JP5216940B1 - モータ駆動システムおよびその制御方法 - Google Patents

Abstract

【解決手段】モータ駆動システムは、３相モータに電力を供給するインバータとスイッチング素子を制御する制御部とを備える。制御部は、３相モータへの電流の供給の停止状態から、３相モータへの交流電流の供給を開始する際、第１、第３、第２と制御を切換える。第１制御では、３相モータへの電流の供給を停止するように、スイッチング素子のすべてを非導通状態とする。第２制御では、スイッチング素子の導通状態、非導通状態を繰り返す。第３制御では、上アームのスイッチング素子のうち、３相モータへの交流電流の供給を開始するタイミングで３相モータの電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を導通状態とし、下アームのスイッチング素子のうち、前記タイミングで３相モータの電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を導通状態とする。

Description

本発明はモータを駆動するためのインバータおよび制御部を備えたモータ駆動システムに関する。

近年、電動モータを動力源とする電気自動車の普及が進んでいる。電気自動車は、車両に搭載されて車両の走行駆動トルクを発生可能なモータと、モータに供給する３相交流電流を生成するインバータと、インバータを制御する制御部とを備える。モータを制御する場合、電力消費を出来る限り抑えるためにも、モータをいかに高効率で駆動するかが重要である。

ところで、一般的なモータの回転速度および発生トルクとエネルギー効率との関係は、図１２に示す通りである。この図から分かるように、モータのエネルギー効率は、回転速度およびトルクによって異なってくる。すなわち、回転速度が一定でもトルクが変化すればエネルギー効率が変化する。そこで、モータの高効率な駆動ポイントで間欠的にモータを駆動し、平均的なモータの損失を減らし全体のエネルギー効率を高めるモータ駆動システムが開示されている（例えば、特許文献１）。なお、間欠的なモータ駆動とは、トルクを断続的に発生させる駆動である。

図１３は、特許文献１に記載されたモータ駆動技術においてトルクの時間変化を示すタイミングチャートである。

制御部は、モータによる走行駆動トルクが要求される力行時において、アクセル操作量に基づく要求トルクよりも小さい第１の走行駆動トルク指令値で電動モータを駆動する第1の駆動期間と、要求走行駆動トルクよりも大きい第２の走行駆動トルク指令値で電動モータを駆動する第２の駆動期間とを交互に設定する。第１および第２の駆動期間における第１および第２の走行駆動トルクの時間平均値は、所定誤差範囲内で要求トルクと一致するように、第１および第２の駆動期間の比が設定されている。また、第２の走行駆動トルク指令値におけるモータの駆動時のエネルギー効率は、要求トルクでのモータの駆動時のエネルギー効率よりも高い値に設定されたものである。

このようにモータを駆動することで、第１および第２の走行駆動を時間平均した時の全体のエネルギー効率は、アクセル操作量に基づく要求走行駆動トルクを連続してモータが出力した場合のエネルギー効率よりも高くすることができる。よって、図１３に示すように、２つの走行駆動トルク指令値を設け、交互に指令値を変更してモータの発生トルクを変動させることで、要求走行駆動トルクを過不足なく満足しつつ全体のエネルギー効率を高めることができる。

特開２０１１−６７０４３号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載の技術は、モータへの電流の供給を中断させた第１の走行駆動トルク指令状態から、モータに３相交流電流を再供給する第２の走行駆動トルク指令状態へ遷移する際の具体的なインバータの動作が開示されていない。通常、上記の間欠的な動作の如何にかかわらず、モータへの電流の供給を中断する場合にはインバータの各スイッチング素子を非導通状態とし、モータへの電流供給を実施する場合にはインバータの各スイッチング素子を３相交流電流が供給されるようにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御等で動作させることが多い。そのため、上記の間欠的な動作においても、第１の走行駆動トルク指令状態から第２の走行駆動トルク指令状態へ遷移する場合には、単純に、インバータの各スイッチング素子を非導通状態とする第１の制御からインバータの各スイッチング素子をＰＷＭ制御する第２の制御に切換えるという方法が想定される。

