転電機により発電された電力は、バッテリに回生されて蓄電される。

ところで、バッテリと回転電機の間、より具体的にはバッテリとインバータとの間には、開閉装置（コンタクタ）が備えられている場合がある。コンタクタは、例えばリレーを用いて構成されたシステムメインリレー（ＳＭＲ）であり、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際に接点が閉じて導通状態となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際に接点が開いて非導通状態となる。即ち、ＳＭＲが閉状態においてバッテリとインバータ（及び回転電機）とが電気的に接続され、ＳＭＲが開状態においてバッテリとインバータ（及び回転電機）との電気的接続が遮断される。通常動作時には、ＩＧキーの状態に応じてＳＭＲの開閉状態も制御される。しかし、ＩＧキーがオン状態の際に、車両の故障や衝突等によって、ＳＭＲが開放される場合がある。例えば、ＳＭＲへの電源供給が遮断された場合、ＳＭＲの駆動回路に異常が生じた場合、ＳＭＲが振動・衝撃やノイズ等によって機械的に故障した場合、ＳＭＲ周辺の回路に断線が生じた場合、等にＳＭＲの接点が開状態となり、コンタクタが開放状態となる可能性がある。

このため、コンタクタが開放状態となった場合には、インバータを構成するスイッチング素子を全てオフ状態とするシャットダウン制御（ＳＤ制御）が実施される場合がある。インバータの直流側（直流リンク部）には、直流電圧（直流リンク電圧）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ）が備えられていることが多いが、ＳＤ制御が実施された場合、ステータコイルに蓄積された電力が、スイッチング素子に逆並列接続されたフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）を介して平滑コンデンサを充電する。このため、平滑コンデンサの端子間電圧（直流リンク電圧）が短時間で上昇する可能性がある。直流リンク電圧の上昇に備えて平滑コンデンサを大容量化、高耐圧化すると、平滑コンデンサの体格の増大につながる。また、インバータの高耐圧化も必要となる。その結果、回転電機駆動装置の小型化の妨げとなり、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する。

また、コンタクタが開放状態となった場合に、いくつかのスイッチング素子をオン状態にして電流を還流させるアクティブショート制御（アクティブショートサーキット制御（ＡＳＣ制御））〜例えばゼロベクトルシーケンス制御（ＺＶＳ制御）〜が実行される場合もある。例えば、特開２０１１−５５５８２号公報（特許文献１）には、インバータの上段側のスイッチング素子を全てオフ状態とし、下段側のスイッチング素子の何れか１つ以上をオン状態とする制御方法が開示されている（特許文献１：図２、第１５８、１５９、１６５段落等）。ＡＳＣ制御では、直流リンク電圧の上昇は抑制できるが、スイッチング素子やステータコイルを大電流（還流電流）が流れることになる。また、熱等によってステータコイルに蓄積された電力が消費されるまで、大電流が流れ続けることになる。このため、スイッチング素子やステータコイルを消耗させ、寿命を低下させる可能性がある。また、大電流に対応したスイッチング素子などを用いる必要が生じて、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する可能性がある。

特開２０１１−５５５８２号公報

上記背景に鑑みて、インバータと直流電源とを接続するコンタクタが開放状態となった際に、インバータの直流リンク電圧の上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機に流れる電流をゼロにする技術が望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係るインバータ制御装置の特徴構成は、
直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて、直流と３相交流との間で電力変換を行うインバータと、前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する直流リンクコンデンサと、を備えて前記回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御対象として、前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
前記回転電機による生成電力を前記直流リンクコンデンサに充電させるコンデンサ充電モードと、前記直流リンクコンデンサを放電させるコンデンサ放電モードとで、前記インバータを制御可能であり、
前記回転電機の回転中に前記コンタクタが開放状態となった場合には、それぞれ前記直流リンク電圧に対して予め規定された充放電上限電圧と充放電下限電圧との間の範囲内で、前記コンデンサ充電モードと前記コンデンサ放電モードとを繰り返すように、電流位相に対する電圧位相を制御して前記インバータをスイッチング制御する充放電制御を、前記直流リンク電圧が前記充放電上限電圧を越えるまで、又は、前記回転電機の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル座標系において前記回転電機の界磁磁束の方向に沿ったｄ軸電流が上限値である上限ｄ軸電流を越えるまで実行する点にある。

回転電機の回転中にコンタクタが開放状態となった場合には、回転電機によって生成された電力が回生されて直流リンクコンデンサを充電し、直流リンクコンデンサの端子間電圧（直流リンク電圧）が大きく上昇する。しかし、本構成のように、コンデンサ充電モードとコンデンサ放電モードとが、繰り返されることによって、直流リンク電圧の上昇を抑制することができる。例えば、シャットダウン制御では還流電流を抑制できるが直流リンクコンデンサの端子間電圧（直流リンク電圧）が大きく上昇し、アクティブショート制御では直流リンク電圧の上昇を抑制できるが大電流が還流し続けるという課題を有する。しかし、充放電を繰り返すことによって、大電流が還流し続けることなく、直流リンク電圧の上昇も緩和させることができる。このように、本構成によれば、インバータと直流電源とを接続するコンタクタが開放状態となった際に、インバータの直流リンク電圧の上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機に流れる電流をゼロにすることができる。

本発明に係るインバータ制御装置は、前記充放電制御の終了後、前記回転電機による生成電力を前記直流リンクコンデンサに充電させるコンデンサ充電ループと、前記生成電力を前記インバータ及び前記回転電機の間で循環させる還流ループとが１つずつ形成されるように、前記インバータを構成する前記スイッチング素子の内の１つ又は２つである対象スイッチング素子をオン状態とする混合ループ制御を実行すると好適である。上述したように、充放電制御が実行されるのは、直流リンク電圧が充放電上限電圧を越えたり、ｄ軸電流が上限ｄ軸電流を越えたりするなど、予め規定された終了条件を満たしたときである。

本構成によれば、充放電制御が終了する時点において、回転電機によって生成された電力が残っている場合のために、コンデンサ充電ループと還流ループとが１つずつ形成されるように混合ループ制御が実行される。換言すれば、コンデンサ充電ループが形成されるシャットダウン制御と、還流ループが形成されるアクティブショート制御とが同時に行われるように、混合ループ制御が実行される。シャットダウン制御では直流リンクコンデンサの端子間電圧（直流リンク電圧）が大きく上昇し、アクティブショート制御では大電流が還流し続けるという課題を有する。しかし、この構成のように、シャットダウン制御とアクティブショート制御とが同時進行的に実行されることによって、シャットダウン制御による電圧上昇を抑制し、アクティブショート制御により生じる大電流を抑制することができる。

本発明に係るインバータ制御装置は、さらに、前記混合ループ制御の開始後、３相の電流が全てゼロとなる際に、前記対象スイッチング素子を全てオフ状態とするように制御するシャットダウン制御を実行すると好適である。混合ループ制御からシャットダウン制御への移行時には、シャットダウンされるアームの電流、つまり還流ループを形成するアームの電流がゼロであるから、シャットダウンによって直流リンク電圧の上昇を招くことが抑制される。また、還流ループが解消されるので還流電流が流れ続けることによって、スイッチング素子や回転電機のステータコイルが消耗することも抑制される。

また、本発明に係るインバータ制御装置は、前記直流リンク電圧に基づいて前記コンタクタが開放状態となったことを判定可能であり、前記充放電上限電圧は、前記インバータの最大許容電圧に対して予め規定された余裕電圧を減じた電圧であり、前記充放電下限電圧は、前記コンタクタが開放状態となったことを判定する際のコンタクタ開放判定電圧であると好適である。コンタクタ開放判定電圧を充放電下限電圧とすることで、コンデンサ放電モードにおいて充分に直流リンクコンデンサの電荷を利用することができる。また、インバータの最大許容電圧から余裕電圧を減じた電圧を充放電上限電圧とすることで、直流リンク電圧が充放電上限電圧に達した場合に、余裕電圧分のマージンを有して、他の制御に移行することができる。

