JP2008154431A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源線間に設けたコンデンサを大型化することなく、コンデンサの温度上昇を抑える。
【解決手段】インバータ３により駆動されるモータ４の出力が所定のしきい値よりも小さい場合には、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnに対し正弦波ＰＷＭ信号Ｇ1up〜Ｇ1wnを出力し、モータ４の出力が所定のしきい値以上の場合には、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnに対し矩形波ＰＷＭ信号Ｇ2up〜Ｇ2wnを出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ駆動されるインバータを備えたモータ制御装置に関する。

例えば電気自動車（ＥＶ）の車両駆動用モータをインバータにより駆動するモータ制御装置においては、出力電圧に応じた振幅を持つ正弦波形の電圧指令信号と三角波形の搬送波信号とを比較して正弦波ＰＷＭ信号を生成するようになっている（特許文献１、２参照）。インバータは、直流電源線間にスイッチング素子をブリッジ接続して構成されており、上記正弦波ＰＷＭ信号に従って上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子とを相補的にオンオフ制御する。
特開２００４−０１５８９２号公報 特開２００４−２２９４０９号公報

上記電気自動車駆動システムでは、インバータに対しバッテリから直流電圧が供給されるので、交流全波（或いは半波）波形を持つ直流電圧を入力する場合とは異なり、大容量の平滑コンデンサは不要である。しかし、バッテリや直流電源線にはインダクタンス成分が存在するので、インバータのスイッチング素子のオンオフに伴い生じるサージ電圧を抑制するため、直流電源線間に高周波特性に優れたコンデンサ（例えばフィルムコンデンサ）を設ける必要がある。

このようなインバータを備えたモータ制御装置により実際に車両駆動用モータを駆動すると、上記コンデンサが発熱する現象が生じる。コンデンサは、温度が高くなるに従い急速に劣化が進むため、コンデンサの容量を増大したり、インバータの冷却ファンの能力を高める必要がある。しかしながら、こうした対策はコンデンサの大型化ひいてはインバータ、モータ制御装置の大型化を招く結果となる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、直流電源線間に設けたコンデンサや装置自体を大型化することなく、当該コンデンサの温度上昇を抑えることができるモータ制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１記載のモータ制御装置は、
直流電源線間に接続されたコンデンサと、
前記直流電源線間にスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータと、
このインバータにより駆動されるモータの出力が所定のしきい値よりも小さい場合には、前記スイッチング素子に対し正弦波ＰＷＭ信号を出力し、前記モータの出力が前記所定のしきい値以上の場合には、前記スイッチング素子に対し矩形波ＰＷＭ信号を出力する制御手段とを備えていることを特徴とする。

コンデンサが発熱する主な原因は、コンデンサに対し充放電されるリプル電流である。このリプル電流は、インバータのスイッチング素子のオンオフ状態が反転するのに伴い、直流電源線を介して流れる電流（直流電流）が変化する時に生じる。正弦波ＰＷＭ信号による駆動時には、キャリア信号の１周期の間に各相のスイッチング素子がオンからオフ、オフからオンに切り替わり、さらに切り替わり時にはアーム短絡防止のため上下アームのスイッチング素子をともにオフするデッドタイムが設けられる。従って、正弦波ＰＷＭ駆動時には、直流電流の変化頻度つまりリプル電流の実効値が大きくなる。

これに対し、矩形波ＰＷＭ信号例えば１２０度通電信号による駆動時には、電気角で１２０度の期間、何れか１つの相の上アームまたは下アームのスイッチング素子のみのオンオフ状態が反転する（途中１回だけ下アームのスイッチング素子が切り替わる）。この間、当該アームの他方のアームのスイッチング素子はオフし続けているのでデッドタイムは必要ない。従って、矩形波ＰＷＭ駆動時には、直流電流の変化頻度つまりリプル電流の実効値が小さくなる。