ところで、電流の供給の中断から３相交流電流の再供給への遷移には、ある程度の時間を要する。そして、電流の供給の中断から３相交流電流の再供給への遷移に長い時間を要すると、モータが第２走行駆動トルクを発生するようにスイッチング素子の制御を開始してから、実際に第２走行駆動トルクが発生するまでに、長い時間を要することとなる。このため、第２走行駆動トルクを発生させている時間が短くなり、予め設定した第１および第２走行駆動トルクの発生時間の比と実際の発生時間の比とがずれてしまい、好ましくない。さらに、電流の供給の中断から３相交流電流の再供給までの期間は、発生トルクが第１走行駆動トルク（ゼロ）から第２走行駆動トルクまで漸増する期間であり、この期間にはモータのエネルギー効率が低い駆動状態となる。従って、電流の供給の中断から再供給までの遷移に要する時間は、できるだけ短いことが望ましい。

そこで、本発明は、上記問題を鑑みてなされたものであり、モータへの電流の供給を中断させた状態から、モータに３相交流電流を再供給する際のインバータの動作を改善することによって、電流の供給の中断から再供給までの遷移に要する時間を短くすることができるモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本明細書において開示されるモータ駆動システムは、スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの上アームと、スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの下アームとを備え、３相モータに電力を供給するためのインバータと、前記インバータが備える前記複数のスイッチング素子を制御する制御部とを備えたモータ駆動システムにおいて、前記制御部は、前記３相モータへの電流の供給を停止するように、前記複数のスイッチング素子のすべてを非導通状態とする第１の制御と、前記３相モータの各相へ交流電流を供給するように、前記複数のスイッチング素子の導通状態および非導通状態を繰り返す第２の制御と、前記上アームのスイッチング素子のうち、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とすると共に、前記下アームのスイッチング素子のうち、前記タイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とする第３の制御とを選択的に実行し、前記３相モータへの電流の供給が停止した状態から、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するとき、前記第１の制御、前記第３の制御、前記第２の制御の順に、前記複数のスイッチング素子の制御を切換える。

上記構成によると、モータへの電流の供給を中断させた状態から、モータに３相交流電流を再供給する状態までの遷移に要する時間を短くすることができる。

実施の形態１に係るモータ駆動システムの構成を示す制御ブロック図である。 時分割制御を行う場合の選択信号とモータ電流の波形図の一例である。 （ａ）は、図２における一部拡大図であり、（ｂ）は、（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。 実施の形態１に係るインバータの通電相を表す回路図である。 実施の形態１に係る３相モータの等価回路図である。 （ａ）は、実施の形態１に係る３相の電流波形図であり、（ｂ）は、（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。 Ｕ相およびＶ相の目標電流値と電流の時間変化との関係を示す電流波形図である。 （ａ）はモータの回転位相角を３０°毎に区分した各区間の電流波形を示す図であり、（ｂ）は各区間と導通状態に制御するスイッチング素子との関係を示す表である。 （ａ）は本実施形態におけるモータ電流波形の時間変化を表す波形図であり、（ｂ）は比較例におけるモータ電流波形の時間変化を表す波形図である。 （ａ）は、変形例に係る３相の電流波形図であり、（ｂ）は、（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。 Ｕ相およびＶ相の目標電流値と時間変化との関係を示す電流波形図である。 モータの回転速度および発生トルクとモータ効率との関係を表す図である。 特許文献１に記載された従来のモータ駆動技術においてトルクの時間変化を示すタイミングチャートである。