回転電機駆動装置のシステム構成を模式的に示す回路ブロック図コンタクタ開放時の制御例を模式的に示す波形図電流位相及び電圧位相と充電モード及び放電モードとの関係を示す図電流位相と電圧位相との関係を空間ベクトルにおいて示す図回生電力抑制制御の原理を電流ベクトル空間において模式的に示す説明図混合ループ制御による制御例を模式的に示す波形図混合ループ制御によるＩＧＢＴの制御例と電流の流れを示す等価回路図混合ループ制御によるＩＧＢＴの制御例と電流の流れを示す等価回路図混合ループ制御の対象アームと３相電流波形との関係を示す説明図混合ループ制御を開始するタイミングを示す説明図コンタクタ開放時に適した制御方法と回転電機の動作状態との関係を示す図

以下、本発明のインバータ制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。インバータ制御装置２０は、図１に示すように、インバータ１０と直流リンクコンデンサ４とを備える回転電機駆動装置１を制御対象とし、回転電機駆動装置１を介して回転電機８０を駆動制御する。後述するように、インバータ１０は、直流電源（１１）にコンタクタ９を介して接続されると共に、交流の回転電機８０に接続されて直流と多相交流（ここでは３相交流）との間で電力変換を行う電力変換装置であり、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成されている。直流リンクコンデンサ４は、このインバータ１０の直流側の電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑化する。回転電機駆動装置１及びインバータ制御装置２０による駆動対象の回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。車両の駆動力源としての回転電機８０は、多相交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。

鉄道のように架線から電力の供給を受けることができない自動車のような車両では、回転電機８０を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源を搭載している。本実施形態では、回転電機８０に電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧２００〜４００［Ｖ］の高圧バッテリ１１（直流電源）が備えられている。回転電機８０は、交流の回転電機であるから、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間には、直流と交流（ここでは３相交流）との間で電力変換を行うインバータ１０が備えられている。インバータ１０の直流側の正極電源ラインＰと負極電源ラインＮとの間の電圧は、以下“直流リンク電圧Ｖｄｃ”と称する。高圧バッテリ１１は、インバータ１０を介して回転電機８０に電力を供給可能であると共に、回転電機８０が発電して得られた電力を蓄電可能である。

インバータ１０と高圧バッテリ１１との間には、インバータ１０の直流側の正負両極間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。直流リンクコンデンサ４と高圧バッテリ１１との間には、直流リンクコンデンサ４から回転電機８０までの回路と、高圧バッテリ１１との電気的な接続を切り離すことが可能なコンタクタ９が備えられている。本実施形態において、このコンタクタ９は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際にＳＭＲの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際にＳＭＲの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。インバータ１０は、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間にコンタクタ９を介して介在され、コンタクタ９が接続状態において高圧バッテリ１１とインバータ１０（及び回転電機８０）とが電気的に接続され、コンタクタ９が開放状態において高圧バッテリ１１とインバータ１０（及び回転電機８０）との電気的接続が遮断される。

インバータ１０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給すると共に、回転電機８０が発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ３が用いられる。

例えば直流と多相交流（ここでは３相交流）との間で電力変換するインバータ１０は、よく知られているように多相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアームを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ１０の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのＩＧＢＴ３が直列に接続されて１つのアームが構成される。３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム）が３回線（３相）並列接続される。つまり、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム）が対応したブリッジ回路が構成される。図１及び図７等に示すように、インバータ１０は、交流１相分のアームが、相補的にスイッチング制御される上段側スイッチング素子（上段側ＩＧＢＴ（３１，３３，３５））と下段側スイッチング素子（下段側ＩＧＢＴ（３２，３４，３６））との直列回路により構成される。

対となる各相のＩＧＢＴ３による直列回路（アーム）の中間点、つまり、正極電源ラインＰの側のＩＧＢＴ３（上段側ＩＧＢＴ（上段側スイッチング素子）３１，３３，３５：図７等参照）と負極電源ラインＮ側のＩＧＢＴ３（下段側ＩＧＢＴ（下段側スイッチング素子）３２，３４，３６：図７等参照）との接続点は、回転電機８０のステータコイル８（８ｕ，８ｖ，８ｗ：図７等参照）にそれぞれ接続される。尚、各ＩＧＢＴ３には、負極“Ｎ”から正極“Ｐ”へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード（ＦＷＤ）５が備えられている。

図１に示すように、インバータ１０は、インバータ制御装置２０により制御される。インバータ制御装置２０は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置２０は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置等からＣＡＮ（Controller Area Network）などを介して要求信号として提供される回転電機８０の目標トルクＴＭに基づきインバータ１０を介して回転電機８０を制御する。

インバータ制御装置２０は、インバータ１０を構成するＩＧＢＴ３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、少なくともパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御と矩形波制御（１パルス制御）との２つの制御形態を有している。また、インバータ制御装置２０は、ステータの界磁制御の形態として、モータ電流に対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、モータ電流に対して最大効率でモータを駆動する最大効率制御などの通常界磁制御、及び、トルクに寄与しない界磁電流を流して界磁磁束を弱める弱め界磁制御や、逆に界磁磁束を強める強め界磁制御などの界磁調整制御を有している。

本実施形態では、回転電機８０の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル空間（座標系）における電流ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を実行して回転電機８０を制御する。電流ベクトル制御法では、例えば、永久磁石による界磁磁束の方向に沿ったｄ軸と、このｄ軸に対して電気的にπ／２進んだｑ軸との２軸の直交ベクトル空間において電流フィードバック制御を行う。インバータ制御装置２０は、制御対象となる回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいてトルク指令を決定し、ｄ軸及びｑ軸の電流指令を決定する。そして、インバータ制御装置２０は、電流指令と回転電機８０の各相のステータコイル８との間を流れる実電流との偏差を求めて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）や比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行い、最終的に３相の電圧指令を決定する。この電圧指令に基づいて、スイッチング制御信号が生成される。回転電機８０の実際の３相空間と２軸の直交ベクトル空間との間の相互の座標変換は、例えばレゾルバなどの回転センサ１３により検出された磁極位置に基づいて行われる。また、回転電機８０の回転速度（角速度）や回転数［ｒｐｍ］は、回転センサ１３の検出結果より導出される。回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１２により検出される。

上述したように、インバータ１０のスイッチング形態には、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとがある。ＰＷＭ制御は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のインバータ１０の出力電圧波形であるＰＷＭ波形が、上段側スイッチング素子がオン状態となるハイレベル期間と、下段側スイッチング素子がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で略正弦波状となるように、各パルスのデューティが設定される制御である。公知の正弦波ＰＷＭ（SPWM : Sinusoidal PWM）や、空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM : Space Vector PWM）、過変調ＰＷＭ制御などが含まれる。本実施形態においては、ＰＷＭ制御では、直交ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流（ｄ軸電流）と駆動電流（ｑ軸電流）との合成ベクトルである電機子電流を制御してインバータ１０を駆動制御する。つまり、インバータ制御装置２０は、ｄ−ｑ軸ベクトル空間における電機子電流の電流位相角（ｑ軸電流ベクトルと電機子電流ベクトルとの為す角）を制御してインバータ１０を駆動制御する。従って、ＰＷＭ制御は、電流位相制御とも称される。

これに対して、矩形波制御（１パルス制御）は、３相交流電力の電圧位相を制御してインバータ１０を制御する方式である。３相交流電力の電圧位相とは、３相の電圧指令値の位相に相当する。例えば、矩形波制御は、インバータ１０の各スイッチング素子のオン及びオフが回転電機８０の電気角１周期に付き１回ずつ行われ、各相について電気角１周期に付き１パルスが出力される回転同期制御である。矩形波制御は、３相電圧の電圧位相を制御することによってインバータ１０を駆動するので、電圧位相制御と称される。

