JP2012217277A

JP2012217277A - モータの駆動装置

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Publication number: JP2012217277A
Application number: JP2011081356A
Authority: JP
Inventors: Kan Akatsu; 観赤津; Takeshi Ando; 岳安藤
Original assignee: Shibaura Institute of Technology
Current assignee: Shibaura Institute of Technology
Priority date: 2011-04-01
Filing date: 2011-04-01
Publication date: 2012-11-08

Abstract

【課題】電流型インバータでインダクタンス負荷であるモータに方形波電流を通流し、ＳＲモータを当該インバータで駆動することでＳＲモータの高効率化を図ることを課題とする。
【解決手段】電流源を実現する電圧チョッパ回路１０と、誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路を備えた単相ブリッジ電流型インバータ２０とを備え、前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路４０を接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータの駆動装置に関する。

交流モータの駆動には直流を交流に変換するインバータが広く用いられている。その大多数は電圧型インバータであり、直流電圧をスイッチングすることにより任意の交流電圧に変換するものである。

交流モータの出力トルクは通電電流に比例するため、通常は電圧型インバータで電流を制御して駆動される。その際、トルクリップルを減らすために、モータの発生磁束をなるべく正弦波に近づけ、かつ電流は正弦波に制御される。

一方、直流電流をスイッチングして、疑似的な正弦波電流が通流可能な電流型インバータも存在する。しかしながら、電流型インバータは電圧型インバータで用いるスイッチング素子に加えて、電源への電流還流防止ダイオードが必要となるため一般的にはあまり用いられていない。

また、電流型インバータは通常電圧源（負荷にコンデンサを含むもの）駆動に用いられており、モータのような電流源負荷（負荷にインダクタンスを含むもの）の駆動は電流変化時の誘起電圧が理想的には無限大となるために用いられていない。

一方、交流モータは大きく分類して、誘導機、同期機とスイッチドリラクタンス機（以下、ＳＲモータとする）に分類できる。特に、ＳＲモータは高速回転可能であり、回転子が鉄だけで構成可能なために低コスト化ができるモータである。

通常、ＳＲモータには非対称ブリッジのインバータが用いられ、パルス状の電流を印加すればよいが、前述したようにパルス上の電流は実現困難であるため、パルス状の電圧を印加して電流を制御する方法が用いられていた（特許文献１）。

特開平１０−０２３７７８号公報

しかしながら、従来技術である電流型インバータでモータのようなインダクタンス負荷を駆動する場合、電流の時間変化に比例してモータの両端に誘起電圧が発生する。特に、方形波電流を通流した場合には、電流の時間変化は無限大となるために、その誘起電圧も無限大となる。そのためにインバータを駆動する半導体素子の電圧定格を超えてしまい、半導体素子が破壊されてしまうという問題点があった。

また、ＳＲモータの駆動方法では、疑似的に方形波電流を実現するために電流ヒステリシス制御が用いられているが、電圧が十分高くない場合には電流の立ち上がりが遅くなり、実際に電流が必要なモータ位置よりも前から電流を通電する必要があり、銅損の増加を招いていた。

また、電流を遮断する際にも瞬時に遮断できず、オン時と同様に銅損の増加を招いており、さらには負のトルクを発生する原因ともなっていた。さらに、一定電流を通流するための電流ヒステリシス制御においては、電流リップルを小さくするためにはスイッチング周波数を増加させる必要があり、スイッチング損失の増加を招いていた。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、電流型インバータでインダクタンス負荷であるモータに方形波電流を通流し、ＳＲモータを当該インバータで駆動することでＳＲモータの高効率化を図ることを解決課題とする。

以上の課題を解決するため、本発明に係るモータの駆動回路は、電流源を実現する電圧チョッパ回路と、誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路とを備えた単相ブリッジ電流型インバータとを備え、前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路が接続されることを特徴とする。

本発明によれば、電圧チョッパ回路に流れる電流を制御することにより、擬似的な直流電流源を実現し、クランプ回路を備えた電流型インバータにより電流の極性を正負選択可能にし、電流型インバータのクランプ回路に並列に負荷回路を接続することにより、モータの各相に方形波電流を通電することができる。