本発明では、モータへの電流の供給を中断させた状態からモータに３相交流電流を再供給する際に、第１の制御から第２の制御に直接切り替えるのではなく、第１の制御、第３の制御、第２の制御の順に切り替える。モータに３相交流電流を再供給してトルクを発生させるには、各相の電流を、ゼロからトルク発生に必要な電流値まで変化させる必要がある。電流の変化は、各スイッチング素子が非導通状態と導通状態とを繰り返すＰＷＭ制御によっても可能であるし、特定のスイッチング素子が継続的に導通状態となる第３の制御によっても可能である。ところが、ＰＷＭ制御では、スイッチング素子が非導通状態となる期間を含むので、電流の変化率が小さく、その結果、電流を第２の制御において要求されるトルクの発生に必要な電流値まで変化させるのに要する時間が長くなる。これに対し、第３の制御では、特定のスイッチング素子を継続的に導通状態とするので、その特定のスイッチング素子が非導通状態となる期間を含まない。したがって、ＰＷＭ制御に比べて電流の変化率を高めることができ、その結果、電流を第２の制御において要求されるトルクの発生に必要な電流値まで変化させるのに要する時間を短くすることができる。このように、モータへの電流の供給を中断させた状態からモータに３相交流電流を再供給する際に、第３の制御を実行することで、電流の供給の中断から再供給への遷移に要する時間を短くすることができる。

電流の供給の中断から再供給への遷移期間中のモータ効率は低いが、本発明によって遷移に要する時間を短くすることができるので、エネルギー損失を低減できる。また、遷移期間が短いほど、エネルギー効率が最大となるトルクが発生している期間やトルクの発生が中断している期間を長く設定できる。そのため、さらに、エネルギー損失を低減できるモータ駆動システムを提供できる。

以下、本発明の一実施形態であるモータ駆動システムについて、図面を用いて説明する。
＜実施の形態１＞
１．全体構成
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動システム１の構成を示す制御ブロック図である。図１に示すように、モータ駆動システム１は、インバータ１２、および制御部１３からなる。

インバータ１２は、Ｕ相上アームのスイッチング素子１４ＵＰと還流ダイオード、Ｕ相下アームのスイッチング素子１４ＵＮと還流ダイオード、Ｖ相上アームのスイッチング素子１４ＶＰと還流ダイオード、Ｖ相下アームのスイッチング素子１４ＶＮと還流ダイオード、Ｗ相上アームのスイッチング素子１４ＷＰと還流ダイオード、およびＷ相下アームのスイッチング素子１４ＷＮと還流ダイオードからなる３相ブリッジ回路を備える（以下、区別の必要が無いときには「スイッチング素子１４」と総称する）。各スイッチング素子１４と還流ダイオードとは、それぞれ並列に接続されている。スイッチング素子１４としては、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が利用可能である。ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴはシリコン（Ｓｉ）を素材としたスイッチング素子でも、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を素材としたスイッチング素子であってもよい。インバータ１２は、力行時には、電源１０が出力した直流電力を直交変換しモータ１１に交流電力を供給し、回生時には、モータ１１で発生した交流電力を直流電力に変換し電源１０に供給する。

電源１０は、例えばリチウムイオン電池やニッケル水素電池のような二次電池が利用可能である。むろん、モータ駆動システムは、電源１０と並列に接続されるキャパシタなどの容量素子を含んでも良い（図示しない）。

３相モータ１１は、インバータ１２と接続され、電気自動車の動力源として働く。３相モータ１１としては、例えば、永久磁石埋め込み型や表面に磁石を配置した同期モータが利用可能である。
２．制御部１３の詳細な構成
制御部１３は、電流検出手段１５、回転数検出手段１６、位相角検出手段１７、時分割トルク制御手段１８、比較器２０、電圧指令手段１９、全ＯＦＦ信号生成手段２２、ＰＷＭ信号生成手段２１、特定信号生成手段２３、セレクタ２４、モータセンサ２８、および電流検出センサ２９、３０を備える。モータセンサ２８は、例えば、レゾルバ、エンコーダ、ホール素子などである。

電流検出手段１５は、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のうち、少なくともいずれかの２相のモータ電流を検出し、これらと後述する位相角検出手段１７にて検出されたモータ１１の回転位相角を用いてｄｑ変換する。ｄｑ変換により得られたｄ軸上の電流とｑ軸上の電流とは比較器２０に出力される。