また、上述したように、インバータ制御装置２０は、界磁制御の形態として、通常界磁制御と、界磁調整制御とを有している。最大トルク制御や最大効率制御などの通常界磁制御は、回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいて設定される基本的な電流指令値（ｄ軸電流指令、ｑ軸電流指令）を用いた制御形態である。これに対して、弱め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を弱めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令を調整する制御形態である。また、強め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を強めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令を調整する制御形態である。弱め界磁制御や強め界磁制御などに際してｄ軸電流を調整するための調整値を界磁調整電流と称する。

車両には、高圧バッテリ１１の他に、高圧バッテリ１１よりも低電圧の電源である低圧バッテリ（不図示）も搭載されている。低圧バッテリの電源電圧は、例えば１２〜２４［Ｖ］である。低圧バッテリと高圧バッテリ１１とは、互いに絶縁されており、互いにフローティングの関係にある。低圧バッテリは、インバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０の他、オーディオシステムや灯火装置、室内照明、計器類のイルミネーション、パワーウィンドウなどの電装品や、これらを制御する制御装置に電力を供給する。車両ＥＣＵ９０やインバータ制御装置２０などの電源電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］である。

ところで、インバータ１０を構成する各ＩＧＢＴ３の制御端子であるゲート端子は、ドライバ回路３０を介してインバータ制御装置２０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機８０を駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするインバータ制御装置２０などの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、このため、各ＩＧＢＴ３に対するゲート駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継するドライバ回路３０（制御信号駆動回路）が備えられている。低圧系回路のインバータ制御装置２０により生成されたＩＧＢＴ３のゲート駆動信号は、ドライバ回路３０を介して高圧回路系のゲート駆動信号としてインバータ１０に供給される。ドライバ回路３０は、例えばフォトカプラやトランスなどの絶縁素子やドライバＩＣを利用して構成される。

上述したように、コンタクタ９は、車両のイグニッションキー（ＩＧキー）がオン状態（有効状態）の際に接続状態となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際に開放状態となる。通常動作時には、ＩＧキーの状態に応じてコンタクタ９の開閉状態も制御される。しかし、ＩＧキーがオン状態の際に、車両の故障や衝突等によって、コンタクタ９が開放状態となる場合がある。例えば、コンタクタ９への電源供給が遮断された場合、コンタクタ９の駆動回路に異常が生じた場合、コンタクタ９が振動・衝撃やノイズ等によって機械的に故障した場合、コンタクタ９周辺の回路に断線が生じた場合、等にコンタクタ９が開放状態となる可能性がある。コンタクタ９が開放状態となると、高圧バッテリ１１からインバータ１０側への電力の供給は直ちに遮断される。同様に、回転電機８０からインバータ１０を介して高圧バッテリ１１への電力の回生もコンタクタ９によって遮断される。

このため、コンタクタ９が開放状態となった場合には、インバータ１０を構成するＩＧＢＴ３を全てオフ状態とするシャットダウン制御（ＳＤ制御）が実施される場合がある。ＳＤ制御が実施された場合、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電する。このため、直流リンクコンデンサ４の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が短時間で上昇する可能性がある。直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇に備えて直流リンクコンデンサ４を大容量化、高耐圧化すると、コンデンサの体格の増大につながる。また、インバータ１０の高耐圧化も必要となる。その結果、回転電機駆動装置１の小型化の妨げとなり、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する。

また、コンタクタ９が開放状態となった場合に、いくつかのＩＧＢＴ３をオン状態にして電流を還流させるアクティブショート制御（アクティブショートサーキット制御（ＡＳＣ制御））〜例えばゼロベクトルシーケンス制御（ＺＶＳ制御）〜が実行される場合もある。電流（還流電流）の有するエネルギーは、ＩＧＢＴ３やステータコイル８などにおいて熱などによって消費される。ＡＳＣ制御では、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇は抑制できるが、ＩＧＢＴ３やステータコイル８を大電流が流れることになる。還流電流は、ステータコイル８に蓄積された電力が消費されるまで流れ続けるので、ＩＧＢＴ３やステータコイル８の寿命を低下させる可能性がある。また、大電流に対応した素子などを用いる必要が生じて、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する可能性がある。また、大電流等によって発生する熱によって、回転電機８０のロータに備えられた永久磁石が減磁し、回転電機８０の耐久性が低下する可能性もある。

本実施形態のインバータ制御装置２０は、回転電機８０による生成電力を直流リンクコンデンサ４に充電させるコンデンサ充電モードと、直流リンクコンデンサ４を放電させるコンデンサ放電モードとを繰り返して、回生電力を抑制しつつ、回転電機８０に流れる電流をゼロにする制御（回生電力抑制制御）を実行する点に特徴を有する。即ち、インバータ制御装置２０は、インバータ１０と高圧バッテリ１１とを接続するコンタクタ９が開放状態となった際に、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機８０に流れる電流をゼロにする。尚、上述したように、高圧バッテリ１１とは別に、不図示の低圧バッテリが備えられており、インバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０は、低圧バッテリから電力を供給されて動作する。本実施形態においては、コンタクタ９が開放状態となっても、低圧バッテリからインバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０への電力供給は維持されているものとして説明する。

インバータ制御装置２０は、回転電機８０の回転中にコンタクタ９が開放状態となった場合に、コンデンサ充電モードとコンデンサ放電モードとを繰り返すように、電流位相に対する電圧位相を制御してインバータ１０をスイッチング制御する充放電制御を実行する。充放電制御は、それぞれ直流リンク電圧Ｖｄｃに対して予め規定された充放電上限電圧ＴＨＨと充放電下限電圧ＴＨＬとの間の範囲内で実行される（図２参照）。尚、充放電制御は、予め規定された終了条件が満たされるまで実行される。具体的には、充放電制御は、直流リンク電圧Ｖｄｃが充放電上限電圧ＴＨＨを越えるまで、又は、回転電機８０の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル座標系において回転電機８０の界磁磁束の方向に沿ったｄ軸電流が上限値である上限ｄ軸電流を越えるまで実行される。即ち、充電制御は、電圧制御／電流制御の何れでも実行可能である。充放電制御の実行中に、これらの終了条件が成立した場合には、後述するように、充放電制御とは別の制御方式（混合ループ制御）を用いた回生電力抑制制御が引き続き実行される。

図３は、電流位相（Ｉ）及び電圧位相（Ｖ）とコンデンサ充電モード及びコンデンサ放電モードとの関係を示している。電圧位相（Ｉ）及び電圧位相（Ｖ）の振幅中心を基準とした正負の状態が排他的である時（Ｔ１及びＴ３）はコンデンサ充電モードとなり、正負の状態が同一である時（Ｔ２及びＴ４）はコンデンサ放電モードとなる。インバータ制御装置２０は、電流位相（Ｉ）に対する電圧位相（Ｖ）を制御して、インバータ１０を、コンデンサ充電モード又はコンデンサ放電モードでスイッチング制御し、充放電制御を実行する。上述したように、インバータ制御装置２０は、電流位相制御や電圧位相制御を実行可能であり、それらの制御機能を利用して充放電制御が実行される。

図４は、電流位相と電圧位相との関係を空間ベクトルにおいて示している。“ＩＶ”は電流ベクトルを示し、“ＶＶ”は電圧ベクトルを示している。本実施形態では、電流位相に対する電圧位相を制御してインバータ１０をスイッチング制御するので、“ＩＶ”は実電流の電流ベクトルに対応し、“ＶＶ”はフードバック制御における電圧指令のベクトルに対応する。具体的な電圧位相の制御についての説明に先だって、図４に示すベクトルについて説明する。