モータの出力が所定のしきい値よりも小さい場合には、リプル電流の実効値が小さくコンデンサの発熱も小さい。また、低出力ではモータの運転音が小さく磁気騒音のマスキング効果が小さい。そこで、高調波の少ない電圧を出力できる正弦波ＰＷＭ信号で駆動し、モータを高効率で且つ低い磁気騒音で駆動する。これに対し、モータの出力が所定のしきい値以上の場合には、リプル電流の実効値が大きくコンデンサの発熱も大きくなる。そこで、矩形波ＰＷＭ信号号で駆動し、インバータに設けられたコンデンサの発熱を抑える。

本発明によれば、直流電源線間に設けたコンデンサ、モータ制御装置を大型化することなく、当該コンデンサの温度上昇を抑えることができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明のモータ制御装置によりＤＣブラシレスモータを駆動する第１の実施形態について図１ないし図５を参照しながら説明する。
図１は、モータ制御装置の構成図であり、後述するシミュレーションを実施する際に用いるモデルでもある。このモータ制御装置１は、バッテリ２から直流電圧（例えば２８０Ｖ）を入力し、インバータ３により電気自動車（ＥＶ）の車両駆動用モータ４をＰＷＭ駆動するものである。バッテリ２が接続される直流電源線５、６間（図１に示すノードｎ１、ｎ２間）にはフィルムコンデンサ７が接続されている。コンデンサ７は、等価的にリアクトル７ａと抵抗７ｂと理想的なコンデンサ７ｃとの直列回路として表すことができる。また、バッテリ２からノードｎ１、ｎ２に至る直流電源線５、６には等価的に配線抵抗８が存在し、ノードｎ１、ｎ２からインバータ３に至る直流電源線５、６には等価的に配線抵抗９が存在している。

インバータ３は、直流電源線５、６間にＩＧＢＴ１０up、１０un、１０vp、１０vn、１０wp、１０wn（スイッチング素子に相当）を三相ブリッジ接続して構成された電圧形インバータである。各ＩＧＢＴ１０up、１０un、１０vp、１０vn、１０wp、１０wnには、それぞれ還流用のダイオード１１up、１１un、１１vp、１１vn、１１wp、１１wnが接続されている。

インバータ３の出力端子にはモータ４の各相端子が接続されている。モータ４は、最大出力が４０ｋＷ〜５０ｋＷ程度の三相ＤＣブラシレスモータである。モータ４の巻線４ｕ、４ｖ、４ｗは、等価的に抵抗４ａとリアクトル４ｂとにより表すことができ、ロータの回転に伴い誘起電圧を発生する。なお、図示しないが、ロータに接近してホールＩＣ、レゾルバなどからなる位置検出手段が配設されている。

ＰＷＭ信号生成回路１２は、位置検出手段から入力した信号に基づいてロータ位置を示す位置信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗと回転速度を検出し、回転速度指令値と回転速度検出値とから電圧指令信号を演算し、それに基づいてＩＧＢＴ１０up〜１０wnに対するＰＷＭ信号Ｇup〜Ｇwnを生成するものである。この場合、モータ電流検出手段を設け、電流フィードバックループを付加して電圧指令信号を演算してもよい。

ＰＷＭ信号生成回路１２は、電圧指令信号に基づいて正弦波１８０度ＰＷＭ信号Ｇ1up〜Ｇ1wnおよび矩形波１２０度通電ＰＷＭ信号Ｇ2up〜Ｇ2wnのうち何れか一方のＰＷＭ信号を選択的に生成し出力する。これらのＰＷＭ信号Ｇup〜Ｇwnは、フォトカプラ、ゲート駆動用電源等からなるゲート駆動回路１３を介してＩＧＢＴ１０up〜１０wnのゲートに与えられる。