回転数検出手段１６は、３相モータ１１に備えられたモータセンサ２８により、３相モータ１１の単位時間当たりのロータの回転数を検出し、この回転数を時分割トルク制御手段１８に出力する。単位時間当たりの回転数により、３相モータ１１の実際の回転速度を把握できる。

位相角検出手段１７は、３相モータ１１に備えられたモータセンサ２８により、ロータの位相角を検出し、この位相角を電流検出手段１５、電圧指令手段１９、および時分割トルク制御手段１８へ出力する。

時分割トルク制御手段１８は、電流指令生成手段２５、時分割制御手段２６、および３相モータ効率マップ２７を備える。時分割トルク制御手段１８は、トルク指令値、モータ電流、モータ１１の回転数、モータ１１の回転位相角に基づいて、インバータ１２の動作を決定するものである。具体的には、時分割トルク制御手段１８は、モータ１１への電流の供給の中断および３相交流電流の供給を繰り返す時分割制御を実行するか、モータへの電流供給を連続的に実施する通常制御を実行するかを決定する。この決定は、例えば、トルク指令値に基づく要求トルクと回転数検出手段１６により得られた回転数と３相モータ効率マップ２７とを用いて、時分割制御を実施した場合のエネルギー効率と通常制御を実施した場合のエネルギー効率とを比べることにより行われる。

電流指令生成手段２５は、時分割制御の場合は、３相モータ効率マップ２７を参照し、現在の回転数においてエネルギー効率が最大となる最大効率トルクを求め、最大効率トルクに基づくｄ軸上およびｑ軸上の電流指令を生成する。なお、要求トルクより高いトルクであれば、最大効率トルクに限らず、当該指令トルクに基づく電流指令を生成しても良い。また、電流指令生成手段２５は、通常制御の場合は、要求トルクに基づくｄ軸上およびｑ軸上の電流指令を生成する。

時分割制御手段２６は、セレクタ２４を制御するための選択信号と、特定信号生成手段２３を制御するための特定導通指令信号とを生成する。選択信号と特定導通指令信号との生成方法については後述する。

３相モータ効率マップ２７は、図１２で示したモータ回転速度およびトルクとモータの効率との関係をマップ化した情報である。

比較器２０は、ｄ，ｑ軸それぞれについて、電流検出センサ２９、３０でのサンプリングを基に電流検出手段１５が得て出力するモータ電流値と、電流指令生成手段２５から取得した電流指令値とを比較し、これらの電流誤差を演算し、電圧指令手段１９に出力する。具体的には、ｄ軸上の電流指令値とｄ軸上のモータ電流値との比較による電流誤差、およびｑ軸上の電流指令値とｑ軸上のモータ電流値との比較による電流誤差を、それぞれ電圧指令手段１９に出力する。電流誤差は、実際に３相モータ１１に供給されている電流と、ユーザーが希望する駆動に必要な電流との差である。

電圧指令手段１９は、比較器２０から出力された電流誤差に基づき、電圧指令値を演算する。具体的には、電圧指令手段１９は、ｄ軸上およびｑ軸上の電流誤差に、例えばＰＩ制御（比例積分制御）を施し、ｄ軸上およびｑ軸上の電圧指令値をそれぞれ演算する。そして、電圧指令手段１９は、ｄ，ｑ軸上の電圧指令値と３相モータ１１の回転位相角とを用いて逆ｄｑ変換を行い、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各電圧指令値を演算し、これをＰＷＭ信号生成手段２１に出力する。

全ＯＦＦ信号生成手段２２は、各スイッチング素子１４のすべてを非導通状態にする信号（例えば、ＬＯＷレベルの信号）を、Ｕ、Ｖ、Ｗ相ごとに生成しセレクタ２４に出力する。

ＰＷＭ信号生成手段２１は、電圧指令に基づいて、各スイッチング素子１４にＰＷＭ制御に基づき導通状態と非導通状態とを繰り返させる信号（例えば、ＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルとを繰り返す信号）を、Ｕ、Ｖ、Ｗ相ごとに生成しセレクタ２４に出力する。