インバータ１０は、６つのスイッチング素子のオン／オフ状態によって、２つのゼロベクトル及び６つの基本ベクトルを出力可能である。これらのベクトルは、ＵＶＷ相のスイッチング素子のオン／オフ状態によって表現される。例えば、上段側のＵＶＷ相のスイッチング素子がそれぞれオン・オフ・オンであり、下段側のＵＶＷ相のスイッチング素子がそれぞれオフ・オン・オフである場合には、オンを“１”、オフを“０”とした６桁の２進数により“１０１０１０”と表される。但し、ＵＶＷ相の各アームの上側スイッチング素子と下段側スイッチング素子とは、相補的にスイッチングされるので、６桁の２進数の上位３桁及び下位３桁は互いに排他的な値を取る。従って、上段側及び下段側の何れかのスイッチング素子のオン／オフ状態を３桁の２進数で表せばベクトルを特定することができる。図４では、ＵＶＷ相の上段側スイッチング素子のオン／オフ状態で示した３桁の２進数で各基本ベクトルを表している。尚、ゼロベクトルは“０００”及び“１１１”であり、この場合には電流は還流するため、図４では中心点に対応する。つまり、方向及び長さのないゼロベクトルとなる。

電圧指令ベクトル“ＶＶ”を実電流ベクトル“ＩＶ”に対して、３０〜９０度進めるとコンデンサ放電モードとなる。一方、電圧指令ベクトル“ＶＶ”を実電流ベクトル“ＩＶ”に対して、９０〜１５０度進めるとコンデンサ充電モードとなる。実用的には、電圧指令ベクトル“ＶＶ”が実電流ベクトル“ＩＶ”に対して、６０〜１２０度の範囲で進むように調整するとよい。この範囲で位相を調整するとｑ軸電流を早く減少させることができる。ｑ軸電流を減少させることの意図については、以下図５を参照して説明する。

図５は、上述したｄ軸及びｑ軸の２相ベクトル空間（座標系）、具体的には２相電流ベクトル空間（座標系）を示している。図５において、曲線１００（１０１〜１０３）は、それぞれ回転電機８０が、あるトルクを出力する電機子電流Ｉａ（Ｉａ＾２＝Ｉｄ＾２＋Ｉｑ＾２）のベクトル軌跡を示す等トルク線である。等トルク線１０１よりも等トルク線１０２の方が低トルクであり、さらに等トルク線１０２よりも等トルク線１０３の方が低トルクである。曲線２００（２０１〜２０４）は、定電流円を示しており、曲線３００は電圧速度楕円（電圧制限楕円）を示している。定電流円は、電機子電流が一定値となるベクトル軌跡である。電圧速度楕円は、回転電機８０の回転速度及びインバータ１０の直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）の値に応じて設定可能な電流指令の範囲を示すベクトル軌跡である。電圧速度楕円３００の大きさは、直流リンク電圧Ｖｄｃと回転電機８０の回転速度（又は回転数）とに基づいて定まる。具体的には、電圧速度楕円３００の径は直流リンク電圧Ｖｄｃに比例し、回転電機８０の回転速度に反比例する。ｄ軸及びｑ軸の電流指令は、このような電流ベクトル空間において電圧速度楕円３００内に存在する等トルク線１００の線上の動作点における値として設定される。

ここで、直流リンクコンデンサ４に供給される電力（充電電力）を抑制する上では、トルクに寄与しないｄ軸電流については、電流量を減らすことなく、より多く流し続けて損失を増大させると好適である（いわゆる高損失制御）。例えば、現在の動作点Ｐ１からｑ軸電流を減少させてトルクをゼロに近づけていきながら、ｄ軸電流を増加させる。つまり、図５にブロック矢印で示すように、現在の動作点Ｐ１から、ｑ軸電流がゼロでｄ軸電流の絶対値が動作点Ｐ１よりも大きい動作点Ｐ２まで動作点を遷移させる。ここでは、動作点Ｐ２は電圧速度楕円３００の中心である。動作点Ｐ２に達した後は、図５にブロック矢印で示すように、ｄ軸電流の絶対値を減少させて動作点Ｐ０まで動作点を遷移させる。動作点Ｐ１から動作点Ｐ２を経由して動作点Ｐ０に至る制御に際しては、上述した界磁調整機能も利用されると好適である。

尚、図４を参照して上述したように、電圧指令ベクトル“ＶＶ”が実電流ベクトル“ＩＶ”に対して、６０〜１２０度の範囲で進むように調整されるとｑ軸電流を早く減少させることができるので好適である。また、動作点Ｐ１から動作点Ｐ２への遷移を示すブロック矢印は波線によって示されているが、この遷移に際しては、充放電制御が実行されることを表している。後述するように、図２における時刻“ｔ１”から時刻“ｔ２３”までの期間は、図５における動作点Ｐ１から動作点Ｐ２まで動作点を遷移させている期間である。また、時刻“ｔ２３”から時刻“ｔ３”までの期間は、図５における動作点Ｐ２から動作点Ｐ０まで動作点を遷移させている期間である。本実施形態では、動作点Ｐ１から動作点Ｐ２まで動作点を遷移させている期間の内、図２における時刻“ｔ１”から時刻“ｔ２”までの期間に充放電制御が実行される。

図２に示すように、コンタクタ９が時刻“ｔ０”において開放状態となると、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇し始める。インバータ制御装置２０は、コンタクタ９が開放状態（コンタクタオープン）であると判定すると、回生電力抑制制御（充放電制御）を開始する（時刻“ｔ１”）。コンタクタオープンであるとの判定は、例えば、車両ＥＣＵ９０からの通信に基づいて実施されても良いし、直流リンク電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ１４の検出結果に基づいて実施されても良い。また、コンタクタオープンであるとの判定は、バッテリ電流センサ１５により検出された高圧バッテリ１１の電流（バッテリ電流）の急激な変化に基づいて判定されてもよい。ここでは、電圧センサ１４により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃが、回生電力抑制制御の要否を判定する判定しきい値（コンタクタ開放判定電圧（ＴＨＬ））を超えているか否かによって、回生電力抑制制御（充放電制御）の開始が判定されるものとする。

本実施形態では、回生電力抑制制御として、時刻“ｔ１”より充放電制御が実行される。充放電制御は、それぞれ直流リンク電圧Ｖｄｃに対して予め規定された充放電上限電圧ＴＨＨと充放電下限電圧ＴＨＬとの間の範囲内で実行される。充放電上限電圧ＴＨＨは、インバータ１０の最大許容電圧に対して予め規定された余裕電圧（例えば最大許容電圧の１０〜１５［％］）を減じた電圧であると好適である。また、充放電下限電圧ＴＨＬは、コンタクタ９が開放状態となったことを判定する際の判定しきい値（コンタクタ開放判定電圧）であると好適である。本実施形態では、時刻“ｔ２”において、直流リンク電圧Ｖｄｃが充放電上限電圧ＴＨＨに達し、充放電制御が終了する。つまり、充放電制御は、時刻“ｔ１”から時刻“ｔ２”の期間（Ｐｈａｓｅ１）に実行される。

インバータ制御装置２０は、充放電制御の終了後、回転電機８０による生成電力を直流リンクコンデンサ４に充電させるコンデンサ充電ループと、生成電力をインバータ１０及び回転電機８０の間で循環させる還流ループとが１つずつ形成されるように、混合ループ制御を実行する（Ｐｈａｓｅ２）。換言すれば、コンデンサ充電ループが形成されるＳＤ制御と、還流ループが形成されるＡＳＣ制御とが同時に行われるように、混合ループ制御が実行される。混合ループ制御は、インバータ１０を構成するスイッチング素子の内の１つ又は２つである対象スイッチング素子をオン状態とする制御である。詳細については図６〜図１０を参照して後述する。