本発明においては、前記クランプ回路に備えられたスイッチを半導体デバイスとして、コンデンサの電圧により制御され、コンデンサ電圧が指令値以下の場合は、スイッチに備えられたダイオードを電流が通ってコンデンサに電荷を蓄え、指令値以上になった場合はスイッチをオンすることにより負荷側に電流を通流することもできる。

本発明によれば、クランプ回路に備えられたスイッチとコンデンサが負荷回路と並列に接続され、かつ、コンデンサの電圧をスイッチにより制御することで、方形波電流がインダクタンスに通流されたときに発生する誘起電圧をコンデンサ電圧に抑えることができ、半導体素子を破壊することなく、モータに方形波電流が通流可能となる。

本発明は、前記電流型インバータに用いる半導体素子として、ドライブ信号を入れないときは、オンしているノーマリーオンタイプとすることもできる。本発明によれば、ノーマリーオンタイプの半導体素子を用いることで、半導体素子を制御するドライブ回路が故障した際にも直流電流が遮断されることがなく、装置全体の信頼性を向上させることができる。

本発明は、前記モータの駆動回路にてＳＲモータを駆動し、ＳＲモータの各相にそれぞれ非対称ブリッジ回路を接続することもできる。本発明によれば、上記駆動回路でＳＲモータを駆動することにより、トルクが必要なときだけ電流を通電することができ、銅損を低減させることができる。さらに、ＳＲモータのインダクタンスの変化が一定の時に、一定電流を通流可能なため、トルクリップルを低減できる。また、３相のみならず、４相、５相駆動にもブリッジ回路を追加するだけで対応できる。

本発明は、前記ＳＲモータの各相非対称ブリッジ回路において、３６０度を相数で割った角度分だけスイッチがオンするようにすることもできる。本発明によれば、各相非対称ブリッジはスイッチング回数の少ない方形波駆動で駆動され、例えば、３相であれば１２０度の期間をオン、４相であれば９０度の期間をオンすることで、スイッチング損失を減らすことができる。

本発明の一実施形態に係るモータの駆動回路を示す図である。図１の駆動回路における電圧チョッパのスイッチの駆動波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧チョッパの直流電流Ｉ_ｂｕｓの波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧チョッパの還流ダイオードの電流Ｉ_{ｒｅｔｕｒｎ}の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧チョッパの電流Ｉ_{ｐｏｗｅｒ}の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧チョッパの還流ダイオードに印加される電圧Ｖ_ｂｕｓの波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧チョッパのインダクタンスに印加される電圧Ｖ_ｂｕｓＬのむ形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチの駆動回路を示す図である。図１の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチの駆動波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに流れる電流波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに流れる電流波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧クランプ回路のコンデンサに流れる電流波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧クランプ回路のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における電圧クランプ回路の電圧センサの検出電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部の駆動波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部の直流電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＶ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＷ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＶ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＷ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＶ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＷ相に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流の関係を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のバス電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＶ相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＷ相のスイッチに印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチに印加される電圧の関係を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＶ相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＷ相に印加される電圧の波形を示すタイムチャートである。図１の駆動回路における負荷部のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に印加される電圧の関係を示すタイムチャートである。本発明の一実施形態におけるモータ駆動回路の動作例を説明するための拡大部分を示す図である。図４０における拡大部分の各スイッチの動作波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電流源部におけるバス電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電流源部における還流ダイオードに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電流源部における電圧源側から発生する電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分のクランプ部におけるスイッチＳに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分のクランプ部におけるスイッチＲに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分のクランプ部におけるクランプコンデンサに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるバス電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＶ相スイッチに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＷ相スイッチに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＷ相ダイオードに流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＶ相負荷に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＷ相負荷に流れる電流の波形を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電源部におけるバス電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電源部における整流インダクタにかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電源部におけるスイッチＳにかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電源部におけるスイッチＲにかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電源部におけるクランプコンデンサ電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の電源部におけるスイッチＳｃにかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるバス電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＵ相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＶ相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＷ相スイッチにかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＶ相負荷にかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＷ相負荷にかかる電圧を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるＳｗ＿ＳとＳｗ＿Ｒの動作を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分の負荷部におけるバス電流を示すタイムチャートである。図４０における拡大部分のクランプ部におけるクランプコンデンサの電圧センサの検出波形を示すタイムチャートである。