次に、本実施形態の作用について図２ないし図５も参照しながら説明する。
ＰＷＭ信号生成回路１２は、モータ４の出力が所定のしきい値よりも小さい場合には、電圧指令信号に基づいて正弦波１８０度ＰＷＭ信号Ｇ1up〜Ｇ1wnを生成して出力し、モータ出力が上記所定のしきい値以上の場合には、電圧指令信号に基づいて矩形波１２０度通電ＰＷＭ信号Ｇ2up〜Ｇ2wnを生成して出力する。

ＰＷＭ信号生成回路１２は、回転速度とトルクとを乗算してモータ出力を求め、或いは検出したモータ電流とモータ相電圧とを乗算してモータ出力を求める。その他にも、回転速度、モータ電流、出力電圧、モータ４の出力特性などに基づいてモータ出力を推定演算してもよい。後述する実施形態では、これ以外の方法により間接的にモータ出力を求めている。

ＰＷＭ信号生成回路１２は、三角波などの搬送波信号と正弦波状の各相の電圧指令信号とを比較する正弦波三角波比較法により正弦波１８０度ＰＷＭ信号Ｇ1up〜Ｇ1wnを生成する。この場合、アーム短絡を防止するために、各相について上アームと下アームのＩＧＢＴがともにオフ状態となるデッドタイムを設定している。

図２は、上から順に（ａ）搬送波信号と電圧指令信号、（ｂ）Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇ1u、（ｃ）Ｖ相ＰＷＭ信号Ｇ1v、（ｄ）Ｗ相ＰＷＭ信号Ｇ1w、（ｅ）モータ４に印加される線間電圧Ｖuvとその基本波成分を示している。Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇ1uは、Ｕ相上アームのＩＧＢＴ１０upに対するＰＷＭ信号Ｇ1upとＵ相下アームのＩＧＢＴ１０unに対するＰＷＭ信号Ｇ1unとを合わせて示したもので、Ｈレベルで上アームのＩＧＢＴ１０upがオン、Ｌレベルで下アームのＩＧＢＴ１０unがオンする。Ｖ相ＰＷＭ信号Ｇ1vおよびＷ相ＰＷＭ信号Ｇ1wも同様である。Ｅｄは、直流電源線５、６間の直流電圧である。

ＰＷＭ信号生成回路１２は、位置信号Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに基づく論理演算により１２０度通電波形を生成し、電圧指令信号に基づいて上アーム側の通電波形に対するＰＷＭデューティを決定することにより矩形波１２０度通電ＰＷＭ信号Ｇ2up〜Ｇ2wnを生成する。図３は、上から順に（ａ）位置信号Ｄｕ、（ｂ）位置信号Ｄｖ、（ｃ）位置信号Ｄｗ、（ｄ）Ｕ相上アームＰＷＭ信号Ｇ2up、（ｅ）Ｖ相上アームＰＷＭ信号Ｇ2vp、（ｆ）Ｗ相上アームＰＷＭ信号Ｇ2wp、（ｇ）Ｕ相下アームＰＷＭ信号Ｇ2un、（ｈ）Ｖ相下アームＰＷＭ信号Ｇ2vn、（ｉ）Ｗ相下アームＰＷＭ信号Ｇ2wn、（ｊ）Ｗ相電圧Ｖｗを示している。

これら正弦波１８０度ＰＷＭ信号Ｇ1up〜Ｇ1wnを用いた駆動（正弦波ＰＷＭ駆動）および矩形波１２０度通電ＰＷＭ信号Ｇ2up〜Ｇ2wnを用いた駆動（矩形波ＰＷＭ駆動）をシミュレーションして得られた波形を図４および図５に示す。シミュレーション条件は、バッテリ電圧が２８０Ｖ、コンデンサ７の静電容量が１０００μＦ、リアクトル７ａが１ｎＨ、抵抗７ｂが５ｍΩ、配線抵抗８、９が５ｍΩ、ＰＷＭ周波数が５ｋＨｚ、デッドタイムが３．５μｓｅｃ、回転速度が２００Ｈｚ（電気角）である。