混合ループ制御では、コンデンサ充電ループが形成されるため、混合ループ制御の開始以降も時刻“ｔ２”以降も直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇を続ける。しかし、コンデンサ充電ループを形成する相のステータコイル８に蓄えられたエネルギーを放出した時点で、コンデンサ充電ループは解消され、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇は電圧“Ｖ１”で止まる（時刻“ｔ２１”）。時刻“ｔ２１”以降は、コンデンサ充電ループが解消されており、混合ループ制御は続行されているが、還流ループのみを電流が流れ続ける。混合ループ制御が実行されるＰｈａｓｅ２の内、時刻“ｔ２”から時刻“ｔ２１”までの期間（Ｐｈａｓｅ２１）は、コンデンサ充電ループと還流ループとが形成される期間である。以下に説明するように、混合ループ制御が実行されるＰｈａｓｅ２の内、時刻“ｔ２１”から時刻“ｔ３”までの期間（Ｐｈａｓｅ２２）は、還流ループのみが形成される期間である。

インバータ制御装置２０は、３相の電流が全てゼロとなる際に、全ての対象スイッチング素子をオフ状態とするように制御する。本実施形態では、還流ループの電流がゼロとなる際に、対象スイッチング素子をオフ状態とするように制御するシャットダウン制御を実行する（時刻“ｔ３”）。つまり、インバータ制御装置２０は、還流ループを形成する２相のアームの電流が共にゼロとなる際に、オン状態に制御されている対象スイッチング素子をオフ状態とするように制御する。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電するが、全ての相電流がゼロの状態でシャットダウンを行っているため、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。時刻“ｔ３”以降は、全相の電流がゼロとなる（Ｐｈａｓｅ３）。尚、ＳＤ制御は、時刻“ｔ３”において実行されると好適であるが、厳密ではなく、時刻“ｔ３”の前後において実行されればよい。電流がゼロとなったことを検出した後では、ＳＤ制御の実行が遅れるため、例えば、ＳＤ制御は、相電流がゼロの時を予想して実行されると好適である。

発明者によるシミュレーションによれば、例えば、コンタクタオープンに応答して単純にＳＤ制御を実行した場合と比較して、直流リンクコンデンサ４の静電容量を概ね１／２としても、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇電圧は２／５〜１／２程度となることが確認されている。つまり、回生電力抑制制御によって直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が抑制され、直流リンクコンデンサ４の小型化も可能となる。また、コンタクタオープンに応答して単純にＡＳＣ制御を実行した場合と比べて、相電流の最大値は概ね２／５〜１／２程度程度に収まっている。つまり、回生電力抑制制御によって相電流も抑制されている。従って、ステータコイル８やＩＧＢＴ３の消耗による寿命の低下を抑制することができる。即ち、シミュレーションによって、最大の回生電力ポイントと、インバータ１０の最大電圧の条件で、定格電流と耐圧電圧とを満足することが確認されている。

以下、充放電制御に続いて実行される混合ループ制御について、図６〜図１０を参照して詳細に説明する。理解を容易にするために、ここでは、コンタクタオープンに際して直ちに混合ループ制御が実行される場合を例として説明する。即ち、ここでは、インバータ制御装置２０が、回転電機８０の回転中にコンタクタ９が開放状態となった場合に、回転電機８０による生成電力を直流リンクコンデンサ４に充電させるコンデンサ充電ループと、生成電力をインバータ１０及び回転電機８０の間で循環させる還流ループとが１つずつ形成されるように、混合ループ制御を実行する場合を例として説明する。図６におけるＰｈａｓｅ２が混合ループ制御の実行期間に相当する。

混合ループ制御は、インバータ１０を構成するスイッチング素子の内の１つ又は２つである対象スイッチング素子（図７ではＵ相下段側ＩＧＢＴ３２の１つ）をオン状態とする制御である。より詳細には、混合ループ制御は、インバータ１０を構成するスイッチング素子の内の１つ又は２つのみである対象スイッチング素子をオン状態とする制御である。つまり、混合ループ制御は、対象スイッチング素子としての１つのスイッチング素子のみをオン状態とする制御、又は、対象スイッチング素子としての２つのスイッチング素子のみをオン状態とする制御である。コンデンサ充電ループは、例えば図７に一点鎖線で示すループであり、還流ループは、例えば図７及び図８に実線で示すループである。尚、充放電制御が実行される場合の説明と同様に、インバータ制御装置２０は、さらに、混合ループ制御の開始後、還流ループの電流がゼロとなる際に、対象スイッチング素子をオフ状態とするように制御するシャットダウン制御（ＳＤ制御）を実行する（Ｐｈａｓｅ３）。

図６は、コンタクタ９の開放時の制御例を模式的に示す波形図であり、図７は、時刻“ｔ１”から時刻“ｔ２１”までの期間（Ｐｈａｓｅ２１）におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示す等価回路図であり、図８は、時刻“ｔ２１”から時刻“ｔ３”までの期間（Ｐｈａｓｅ２２）におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示す等価回路図である。図６に示す時刻“ｔ０”は、コンタクタ９が開放状態となった時刻を示している。コンタクタ９が開放状態となると、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇し始める。インバータ制御装置２０は、コンタクタ９が開放状態（コンタクタオープン）であると判定すると、混合ループ制御を開始する（時刻“ｔ１”）。

混合ループ制御では、対象スイッチング素子がオン状態に制御され、回転電機８０による生成電力を直流リンクコンデンサ４に充電させるコンデンサ充電ループと、生成電力をインバータ１０及び回転電機８０の間で循環させる還流ループとが１つずつ形成される。混合ループ制御により、コンデンサ充電ループが形成されるため、時刻“ｔ１”以降も直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇を続ける。しかし、コンデンサ充電ループを形成する相のステータコイル８に蓄えられたエネルギーを放出した時点で、コンデンサ充電ループは解消され、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇は電圧“Ｖ２”で止まる（時刻“ｔ２１”）。混合ループ制御の開始からコンデンサ充電ループが解消されて直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が止まるまでの期間がＰｈａｓｅ２１である。

時刻“ｔ２１”以降は、コンデンサ充電ループが解消されており、還流ループのみを電流が流れ続ける。インバータ制御装置２０は、３相の電流が全てゼロとなる際に、全ての対象スイッチング素子をオフ状態とするように制御する。本実施形態では、還流ループの電流がゼロとなる際に、対象スイッチング素子をオフ状態とするように制御するシャットダウン制御を実行する（時刻“ｔ３”）。ここでは、インバータ制御装置２０は、還流ループを形成する２相のアームの電流が共にゼロとなる際に対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子をオフ状態とするように制御する。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電するが、全ての相電流がゼロの状態でシャットダウンを行っているため、直流リンク電圧Ｖｄｃが後述する逆起電圧以上の場合、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。時刻“ｔ３”以降は、全相の電流がゼロとなる（Ｐｈａｓｅ３）。

図７は、Ｐｈａｓｅ２１におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示している。図７において、破線で示すＩＧＢＴ３は、オフ状態にスイッチング制御されていることを示し、実線で示すＩＧＢＴ３はオン状態に制御されていることを示す。また、破線で示すＦＷＤ５は非導通状態であることを示し、実線で示すＦＷＤ５は導通状態であることを示す。本実施形態では、対象スイッチング素子（後述する主対象スイッチング素子）は、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２である。ここでは、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２のみがオン状態に制御され、他のＩＧＢＴ３は全てオフ状態に制御される。つまり、後述する主対象スイッチング素子のみがオン状態に制御され、他の全てのスイッチング素子はオフ状態に制御される。Ｕ相電流Ｉｕは、Ｗ相下段側ＦＷＤ５６を経由する還流ループを循環する。Ｖ相電流Ｉｖは、Ｖ相上段側ＦＷＤ５３及びＷ相下段側ＦＷＤ５６を経由するコンデンサ充電ループを流れて直流リンクコンデンサ４を充電する。Ｗ相下段側ＦＷＤ５６が還流ループとコンデンサ充電ループの双方を構成するため、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとを合算した大きさの電流となる。