以下、この発明の好適な実施の形態を、添付図面等を参照しながら詳細に説明する。ただし、各図において、各部の寸法および縮尺は、実際のものと適宜に異ならせてある。また、以下に述べる実施の形態は、本発明の好適な具体例であるから、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。

［実施形態］
図１は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動回路を示す図である。図１に示すように、本実施形態のモータ駆動回路は、電流源を実現する電圧チョッパ（Current Source generation circuit）１０と、この電圧チョッパ１０に直列に、電圧をクランプして電流極性を制御できる電流型インバータ（Voltage clamp circuit）２０が接続されている。また、電流型インバータ２０の負荷には、スイッチとコンデンサからなるクランプ回路が直列に接続される。クランプ回路に並列に、モータ各相の駆動回路（Load inverter circuit）３０が接続される。図１の駆動回路は、ＳＲモータ駆動用の非対称ブリッジを示してあるが、誘導機や同期機を駆動する場合には相数分だけＨブリッジインバータが接続される。

図１に示すように、電圧チョッパ１０は、電圧源１１と、還流ダイオード１２と、整流インダクタ１３と、電流センサ１４と、スイッチＳ_Ｓとから構成される。

電圧チョッパのスイッチＳ_Ｓは電流センサ14で取得した電流信号Ｉ_ＢＵＳにより図２に示すようにオン，オフし，スイッチＳｓは図８に示す駆動回路により駆動される。スイッチＳｗ_Ｓsの駆動回路は、図８に示すように、コンパレータ５０、リミッタ５１、ＰＩコントローラ５２、加算器５３、および、三角波発生回路５４を備える。流したい電流よりもI_busが大きければＳ_Ｓをオフし、逆にI_busが流したい電流よりも小さければＳ_ＳをオンするようにPWM制御され、図３に示すような直流電流を発生させる。また、還流ダイオード１２には図４に示すような電流が流れ、電圧源１１からは図５に示すような電流が発生する。さらに、電圧チョッパ１０におけるバス電圧は図６に示すような波形となり、整流インダクタにかかる電圧は図７に示すようになる。

電流型インバータ２０は、スイッチＳｗ_Ｓ、Ｓｗ_Ｒ、Ｓｗ_Ｓc、および、クランプコンデンサ２１と、電圧センサ２２を備える。スイッチＳｗ_Ｓ、Ｓｗ_Ｒ、Ｓｗ_Ｓcは、図8に示す駆動回路で駆動され、ＮＯＴ回路６０、ＡＮＤ回路６１、コンパレータ６２、６３を備える。
これらのスイッチの駆動回路において，図66に示すようにスイッチSw_RとスイッチSw_Scは同条件で駆動され，スイッチSw_RとスイッチSw_Sは互いに反対の動作をする。スイッチSw_RとスイッチSw_Scは図67に示すように電流センサから取得した信号I_DCが正のとき，すなわちモータ側に電流を供給しているときで，かつ図68に示すようにコンデンサの電圧Vcが設定値150Vを超えた場合にオンとなり，コンデンサにたまった電荷をスイッチSw_Sc, Sw_Rを通して放出する。このときスイッチSw_Sはオフとなるように動作する。

モータの駆動回路３０に正方向（図１の上から下）の電流を通電したい場合は、図９に示すように、電流型インバータのスイッチＳをオンし、スイッチＲはオフ、負方向の電流を通電したい場合はスイッチＳをオフし、スイッチＲをオンする。したがって、モータの駆動回路３０の直流電流Ｉ_ＤＣは電流が相から相へ切り替えるとき以外は直流電流Ｉ_ＢＵＳと同じとなる。

なお、上記スイッチＳｗ_Ｓには図１０に示すような電流が流れ、上記スイッチＳｗ_Ｒには、図１１に示すような電流が流れる。さらに、クランプコンデンサ２１には、図１２に示すような電流が流れる。