図４および図５は、コンデンサ７に流れる電流Ｉｃの瞬時値、実効値、平均値、抵抗９に流れる電流Ｉｄの瞬時値、実効値、平均値、Ｕ相電流の瞬時値Ｉｕ、Ｖ相電流の瞬時値Ｉｖ、Ｗ相電流の瞬時値Ｉｗの各波形を示している。電流Ｉｃ、Ｉｄの向きは図１に示す矢印の通りである。電流Ｉｃ、Ｉｄの瞬時値は図中のスケール１に従い、電流Ｉｃ、Ｉｄの実効値と平均値は図中のスケール２に従う。

正弦波ＰＷＭ駆動の場合、図２から分かるように搬送波信号の１周期の間にＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームにおいて、上アームのＩＧＢＴ１０xpがオフ、下アームのＩＧＢＴ１０xnがオンの状態から上アームのＩＧＢＴ１０xpがオン、下アームのＩＧＢＴ１０xnがオフの状態となり、再び上アームのＩＧＢＴ１０xpがオフ、下アームのＩＧＢＴ１０xnがオンの状態になる（ｘ：ｕ，ｖ，ｗ）。

図４に示すように、この各相のスイッチングに伴い、抵抗９に流れる電流Ｉｄは、搬送波信号の１周期の間に正方向（力行方向）、逆方向（回生方向）、ゼロの間で複数回に亘り変化する。この変化時にコンデンサ７にリプル電流Ｉｃが流れる。また、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームでＩＧＢＴ１０xpと１０xnのオンオフ状態が切り替わる際のデッドタイムにおいても、コンデンサ７にリプル電流Ｉｃが流れる。コンデンサ７に流れるこの急峻な波形を持つリプル電流によりコンデンサ７が発熱する。図１では、発熱要素を抵抗７ｂにより等価的に表している。

これに対し、矩形波ＰＷＭ駆動の場合には、図３から分かるように何れか１つの相の上アームＩＧＢＴ１０xpだけが搬送波信号の周期でオンオフ状態を繰り返す。このため、図５に示すように、スイッチングに伴い抵抗９に流れる電流Ｉｄは、搬送波信号の１周期の間に１度だけ正方向とゼロの間で変化する。電流Ｉｄが負になる可能性があるのは、１２０度ごとの下アームＩＧＢＴxnの切り替え時だけである。また、矩形波ＰＷＭ駆動の場合にはデッドタイムの設定も不要である。従って、コンデンサ７に流れるリプル電流Ｉｃの実効値は、正弦波ＰＷＭ駆動の場合に比べて小さくなる。シミュレーションにおけるリプル電流Ｉｃ（実効値）は、正弦波ＰＷＭ駆動の場合に７０Ａ、矩形波ＰＷＭ駆動の場合に４０Ａであった。

そこで、このシミュレーション結果に基づき、ＰＷＭ信号生成回路１２は、直流電源線５、６に流れる電流Ｉｄつまりはコンデンサ７に流れるリプル電流Ｉｃが増大してコンデンサ７の発熱が問題となるモータ出力の大きい場合に、矩形波ＰＷＭ駆動を行いリプル電流Ｉｃを低減する。矩形波ＰＷＭ駆動を用いると、リプル電流Ｉｃが低減するのみならず、インバータ３のスイッチング損失も低減する。

ただし、矩形波ＰＷＭ駆動は、正弦波ＰＷＭ駆動に比べて出力電圧に含まれる高調波成分が多いので、モータ４の損失、トルク変動および磁気騒音が大きくなる。従って、コンデンサ７の発熱が問題とならないモータ出力の小さい場合には、正弦波ＰＷＭ駆動を行う。モータ出力の小さい場合は回転速度が低くモータ４の運転騒音も小さい（磁気騒音のマスキング効果が小さい）ので、正弦波ＰＷＭ駆動を用いて磁気騒音を抑えることにより、車室内の環境性を高めることができる。