特定信号生成手段２３は、時分割制御手段２６から出力された特定導通指令信号に基づいて、特定のスイッチング素子１４を継続して導通状態とし、残りのスイッチング素子１４を継続して非導通状態とする信号（例えば、特定のスイッチング素子にはＨＩＧＨレベルの信号であり、残りのスイッチング素子１４にはＬＯＷレベルの信号）を生成しセレクタ２４に出力する。

セレクタ２４は、時分割制御手段２６から出力された選択信号に基づいて、全ＯＦＦ信号生成手段２２から出力された信号、ＰＷＭ信号生成手段２１から出力された信号、および、特定信号生成手段２３から出力された信号のいずれかを選択して、インバータ１２に出力する。

なお、制御部１３は、１つのプロセッサないし複数のプロセッサの組み合わせで構成されることが考えられる。具体的には、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｅｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、または専用ＩＣ（集積回路：Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いればよい。
３．動作
次に、モータ電流の波形を参照しながら、時分割制御を行う場合のモータ駆動システムの動作を説明する。

図２は、時分割制御を行う場合の選択信号とモータ電流の波形図の一例である。図３（ａ）は、図２における一部拡大図であり、図３（ｂ）は、図３（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。

選択信号は、全ＯＦＦ信号生成手段２２を選択する状態Ｓ１と、ＰＷＭ信号生成手段２１を選択する状態Ｓ２と、特定信号生成手段２３を選択する状態Ｓ３との３種類の状態を取り得る。

特定導通指令信号は、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＶＰ、１４ＷＰ、１４ＵＮ、１４ＶＮ、１４ＷＮのうち、選択信号が状態Ｓ３のときにいずれのスイッチング素子を導通状態とするかを示している。

時刻ｔ１まで、選択信号が状態Ｓ１を示すので、セレクタ２４は全ＯＦＦ信号生成手段２２から出力された信号をインバータ１２に出力する。これにより、スイッチング素子１４のすべてが非導通状態となる。この期間、モータ電流は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相いずれもゼロとなる。また、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子１４の全部にはオフ信号が出力されている。

時刻ｔ１から時刻ｔ２まで、選択信号が状態Ｓ３を示すので、セレクタ２４は、特定信号生成手段２３から出力された信号をインバータ１２に出力する。これにより、特定のスイッチング素子１４が継続して導通状態となり、残りのスイッチング素子１４が継続して非導通状態となる。導通状態とするスイッチング素子１４は、特定導通指令信号の状態Ｓ１１により決まる。ここでは、状態Ｓ１１は、Ｕ相上アームのスイッチング素子１４ＵＰとＷ相下アームのスイッチング素子１４ＷＮとを導通状態とし、残りのスイッチング素子を非導通状態とすることを示しているものとする。これにより、時刻ｔ１から時刻ｔ２まで、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＷＮが導通状態となり、残りのスイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＰ、１４ＶＮ、１４ＷＰが非導通状態となる。このとき、図４に示すように、Ｕ相にはモータ１１に流れ込む向きの電流が流れ、Ｗ相にはモータ１１から流れ出す向きの電流が流れる。そして、図３（ａ）に示すように、Ｕ相の電流とＷ相の電流が時間経過と共に増大する。また、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＷＮにはオン信号が出力され、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＰ、１４ＶＮ、１４ＷＰにはオフ信号が出力されている。

時刻ｔ２から時刻ｔ３まで、選択信号が状態Ｓ２を示すので、セレクタ２４は、ＰＷＭ信号生成手段２１から出力された信号をインバータ１２に出力する。これにより、各スイッチング素子１４がＰＷＭ制御に基づいて導通状態と非導通状態とを繰り返し、その結果、インバータ１２から３相交流電流が供給される。また、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子１４の全部にはオン信号とオフ信号とが繰り返し出力されている。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間の長さは、以下の方法で決定される。