また、上記スイッチＳｗ_Ｓには図１３に示すような電圧が印加され、上記スイッチＳｗ_Ｒには、図１４に示すような電圧が印加される。さらに、クランプコンデンサ２１に接続されたスイッチＳｗ_Ｓｃには、図１５に示すような電圧が印加される。また、クランプコンデンサ２１には図１６に示すような電圧が印加される。

モータの駆動回路３０は、スイッチＳｗ_Ｕ、Ｓｗ_Ｖ、Ｓｗ_Ｗとを備え、モータの各相の駆動負荷回路４０が接続されている。各スイッチＳｗ_Ｕ、Ｓｗ_Ｖ、Ｓｗ_Ｗには、図１７に示すような信号が印加される。

電流を相から相へ（例えば、Ｕ相からＶ相へ）切り替える時は、電流の時間変化率が無限大となるために、モータのインダクタンスにより過大な誘起電圧が発生するが、負荷電圧はクランプ回路に並列であり、かつ、クランプ回路の電圧Ｖcは電圧センサ２２により測定されており、コンデンサ電圧が指令値以上のときは、クランプ回路のスイッチＳｗ_Ｓｃをオンすることにより、コンデンサ２１の電荷を放出し、また、コンデンサ電圧が指令値以下のときは電荷をコンデンサ２１に蓄積することにより、駆動回路３０の電圧はコンデンサ電圧にクランプされる。

なお、駆動回路３０には図１８に示すようなバス電流が流れる。また、Ｕ相スイッチＳｗ_Ｕには図１９に示すような電流が流れ、Ｖ相スイッチＳｗ_Ｖには図２０に示すような電流が流れる。また、Ｗ相スイッチＳｗ_Ｗには図２１に示すような電流が流れる。これらの各相のスイッチの電流の関係は図２２に示すようになる。また、Ｕ相ダイオードには図２３に示すような電流が流れ、Ｖ相ダイオードには図２４に示すような電流が流れる。また、Ｗ相ダイオードには図２５に示すような電流が流れる。これらの各相のダイオードに流れる電流の関係は図２６に示すようになる。

さらに、Ｕ相の負荷には図２７のような電流が流れ、Ｖ相の負荷には図２８のような電流が流れる。また、Ｗ相の負荷には図２９のような電流が流れる。各相の負荷に流れる電流の関係は図３０に示すようになり、本発明によれば、方形波電流を印加することができる。

なお、モータの駆動回路３０のバス電圧は図３１に示すようになり、Ｕ相スイッチにかかる電圧は図３２に示すようになる。また、Ｖ相スイッチにかかる電圧は図３３のようになり、Ｗ相スイッチにかかる電圧は図３４に示すようになる。これらの各相スイッチにかかる電圧の関係は、図３５に示すようになる。

また、Ｕ相負荷にかかる電圧は図３６に示すようになり、Ｖ相負荷にかかる電圧は図３７のようになる。Ｗ相負荷かかる電圧は図３８に示すようになる。これらの各相にかかる電圧の関係は、図３９に示すようになる。

［動作例］
次に、本実施形態の動作例を図４０〜図６８に基づいて説明する。図40ではモータの電流をW相からV相，そしてU相に順番に通流している状態を示している。SW_RとSW_Sは相の切り替え時に動作する。図41は図40においてW相からV相に電流を切り替えている状態の拡大図である。図41では［１］から［４］までの４つのモードを示しており，［１］はSw_Ssがオフ，Sw_Sがオンの状態，［２］はSw_Ssがオンの状態，［３］は切り替え直後の状態でIdcが負に流れる状態，［４］はスイッチSw_Rがオンの状態である。図42に示すように直流電流IbusはスイッチSw_Ssにより制御されているので一定値となっており，［２］の状態であるSw_Ssがオンするときのみ図43,
図44に示すように電源からIpowerが供給され，ダイオードの電流Ireturnが減少する。電流がW相からV相に切り替わるとき，すなわち［１］から［３］の状態に切り替わるとき，図53および図52に示すようにW相の電流Isrm_Wは一次的に減少し，Ｖ相の電流Isrm_Vが一次的に上昇する。このときW相に発生する誘起電圧により図47に示すコンデンサ電流Icが上昇し，図48に示すようにIdcが負の値となる。その結果図68に示したコンデンサ電圧Vcが上昇し，Idcが正の値となったときに図66に示すようにスイッチSw_Rがオンしてコンデンサ電圧を放電し，電流を図52に示すＶ相に流していき，コンデンサ電圧が設定値の150VになるとスイッチSw_RがオフしてW相からV相の転流が終了する。この切り替え区間において，図５４〜図65に示した各部の電圧はいずれも設定値を超えることは無く，電圧が正常に制御されスイッチを保護しつつ高速の電流応答が実現される。