図８は、Ｐｈａｓｅ２２におけるＩＧＢＴ３の制御例と電流の流れを示している。上述したように、コンデンサ充電ループを形成する相（Ｖ相）のステータコイル８に蓄えられたエネルギーが放出されると、当該相電流（Ｖ相電流Ｉｖ）がゼロとなり、コンデンサ充電ループは解消される。対象スイッチング素子（Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２）をオン状態とする混合ループ制御は継続しているので、還流ループは維持されている。図８に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２を流れ、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相下段側ＦＷＤ５６を流れる。Ｖ相電流Ｉｖはゼロとなっているため、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとは平衡する。従って、図２に示すように、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとは同じ時刻（ここでは時刻“ｔ３”）においてゼロとなる。インバータ制御装置２０は、混合ループ制御の開始後、還流ループの電流がゼロとなる際にＳＤ制御を実行する。つまり、対象スイッチング素子としてのＵ相下段側ＩＧＢＴ３２をオフ状態とするように制御し、還流ループを解消させて、インバータ１０を構成する全てのＩＧＢＴ３をオフ状態としてインバータ１０をシャットダウンする。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、ＦＷＤ５を介して直流リンクコンデンサ４を充電するが、相電流（Ｉｕ，Ｉｗ）がゼロの状態でシャットダウンを行っているため、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。

尚、図６において、時刻“ｔ１”から時刻“ｔ２３”までの期間は、図５における動作点Ｐ１から動作点Ｐ２まで動作点を遷移させている期間に対応する。また、時刻“ｔ２３”から時刻“ｔ３”までの期間は、図５における動作点Ｐ２から動作点Ｐ０まで動作点を遷移させている期間に対応する。

ところで、上述したように、混合ループ制御においては、インバータ１０を構成するＩＧＢＴ３の内、対象スイッチング素子としてのＩＧＢＴ３がオン状態に制御される。この対象スイッチング素子は、以下のような基準で選定されると好適である。ここでは、１つの対象スイッチング素子（後述する主対象スイッチング素子）を選定する基準について説明する。図６に示すように、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、電流波形が下降している相の上段側スイッチング素子が対象スイッチング素子に設定されると好適である。また、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、電流波形が上昇している相の下段側スッチング素子が対象スイッチング素子に設定されると好適である。

例えば、図９における“Ａ”では、混合ループ制御の実行を開始する際（時刻“ｔ１”）に、３相の内のＵ相とＶ相の電流波形が振幅中心よりも負側であるから、Ｕ相とＶ相との内、電流波形が上昇しているＵ相の下段側スイッチング素子であるＵ相下段側ＩＧＢＴ３２が対象スイッチング素子に設定される。図６から図８に例示した形態は、この選定基準に応じて対象スイッチング素子を決定したものである。

下記表１は、３相電流の波形と、各ＩＧＢＴ３のオン／オフ制御の状態とを表している。表１に示すように、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形に応じて６つの状態が存在する。これをＳｅｃｔｏｒで示している。表中の“Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋，Ｓｕ−，Ｓｖ−，Ｓｗ−”はそれぞれ、Ｕ相上段側ＩＧＢＴ３１、Ｖ相上段側ＩＧＢＴ３３、Ｗ相上段側ＩＧＢＴ３５、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２、Ｖ相下段側ＩＧＢＴ３４、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６を示している。即ち、“Ｓ”はスイッチング素子、“ｕ，ｖ，ｗ”の添え字は３相各相、“＋”は上段側、“−”は下段側を示している。また、表中の“０”はオフ状態を示し、“１”はオン状態を示している。

３相電流と対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）との関係
（後述する単相スイッチング制御における３相電流と対象スイッチング素子との関係）

上述した条件に従えば、図９に示すように、３相上下段の６つのＩＧＢＴ（３１〜３６）がそれぞれ選択される判定フェーズ（Ａ〜Ｆ）が、電気角６０度ごとに重複することなく現れる。即ち、“Ａ”ではＵ相下段側ＩＧＢＴ３２が、“Ｂ”ではＶ相上段側ＩＧＢＴ３３が、“Ｃ”ではＷ相下段側ＩＧＢＴ３６が、“Ｄ”ではＵ相上段側ＩＧＢＴ３１が、“Ｅ”ではＶ相下段側ＩＧＢＴ３４が、“Ｆ”ではＷ相上段側ＩＧＢＴ３５が対象スイッチング素子として設定される。従って、どのような状況であっても適切なＩＧＢＴ３（３１〜３６）を対象スイッチング素子として設定することができる。

即ち、２相の内の一方の電流を還流ループに流し、他方の電流をコンデンサ充電ループに流すと好適であるから、振幅中心を挟んで２相の電流波形が存在する側から対象スイッチング素子を選択すると好適である。全てのスッチング素子がオフ状態で、２相の電流が負側を流れているとすれば、当該２相の上段側のフリーホイールダイオードが導通状態となる。この内の１相について、アームを流れる電流の方向を変えて還流させるためには、当該２相の内の一方の相の下段側スイッチング素子を導通させればよい。つまり、当該２相の内の一方の相の上段側のフリーホイールダイオードが非導通状態となるように、当該相の下段側スイッチング素子を導通させればよい。一方、全てのスッチング素子がオフ状態で、２相の電流が正側を流れているとすれば、当該２相の下段側のフリーホイールダイオードが導通状態となる。当該２相の内の一方の相の上段側スイッチング素子を導通させれば、当該１相のアームを流れる電流の方向が変わって還流する。従って、当該相の下段側のフリーホイールダイオードが非導通状態となるように、当該相の上段側スイッチング素子を導通させればよい。

具体的には、例えば、全てのＩＧＢＴ３がオフ状態で、Ｕ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとの２相の電流が負側を流れているとき、Ｕ相上段側ＦＷＤ５１とＶ相上段側ＦＷＤ５３とが導通状態となる。これは、２つのコンデンサ充電ループが形成される状態である。ここで、Ｕ相アーム及びＶ相アームの一方を流れる電流の方向を変えると、１つのコンデンサ充電ループは解消され、１つの還流ループが形成される。共にＦＷＤ５を経由して電流が流れているＵ相アーム及びＶ相アームの一方を流れる電流の方向を変えるためには、上段側及び下段側の内、ＦＷＤ５を経由して電流が流れている側とは反対側のＩＧＢＴ３を導通させればよい。従って、Ｕ相上段側ＦＷＤ５１及びＶ相上段側ＦＷＤ５３が導通状態となっている場合には、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２及びＶ相下段側ＩＧＢＴ３４の何れか一方を導通させればよい。

図６に例示するように、混合ループ制御が実行されると（時刻“ｔ１”）、Ｕ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖの増減方向が反転する。電気角６０度ずつの各判定フェーズ（Ａ〜Ｆ）の前半（０〜３０度の範囲）において混合ループ制御が実行されるとすれば、コンデンサ充電ループを流れる電流が早くゼロに達するのはＶ相電流Ｉｖである。各判定フェーズ（Ａ〜Ｆ）の前半（０〜３０度の範囲）において混合ループ制御が実行される場合に、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇を抑制できるのは、Ｖ相電流Ｉｖをコンデンサ充電ループに流し、Ｕ相電流Ｉｕを還流ループに流した場合である。従って、１つの態様として、Ｕ相電流Ｉｕが還流ループを流れるように、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２を対象スイッチング素子として設定すると好適である。Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２は、電流波形が振幅中心よりも負側の２相の内、電流波形が上昇している相の下段側スッチング素子である。