まず、時分割制御手段２６は、エネルギー効率が最大となる最大効率トルクと要求トルクとの比率に基づいて、オンデューティーを決定する。具体的には、オンデューティーは、オンデューティー＝要求トルク／最大効率トルクの関係式により決定される。オンデューティーとは、モータ１１への電流供給を実施する時間を通電時間、モータ１１への３相交流電流の供給を中断する時間を非通電時間とすると、オンデューティー＝通電時間／（通電時間＋非通電時間）の関係式により定まる比率である。なお、最大効率トルク以外の指令トルクを用いた場合は、オンデューティーは、オンデューティー＝要求トルク／指令トルクの関係式により決定すれば良い。

次に、時分割制御手段２６は、通電時間と非通電時間との合計の長さおよびオンデューティーから通電時間を決定する。通電時間は、通電時間＝オンデューティー×（通電時間＋非通電時間）の関係式により決定される。本実施形態では、通電時間と非通電時間との合計の長さは一定であり、固定値とする。

そして、時分割制御手段２６は、決定した通電時間を時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間の長さに設定する。これにより、モータ１１の発生トルクの時間平均を要求トルクに近づけることができる。

時刻ｔ３から時刻ｔ４まで、選択信号が状態Ｓ１を示すので、セレクタ２４は、全ＯＦＦ信号生成手段２２から出力された信号をインバータ１２に出力する。これ以降は、特定導通指令信号により示されるスイッチング素子が異なること以外は、上記の動作の繰り返しである。例えば、時刻ｔ４からｔ５まで、選択信号が状態Ｓ３を示すので、セレクタ２４は、特定信号生成手段２３から出力された信号をインバータ１２に出力する。導通状態とするスイッチング素子１４は、特定導通指令信号の状態Ｓ１２により決まる。
４．選択信号の生成方法
時分割制御手段２６は、一定周期でパルスが立ち上がるパルス信号を内部で生成しており、パルスの立ち上がりのタイミングをモータ１１に電流供給を実施するタイミングを決める目安として用いる。

時分割制御手段２６は、パルスの立ち上がりのタイミングになる前に、そのタイミングでのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を予測する。電流値は、以下のように予測することができる。

まず、現在のモータ１１の回転位相角と、現在のモータ１１の回転数と、現在からパルスの立ち上がりのタイミングまでの時間の長さとで、パルスが立ち上がるタイミングでのモータ１１の回転位相角を予測する。現在のモータの回転位相角は位相角検出手段１７で検出可能であり、現在のモータの回転数は回転数検出手段１６で検出可能である。

次に、予測されたモータ１１の回転位相角からパルスの立ち上がりのタイミングでＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流すべき電流値を求める。ここでの電流値は規格化された値である。

さらに、最大効率トルクの大きさからＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流すべき電流のピーク値を求める。そして、Ｕ相に流すべき電流値（規格値）にＵ相の電流のピーク値を乗ずることにより、パルスが立ち上がるタイミングでのＵ相の電流値を求める。Ｖ相、Ｗ相も同様にして求める。これにより、パルスが立ち上がるタイミングでのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を予測することができる。

時分割制御手段２６は、予測されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗとして設定する。

次に、時分割制御手段２６は、特定のスイッチング素子を導通状態としてからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流が目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに達するまでの時間を予測する。この時間は、以下のように予測することができる。

図５は、３相モータの等価回路図である。図５に示すように、モータの１相あたりの電気回路モデルは、巻線のインダクタンスＬと抵抗Ｒとが直列接続された回路として表現できる。

各相に直流電圧Ｖｄｃを印加した時の回路方程式は、インバータ入力電圧がモータの回転による発電電圧よりも充分大きい、すなわち、発電電圧が小さいために無視できると仮定すると、数１で示すことができる。数1から導出すると、電流の時間変化i(t)は、数２のようになる。したがって、特定のスイッチング素子を導通状態としたタイミングをｔ＝０とおくと、数２で示されるようにモータ電流が流れる。そのため、数２を変形した数３にこの電流値を代入して解くと、特定のスイッチング素子を導通状態としてからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流が目標電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに達するまでの時間を求めることができる。