この正弦波ＰＷＭ駆動と矩形波ＰＷＭ駆動とを切り替えるモータ出力のしきい値は、コンデンサ７の特性（発熱特性、放熱特性など）、モータ制御装置１の冷却能力（冷却ファンの能力）、モータ５の特性、モータ効率などに応じて設定すればよい。また、しきい値は一定値でなくてもよく、駆動状態に応じて変更してもよい。本実施形態のモータ４は車両駆動用であるため、モータ出力は常時高い状態ではなく、加速走行時や上り坂走行時などに限り一時的に出力が上昇する。従って、このような高出力時に限って矩形波ＰＷＭ駆動に切り替えるとよい。

以上説明したように、本実施形態によればインバータ３により駆動されるモータ４の出力が所定のしきい値よりも小さい場合には正弦波ＰＷＭ駆動を行い、モータ４の出力がしきい値以上の場合には矩形波ＰＷＭ駆動を行うので、バッテリ２からインバータ３に至る直流電源線５、６間に設けられたコンデンサ７に流れるリプル電流を低減でき、コンデンサ７の発熱、温度上昇を抑えることができる。

その結果、コンデンサ７の温度上昇を抑える目的でコンデンサ７を大型化したり、モータ制御装置１の冷却装置の能力を高めたり、放熱フィンを大型化する必要がないので、従来よりもモータ制御装置１を小型化できるとともに、コンデンサ７の寿命ひいてはモータ制御装置１の寿命を延ばすことができる。

（第２の実施形態）
図６はモータ制御装置の構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付している。本実施形態のモータ制御装置１４は、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnの温度を検出する温度センサ１５（温度検出手段に相当）を備えている。ＰＷＭ信号生成回路１２は、温度センサ１５により検出された温度が所定値よりも低い場合には、モータ出力が上述した切り替えのためのしきい値よりも小さい状態であると判断して正弦波ＰＷＭ駆動を行い、所定値以上の場合には、モータ出力が上記しきい値以上の状態であると判断して矩形波ＰＷＭ駆動を行う。

モータ出力が増大するとモータ電流が増大し、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnのスイッチング時の損失および通電時の損失が増大して素子温度が上昇する。つまり、ＩＧＢＴ１０up〜１０wnの温度によりモータ出力を概略推定することができる。従って、上述のようにＰＷＭ駆動を制御すれば、モータ出力が小さい場合に正弦波ＰＷＭ駆動を行い、モータ出力が大きくなると矩形波ＰＷＭ駆動を行うことになる。その結果、本実施形態によってもコンデンサ７に流れるリプル電流を低減でき、コンデンサ７の発熱、温度上昇を抑えることができる。

（第３の実施形態）
図７はモータ制御装置の構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付している。本実施形態のモータ制御装置１６は、モータ４の温度を検出する温度センサ１７（温度検出手段に相当）を備えている。ＰＷＭ信号生成回路１２は、温度センサ１７により検出された温度が所定値よりも低い場合には、モータ出力が上述した切り替えのためのしきい値よりも小さい状態であると判断して正弦波ＰＷＭ駆動を行い、所定値以上の場合には、モータ出力が上記しきい値以上の状態であると判断して矩形波ＰＷＭ駆動を行う。

モータ出力が増大するとモータ電流が増大し、巻線４ｕ、４ｖ、４ｗの抵抗４ａによる銅損および鉄損が増大してモータ温度が上昇する。つまり、モータ４の温度によりモータ出力を概略推定することができる。従って、上述のようにＰＷＭ駆動を制御すれば、モータ出力が小さい場合に正弦波ＰＷＭ駆動を行い、モータ出力が大きくなると矩形波ＰＷＭ駆動を行うことになる。その結果、本実施形態によってもコンデンサ７に流れるリプル電流を低減でき、コンデンサ７の発熱、温度上昇を抑えることができる。