当業者であれば、上記の説明から推察可能であろうが、混合ループ制御の実行が開始されるタイミングによって、コンデンサ充電ループ及び還流ループを流れる電流の比率は異なる。従って、混合ループ制御の実行が開始されるタイミングによって、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇する大きさや、還流電流の大きさが異なる。発明者によるシミュレーションによれば、例えば、図１０に示すように、混合ループ制御が実行される時刻“ｔ１”が判定フェーズ“Ａ”の３０度の時点の場合には、１５度の時点の場合と比べて、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇電圧は１／３〜１／４であり、相電流の最大値は１．２〜２倍であった。シミュレーションは、最大の回生電力ポイントと、インバータ１０の最大電圧の条件で、定格電流と耐圧電圧とを満足するように実施されたものである。

このように、混合ループ制御を開始するタイミングによって、直流リンク電圧Ｖｄｃや相電流の値は異なる。例えば、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇をより抑制したいような場合には、コンタクタ９が図１０に示す時刻“ｔ０”で開放状態となり、判定フェーズにおける電気角１５度の時点で混合ループ制御を開始することが可能であったとしても、“ｄｅｌａｙ”を設定して電気角３０度の時点から混合ループ制御を開始してもよい。また、判定フェーズの終了間際、例えば電気角５０度以上の時点で、コンタクタ９が開放状態となったことを判定したり、混合ループ制御を開始可能となったりした場合には、当該判定フェーズにおける判定基準ではなく、次の判定フェーズ（例えば“Ａ”に対する“Ｆ”）の判定基準に基づいて対象スイッチング素子を設定すると好適である。

尚、図２に示すように、インバータ制御装置２０は、コンタクタ９が開放状態となった後、直流と３相交流との間で電力変換を行う３相駆動制御から、ＳＤ制御やＡＳＣ制御を挟むことなく充放電制御に制御方式を移行させる。従って、ＳＤ制御による直流リンク電圧Ｖｄｃの急上昇や、ＡＳＣ制御による大電流の還流が抑制される。尚、３相駆動制御には、上述したＰＷＭ制御及び矩形波制御が含まれる。また、常時３相の全てが変調される必要はなく、何れか１相が固定され、他の２相が変調される状態が繰り返されるような２相変調も、３相駆動制御に含まれる。

充放電制御を実行する本実施形態のインバータ制御装置２０は、コンタクタオープンに応答して、回生電力抑制制御（充放電制御）を実行する。コンタクタオープンに際してのインバータ１０の制御方式には、一般的にＳＤ制御やＡＳＣ制御が知られている。ＳＤ制御、ＡＳＣ制御、回生電力抑制制御（充放電制御）には、コンタクタオープンの際の回転電機８０の動作状態に応じてそれぞれ適した領域が存在する。図１１は、回転電機８０の回転速度とトルクとによって表された動作マップ上において、それぞれの制御方式が適した領域を示している。回転速度が高い領域、図１１における領域“ｄｅｆｇ”（領域“Ｒ２”）は、回転電機８０による起電力（ＥＭＦ：Electromotive Force）が高いため、ＡＳＣ制御が適している。線“ｄｇ”は、逆起電圧（ＢＥＭＦ：Back Electromotive Force）が、直流リンク電圧Ｖｄｃ以上となる境界を表している。回転速度が低い領域、図１１における領域“０ａｃｄｇ”（領域“Ｒ１＋Ｒ３”）は、ＳＤ制御が適している。即ち、ＳＤ制御は、直流リンク電圧Ｖｄｃが回転電機８０による起電力よりも大きい場合に実行される。

このＳＤ制御が適している領域“０ａｃｄｇ”の全てにおいてＳＤ制御が可能なようにインバータ制御装置２０を構築すると、当該領域における直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇に鑑みた設計が必要となる。例えば、ＩＧＢＴ３などのスッチング素子に高い耐圧が求められ、直流リンクコンデンサ４にも大きな容量や高い耐圧が求められる。しかし、回転速度及びトルクが高い領域“ｂｃｄ”（領域“Ｒ３”）において、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇を抑制できれば、それらの要求を緩和することができる。従って、上述した回生電力抑制制御（充放電制御）は、図１１における領域“ｂｃｄ”（領域“Ｒ３”）において適用されると好適である。

〔その他の実施形態〕
以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記説明においては、充放電制御の実行中に、直流リンク電圧Ｖｄｃが充放電上限電圧ＴＨＨを超えた場合、インバータ制御装置２０は、充放電制御を終了し、混合ループ制御を実行する形態を例示した。しかし、充放電制御の終了後に実行される制御方式は、混合ループ制御に限定されるものではなく、シャットダウン制御やアクティブショート制御、或いはそれらを組み合わせた制御方式であってもよい。

（２）上記説明においては、充放電上限電圧ＴＨＨが、インバータ１０の最大許容電圧に対して予め規定された余裕電圧を減じた電圧であり、充放電下限電圧ＴＨＬが、コンタクタ９が開放状態となったことを判定する際のコンタクタ開放判定電圧である形態を例示した。しかし、充放電上限電圧ＴＨＨ及び充放電下限電圧ＴＨＬは、他の基準に基づいて設定されてもよい。例えば、充放電上限電圧ＴＨＨは、直流リンクコンデンサ４の静電容量や耐圧に基づいて設定されてもよい。また、充放電下限電圧ＴＨＬは、コンタクタ開放判定電圧よりも低く、通常動作時の直流リンク電圧Ｖｄｃの値に基づいて設定されていてもよい。

また、コンタクタ９が開放状態となった際には、直流リンク電圧Ｖｄｃが低下することが好ましく、充放電下限電圧ＴＨＬは設定されず、無制限であってもよい。また、直流リンク電圧Ｖｄｃが充放電上限電圧を越えると充放電制御が終了するので、充放電下限電圧ＴＨＬも設定されていなくてもよい。つまり、上記説明においては、充放電上限電圧ＴＨＨと充放電下限電圧ＴＨＬとの間の範囲内で、コンデンサ充電モードとコンデンサ放電モードとを繰り返すように、電流位相に対する電圧位相を制御してインバータ１０をスイッチング制御する制御方式として充放電制御を例示したが、その形態に限定されるものではない。例えば、充放電制御は、範囲を定めずにコンデンサ充電モードとコンデンサ放電モードとを繰り返すように、電流位相に対する電圧位相を制御してインバータ１０をスイッチング制御する制御方式であってもよい。

（３）上記説明においては、混合ループ制御の開始後、シャットダウン制御が実行される形態を例示したが、シャットダウン制御が実行されることなく、混合ループ制御が継続されてもよい。つまり、還流ループのみを維持して部分的なアクティブショート制御が実行されてもよい。

（４）上記説明においては、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、電流波形が上昇している相の下段側スッチング素子が対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）に設定される例を示した（図６〜図８参照）。また、対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）を選定する基準として、図９を参照して以下の態様が好適であると説明した。即ち、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、電流波形が下降している相の上段側スイッチング素子が対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）に設定され、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、電流波形が上昇している相の下段側スッチング素子が対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）に設定されると好適であると説明した。しかし、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合に、当該２相の内の何れかの相の上段側スイッチング素子が対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）に設定される形態であってもよい。例えば、電流波形が上昇している相の上段側スイッチング素子が対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）に設定されてもよい。同様に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合に、当該２相の内の何れかの相の下段側スッチング素子が対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）に設定される形態であってもよい。つまり、電流波形が下降している相の上段側スイッチング素子が対象スイッチング素子（主対象スイッチング素子）に設定されてもよい。