なお、数１から数３はモータの回転による発電電圧が小さいために無視できると仮定したが、発電電圧が大きく無視できない場合は、数１の左辺をインバータ入力電圧Ｖｄｃではなく、（インバータ入力電圧−モータ発電電圧）とすればよい。

時分割制御手段２６は、パルスの立ち上がりのタイミングよりも予測された時間だけ前のタイミングを、特定のスイッチング素子を導通するタイミングとして設定する。すなわち、選択信号を状態Ｓ１から状態Ｓ３に切り替えるタイミングとする。

そして、時分割制御手段２６は、選択信号が状態Ｓ３に切り替わった後、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を検出し、検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値が目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに達したタイミングを、モータ１１の各相への交流電流の供給を開始するタイミングとして設定する。すなわち、選択信号を状態Ｓ３から状態Ｓ２に切り替えるタイミングとする。ここで、上記の数３に基づく時間の予測が正確であれば、パルスの立ち上がりのタイミングとモータ１１に電流供給を実施するタイミングとが一致する。

時分割制御手段２６は、選択信号が状態Ｓ２に切り替わった後、上述のオンデューティーにより定まる通電時間が経過したタイミングを、モータ１１への電流の供給を中断するタイミングとして設定する。すなわち、選択信号を状態Ｓ２から状態Ｓ１に切り替えるタイミングとする。

以上の処理により、選択信号を生成することができる。
５．特定導通指令信号の生成方法
既に説明したように、時分割制御手段２６は、一定周期でパルスが立ち上がるパルス信号を内部で生成している。時分割制御手段２６は、パルスの立ち上がりのタイミングになる前に、そのタイミングでのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の大きさと向きを予測する。電流の大きさと向きとは、パルスが立ち上がるタイミングでのモータ１１の回転位相角を予測し、予測されたモータ１１の回転位相角からＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流すべき電流値を求める。これらの処理は、選択信号の生成での処理と同様である。求めた電流値には正負があり、電流値の絶対値が電流の大きさを示し、電流値の正負が電流の向きを示す。

時分割制御手段２６は、モータ１１への電流供給を開始するタイミングにおいてモータ１１における電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を前記タイミングになるまで継続して導通状態とすると共に、前記タイミングにおいてモータ１１における電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を前記タイミングになるまで継続して導通状態とするように、特定導通指令信号を設定する。

例えば、図３（ａ）の例では、時刻ｔ２でのＵ相の電流値Ｉｓｕが正なのでＵ相の電流の向きはモータ１１に流れ込む向きであり、時刻ｔ２でのＷ相の電流値Ｉｓｗが負なのでＷ相の電流の向きはモータ１１から流れ出す向きである。したがって、時分割制御手段２６は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの特定導通指令信号の状態Ｓ１１を、Ｕ相の上アームのスイッチング素子１４ＵＰとＷ相の下アームのスイッチング素子１４ＷＮが導通状態になるように設定している。なお、図３（ａ）の例では、偶然、時刻ｔ２でのＶ相の電流値がゼロであるが、モータ１１に電流供給を実施するタイミングにおいていずれの相の電流値もゼロではない場合もある。例えば、図２に示す時刻ｔ５では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれの電流値もゼロではない。このように、モータ１１の各相に交流電流の供給を開始するタイミングにおいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち２相の電流が同じ向きに流れる場合は、図６（ａ）に示すように、電流値の大きいほうを導通状態とし、それから所定時間経過後に電流値の小さいほうを導通状態とする。図６（ｂ）は、図６（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。図６（ｂ）に示すように、時刻ｔ４までは、スイッチング素子１４の全部にオフ信号が出力される。次に、時刻ｔ４から時刻ｔ６まで、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＷＮにはオン信号が出力され、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＰ、１４ＶＮ、１４ＷＰにはオフ信号が出力されている。その後、時刻ｔ６からｔ５まで、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＶＰ、１４ＷＮにはオン信号が出力され、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＮ、１４ＷＰにはオフ信号が出力されている。そして、時刻ｔ５からは、スイッチング素子１４の全部にはオン信号とオフ信号とが繰り返し出力されている。この例では、時刻ｔ４においてＵ相の上アームのスイッチング素子１４ＵＰを導通状態とすると共に、Ｗ相の下アームのスイッチング素子１４ＷＮを導通状態とし、その後の時刻ｔ６においてＶ相の上アームのスイッチング素子１４ＶＰを導通状態としている。この時間差は、目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗの大きさに起因している。すなわち、モータ１１の巻線のインダクタンスＬと抵抗ＲはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれにおいても略同じなので、特定のスイッチング素子１４を導通状態にしたときの電流の変化率もＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれにおいても略同じである。そのため、目標電流値が大きいほど、導通状態にしてから目標電流値に達するまでの時間が長くなるからである。例えば、図７に示すように、時刻ｔ５において目標電流値Ｉｓｖ１に達するには時刻ｔ６１に導通状態とすればよく、時刻ｔ５においてそれよりも大きな目標電流値Ｉｓｖ２に達するにはそれよりも早めの時刻ｔ６２に導通状態とする必要がある。