（第４の実施形態）
図８はモータ制御装置の構成図であり、図１と同一部分には同一符号を付している。本実施形態のモータ制御装置１８は、インバータ３のＩＧＢＴ１０un、１０vn、１０wnと直流電源線６との各間にそれぞれモータ電流検出用の抵抗１９ｕ、１９ｖ、１９ｗ（電流検出手段）を備えている。

ＰＷＭ信号生成回路１２は、抵抗１９ｕ、１９ｖ、１９ｗの端子間電圧に基づいて各相のモータ電流を検出し、その検出した電流値を２乗した値に所定の単位時間を乗算する。そして、この乗算値が所定値よりも小さい場合には、モータ出力が上述した切り替えのためのしきい値よりも小さい状態であると判断して正弦波ＰＷＭ駆動を行い、所定値以上の場合には、モータ出力が上記しきい値以上の状態であると判断して矩形波ＰＷＭ駆動を行う。

上記乗算値は、電流の２乗の項が存在するためＩＧＢＴ１０up〜１０wnの温度に応じた値となり、この乗算値によりモータ出力を概略推定することができる。従って、上述のようにＰＷＭ駆動を制御すれば、モータ出力が小さい場合に正弦波ＰＷＭ駆動を行い、モータ出力が大きくなると矩形波ＰＷＭ駆動を行うことになる。その結果、本実施形態によってもコンデンサ７に流れるリプル電流を低減でき、コンデンサ７の発熱、温度上昇を抑えることができる。

（第５の実施形態）
本実施形態のモータ制御装置は、上述した各実施形態のモータ制御装置において、モータ出力を高めるために矩形波ＰＷＭ駆動の通電幅を１２０度から１８０度の範囲で制御するものである。ＰＷＭ信号生成回路１２は、モータ出力（第２、第３、第４の実施形態のように素子温度、モータ温度、電流乗算値などによる推定値を含む）が上述した切り替えのためのしきい値以上となったとき、切り替えにより出力電圧が変化しないように正弦波ＰＷＭ駆動から矩形波ＰＷＭ駆動に切り替える。

このとき、１２０度通電のままで電圧指令値に等しい電圧を出力可能である場合には、上アーム側のＩＧＢＴ１０up、１０vp、１０wpのデューティ比を０％〜１００％の間で制御する。これに対し、矩形波１２０度通電ＰＷＭ駆動のデューティ比を１００％に設定しても出力電圧が不足する場合には、デューティ比を１００％に保持したまま通電角を１２０度から１８０度の範囲で制御する。図９（ａ）は１２０度通電のＵ相電圧Ｖｕの波形を示しており、図９（ｂ）は（１２０＋α）度の通電幅を持つＵ相電圧Ｖｕの波形を示している。図中に示すαとβはα＋β＝６０度の関係にあり、０≦α≦６０度の範囲で制御可能である。

本実施形態によれば、モータ出力がしきい値以上の場合において、矩形波１２０度通電ＰＷＭ駆動では出力電圧が不足する場合、正弦波ＰＷＭ駆動を過変調域で用いるのではなく、デューティ比を１００％に保持したまま矩形波ＰＷＭ駆動の通電角を制御して電圧追従制御を行う。その結果、コンデンサ７に流れるリプル電流を低減してコンデンサ７の温度上昇を抑えることができるとともに、上アーム側のＩＧＢＴ１０up、１０vp、１０wpのスイッチング損失を大幅に低減することができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
矩形波ＰＷＭ駆動において下アーム側のＩＧＢＴ１０un、１０vn、１０wnをＰＷＭ制御（デューティ制御）してもよい。
第４の実施形態において、検出した電流値を２乗した値にモータ４の巻線抵抗４ａを乗算して上記乗算値を求めてもよい。