ところで、図７（及び図８）を参照すると、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２だけではなく、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６をオン状態としても、同様の還流ループとコンデンサ充電ループとが形成される。つまり、Ｗ相下段側ＦＷＤ５６が導通状態であるから、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６のオン／オフ状態に拘わらず、Ｗ相の下段側アームは導通するが、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６が導通していても問題はない。従って、図７に例示する形態の場合、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６も対象スイッチング素子として機能することができる。但し、Ｕ相下段側ＩＧＢＴ３２は、並列接続されるＵ相下段側ＦＷＤ５２が非導通状態であるから、対象スイッチング素子としてオン状態とされることが必須であるのに対して、Ｗ相下段側ＩＧＢＴ３６は、並列接続されるＷ相下段側ＦＷＤ５６が既に導通状態であるから、オン状態とされることが必須ではない。従って、オン状態とされることが必須のＵ相下段側ＩＧＢＴ３２を主対象スイッチング素子と称し、オン状態とされることが必須ではないＷ相下段側ＩＧＢＴ３６を副対象スイッチング素子と称する。

即ち、インバータ制御装置２０は、回転電機８０の回転中にコンタクタ９が開放状態となった場合に、回転電機８０による生成電力を直流リンクコンデンサ４に充電させるコンデンサ充電ループと、生成電力をインバータ１０及び回転電機８０の間で循環させる還流ループとが１つずつ形成されるように、インバータ１０を構成するスイッチング素子（ＩＧＢＴ３）の内の１つ又は２つである対象スイッチング素子をオン状態とする混合ループ制御を実行する。ここで、対象スイッチング素子は、主対象スイッチング素子と、副対象スイッチング素子とを含む。即ち、インバータ制御装置２０は、混合ループ制御に際して、１つの主対象スイッチング素子、又は、１つの主対象スイッチング素子及び１つの副対象スイッチング素子の２つをオン状態とする。換言すれば、インバータ制御装置２０は、混合ループ制御に際して、対象スイッチング素子として、少なくとも１つの主対象スイッチング素子をオン状態とする。また、インバータ制御装置２０は、混合ループ制御に際して、主対象スイッチング素子に加えて、副対象スイッチング素子をオン状態としてもよい。即ち、インバータ制御装置２０は、３相上下段のインバータ１０を構成する６つのスイッチング素子の内の１つのみ（主対象スイッチング素子）をオン状態とする混合ループ制御、又は、インバータ１０を構成するスイッチング素子の内の２つのみ（主対象スイッチング素子及び副対象スイッチング素子）をオン状態とする混合ループ制御を実行することができる。

下記表２は、上述した表１と同様に、３相電流の波形と、各ＩＧＢＴ３のオン／オフ制御の状態とを表している。表１は、混合ループ制御の実行に際して、３相上下段のインバータ１０を構成する６つのスイッチング素子の内の１つのみ（主対象スイッチング素子）がオン状態とされる場合を例示している。一方、表２は、混合ループ制御の実行に際して、インバータ１０を構成するスイッチング素子の内の２つのみ（主対象スイッチング素子及び副対象スイッチング素子）がオン状態とされる場合を例示している。表２中の記号については、表１と同様であるから説明を省略する。

３相電流と対象スイッチング素子（主／副対象スイッチング素子）との関係
（後述する２相スイッチング制御における３相電流と対象スイッチング素子との関係）

以上整理すると、主対象スイッチング素子は、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の何れか一方の上段側スイッチング素子に設定され、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の何れか一方の下段側スッチング素子に設定される。好適には、図９を参照して上述したように、主対象スイッチング素子は、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相の内、電流波形が下降している相の上段側スイッチング素子に設定され、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相の内、電流波形が上昇している相の下段側スッチング素子に設定される。また、副対象スイッチング素子は、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも正側の場合には、当該２相とは別の上段側スイッチング素子に設定され、混合ループ制御の実行を開始する際に、３相の内の２相の電流波形が振幅中心よりも負側の場合には、当該２相とは別の下段側スッチング素子に設定される。尚、主対象スイッチング素子のみがオン状態とされて実行される混合ループ制御は、単相スイッチング（Single Phase Switching）制御と称することができ、主対象スイッチング素子及び副対象スイッチング素子の２つがオン状態とされて実行される混合ループ制御は、２相スイッチング（Two Phase Switching）制御と称することができる。

（５）上述したように、コンタクタ９が開放状態となると直流リンク電圧Ｖｄｃが直ぐに上昇する。従って、インバータ制御装置２０は、コンタクタ９が開放状態となったことを迅速に判定して、回生電力抑制制御を開始することが望ましい。従って、上記説明においては、一般的に通信時間を要するＣＡＮなどを利用して車両ＥＣＵ９０経由でコンタクタ９の状態を取得するのではなく、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出結果に基づいて、迅速にコンタクタ９が開放状態となったことを判定できる例を示した。また、他の１つの態様として、高圧バッテリ１１と直流リンクコンデンサ４との間に設けられたバッテリ電流センサ１５により検出された高圧バッテリ１１の電流（バッテリ電流）の急激な変化に基づいてコンタクタオープンが判定されてもよい。コンタクタ９が開放状態となると、高圧バッテリ１１と、その後段の回路（直流リンクコンデンサ４、インバータ１０、回転電機８０等）との電気的な接続状態が急激に変化する。このため、高圧バッテリ１１を出入りする電流も急激に変化する。従って、この場合も、ＣＡＮなどを利用して車両ＥＣＵ９０経由でコンタクタ９の状態を取得するよりも、インバータ制御装置２０は、高圧バッテリ１１の電流の検出結果に基づいて、コンタクタ９が開放状態となったことを迅速に判定することができる。このように、コンタクタオープンによって平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が短時間で上昇するのを防止するためには、コンタクタオープンを迅速に検出することが特に肝要である。

本発明は、インバータを介して交流の回転電機を駆動制御するインバータ制御装置に利用することができる。

１：回転電機駆動装置
３：ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
４：直流リンクコンデンサ
５：フリーホイールダイオード
９：コンタクタ
１０：インバータ
１１：高圧バッテリ（直流電源）
２０：インバータ制御装置
３１〜３６：ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
５１〜５６：フリーホイールダイオード
８０：回転電機
ＴＨＨ：充放電上限電圧
ＴＨＬ：充放電下限電圧
Ｖｄｃ：直流リンク電圧

Claims

直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて、直流と３相交流との間で電力変換を行うインバータと、前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する直流リンクコンデンサと、を備えて前記回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御対象として、前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
前記回転電機による生成電力を前記直流リンクコンデンサに充電させるコンデンサ充電モードと、前記直流リンクコンデンサを放電させるコンデンサ放電モードとで、前記インバータを制御可能であり、
前記回転電機の回転中に前記コンタクタが開放状態となった場合には、それぞれ前記直流リンク電圧に対して予め規定された充放電上限電圧と充放電下限電圧との間の範囲内で、前記コンデンサ充電モードと前記コンデンサ放電モードとを繰り返すように、電流位相に対する電圧位相を制御して前記インバータをスイッチング制御する充放電制御を、前記直流リンク電圧が前記充放電上限電圧を越えるまで、又は、前記回転電機の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル座標系において前記回転電機の界磁磁束の方向に沿ったｄ軸電流が上限値である上限ｄ軸電流を越えるまで実行するインバータ制御装置。
前記充放電制御の終了後、前記回転電機による生成電力を前記直流リンクコンデンサに充電させるコンデンサ充電ループと、前記生成電力を前記インバータ及び前記回転電機の間で循環させる還流ループとが１つずつ形成されるように、前記インバータを構成する前記スイッチング素子の内の１つ又は２つである対象スイッチング素子をオン状態とする混合ループ制御を実行する請求項１に記載のインバータ制御装置。
前記混合ループ制御の開始後、３相の電流が全てゼロとなる際に、前記対象スイッチング素子を全てオフ状態とするように制御するシャットダウン制御を実行する請求項２に記載のインバータ制御装置。
前記直流リンク電圧に基づいて前記コンタクタが開放状態となったことを判定可能であり、
前記充放電上限電圧は、前記インバータの最大許容電圧に対して予め規定された余裕電圧を減じた電圧であり、前記充放電下限電圧は、前記コンタクタが開放状態となったことを判定する際のコンタクタ開放判定電圧である請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ制御装置。