なお、電流型インバータには、例えば、ＳｉＣ-ＳＩＴに代表されるノーマリーオンのスイッチを用いることで、電流型インバータのスイッチをドライブする回路が万が一誤動作した際も、電圧チョッパから通流される直流電流は遮断されることなくスイッチＳスイッチＲを通って電源側に戻るため、回路が破壊されない。また、ＳｉＣデバイスは低オン抵抗素子なので、通電時のオン損失を低減することができる。

また、電流遮断時には、電流が０になるまでにさらに多くの時間がかかっており、銅損がさらに増加する。したがって、方形波電流を通電することにより、モータの高効率化が達成できる。さらに、電流を制御するためにスイッチを交互にオン／オフするヒステリシス制御が用いられるが、スイッチング回数が多くなるためにスイッチング損失が増加する。当該回路で駆動した場合は、駆動回路のスイッチをオンにすれば、一定電流が通流されるため、スイッチング損失を低減できる。

また、ＳＲモータの発生トルクは、下記式（１）のように、電流の瞬時値とインダクタンスの変化分の積に比例する。
Ｔ＝１／２・ｄＬ／ｄθ・ｉ^２・・・（１）
したがって、インダクタンス変化が一定のときに一定電流を通流することで、トルクリップルを低減できる。

なお、上述の実施形態では、本発明の駆動回路をＳＲモータに対して適用した例につて説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。ＰＭモータやＩＭモータにも適用可能である。この場合には、非対称ブリッジではなく、Ｈブリッジを用いるようにすればよい。

１０…電圧チョッパ）、２０…クランプ回路、３０…単相ブリッジ電流型インバータ回路、４０…モータの各相の駆動回路

Claims

電流源を実現する電圧チョッパ回路と、
誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路を備えた単相ブリッジ電流型インバータとを備え、
前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路が接続される、
ことを特徴とするモータの駆動回路。
モータの各相に通電される電流は方形波電流であることを特徴とする請求項１に記載のモータの駆動回路。
前記クランプ回路に備えられたスイッチは、半導体デバイスからなり、当該スイッチはコンデンサの電圧により制御され、コンデンサ電圧が指令値以下の場合は、スイッチに備えられたダイオードを電流が通ってコンデンサに電荷を蓄え、指令値以上になった場合はスイッチをオンすることにより負荷側に電流を通流することを特徴とする請求項１または請求項２記載のモータの駆動回路。
前記電流型インバータに用いる半導体素子は、ドライブ信号を入れないときは、オンしているノーマリーオンタイプであることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか一記載のモータの駆動回路。
前記モータの駆動回路にてＳＲモータを駆動し、ＳＲモータの各相にそれぞれ非対称ブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか一記載のモータの駆動回路。
前記モータの駆動回路にてＰＭモータを駆動し、ＰＭモータの各相にそれぞれＨブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか一記載のモータの駆動回路。
前記モータの駆動回路にてＩＭモータを駆動し、ＩＭモータの各相にそれぞれＨブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか一記載のモータの駆動回路。
前記ＳＲモータの各相非対称ブリッジ回路においては、３６０度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項５記載のモータの駆動回路。
前記ＰＭモータの各相Ｈブリッジ回路においては、３６０度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項６記載のモータの駆動回路。
前記ＩＭモータの各相Ｈブリッジ回路においては、３６０度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項７記載のモータの駆動回路。