電流検出手段は、抵抗１９ｕ、１９ｖ、１９ｗに限られない。例えば、インバータ３の出力端子とモータ４の端子との間に直列に設けた抵抗や電流センサであってもよい。
コンデンサ７は、フィルムコンデンサに限らず、急峻な波形を持つリプル電流を充放電可能な高周波特性に優れたコンデンサであればよい。
モータ４は、車両駆動用モータに限られない。
スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らず、ＦＥＴやバイポーラトランジスタであってもよい。

本発明の第１の実施形態を示すモータ制御装置の構成図 正弦波１８０度ＰＷＭ駆動の波形図 矩形波１２０度通電ＰＷＭ駆動の波形図 正弦波１８０度ＰＷＭ駆動のシミュレーション波形図 矩形波１２０度通電ＰＷＭ駆動のシミュレーション波形図 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図 本発明の第４の実施形態を示す図１相当図 本発明の第５の実施形態を示す相電圧の波形図

符号の説明

１、１４、１６、１８はモータ制御装置、３はインバータ、４はモータ（車両駆動用モータ）、５、６は直流電源線、７はコンデンサ、１０up、１０un、１０vp、１０vn、１０wp、１０wnはＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１２はＰＷＭ信号生成回路（制御手段）、１５、１７は温度センサ（温度検出手段）、１９ｕ、１９ｖ、１９ｗは抵抗（電流検出手段）である。

Claims (7)

1. 直流電源線間に接続されたコンデンサと、
   前記直流電源線間にスイッチング素子をブリッジ接続してなるインバータと、
   このインバータにより駆動されるモータの出力が所定のしきい値よりも小さい場合には、前記スイッチング素子に対し正弦波ＰＷＭ信号を出力し、前記モータの出力が前記所定のしきい値以上の場合には、前記スイッチング素子に対し矩形波ＰＷＭ信号を出力する制御手段とを備えていることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段を備え、
   前記制御手段は、前記温度検出手段により検出された温度が所定値よりも低い場合には、前記モータの出力が前記所定のしきい値よりも小さい状態であるとして前記スイッチング素子に対し正弦波ＰＷＭ信号を出力し、前記温度検出手段により検出された温度が所定値以上の場合には、前記モータの出力が前記所定のしきい値以上の状態であるとして前記スイッチング素子に対し矩形波ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
3. 前記モータの温度を検出する温度検出手段を備え、
   前記制御手段は、前記温度検出手段により検出された温度が所定値よりも低い場合には、前記モータの出力が前記所定のしきい値よりも小さい状態であるとして前記スイッチング素子に対し正弦波ＰＷＭ信号を出力し、前記温度検出手段により検出された温度が所定値以上の場合には、前記モータの出力が前記所定のしきい値以上の状態であるとして前記スイッチング素子に対し矩形波ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
4. 前記モータに流れる電流を検出する電流検出手段を備え、
   前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された電流値を２乗した値に所定の単位時間を乗算して得た値が所定値よりも小さい場合には、前記モータの出力が前記所定のしきい値よりも小さい状態であるとして前記スイッチング素子に対し正弦波ＰＷＭ信号を出力し、前記乗算値が所定値以上の場合には、前記モータの出力が前記所定のしきい値以上の状態であるとして前記スイッチング素子に対し矩形波ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
5. 前記制御装置は、前記モータの出力が前記所定のしきい値以上の場合、前記スイッチング素子に対し１２０度通電の矩形波ＰＷＭ信号を出力することを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のモータ制御装置。
6. 前記制御手段は、前記温度検出手段により検出された温度が所定値以上の場合において、前記矩形波ＰＷＭ信号のデューティ比を１００％に設定しても出力電圧が不足する場合、デューティ比を１００％に保持したまま通電角を１２０度から１８０度の範囲で制御することを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
7. 前記インバータにより駆動されるモータは、車両駆動用モータであることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載のモータ制御装置。

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