図８は、モータの回転位相角を３０°毎に区分した各区間と、各区間において導通状態にするスイッチング素子とを示す図である。図８（ａ）の区間１〜１２が、図８（ｂ）の区間１〜１２に対応している。区間１は位相角が０°以上３０°未満であり、区間２は位相角が３０°以上６０°未満であり、以下、同様である。図８（ｂ）において「ＯＮ」は、導通状態にするスイッチング素子を示し、「調整ＯＮ」は、「ＯＮ」に示されたスイッチング素子を非導通状態にしてから所定時間経過後に導通状態にするスイッチング素子を示す。例えば、モータ１１に電流供給を実施するタイミングが区間１に含まれていれば、Ｖ相上アームのスイッチング素子１４ＶＰを導通状態とすると共にＷ相下アームのスイッチング素子１４ＷＮを導通状態とし、所定時間経過後にＵ相上アームのスイッチング素子１４ＵＰを非導通状態から導通状態とすればよい。なお、図２の時刻ｔ２の位相角は、位相角６０°であり、区間３に含まれる。このように、「調整ＯＮ」であるスイッチング素子の電流が０Ａ（アンペア）であるときは、非導通状態とする。また、図２の時刻ｔ５の位相角は、位相角５０°付近であり、区間２に含まれる。

なお、各区間の境界の時刻において、あるスイッチング素子の一方の区間における状態が「調整ＯＮ」であり、他方の区間における状態が「ＯＮ」である場合は、当該スイッチング素子を導通状態にする。例えば、区間１と区間２との境界の時刻においては、スイッチング素子１４ＷＮを導通状態にするとともに、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＶＰをいずれも導通状態にする。

一方、各区間の境界の時刻において、あるスイッチング素子の一方の区間における状態が「調整ＯＮ」であり、他方の区間における状態が「ＯＦＦ」である場合は、当該スイッチング素子を非導通状態にする。例えば、区間２と区間３との境界の時刻においては、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＷＰを非導通状態にするとともに、スイッチング素子１４ＶＰ、１４ＶＮをいずれも非導通状態にする。
６．効果
上記の通り、制御部１３は、スイッチング素子１４のすべてを非導通状態とする第１の制御と、モータ１１へ３相交流電流を供給するように各スイッチング素子１４をＰＷＭ制御に基づき導通状態と非導通状態とで繰り返させる第２の制御と、モータ１１に電流供給を実施するタイミングでの電流の向きがモータ１１に流れ込む向きである相においては上アームのスイッチング素子を継続して導通状態とすると共に、モータ１１から流れ出す向きである相においては下アームのスイッチング素子を導通状態とする第３の制御とを選択的に実行している。さらに、制御部１３は、トルクの発生の中断状態である第１の制御からトルクの発生状態である第２の制御へと切り替えるとき、第１の制御、第３の制御、第２の制御の順に切り替えている。これにより、３相交流電流の供給の中断から再供給までの遷移に要する時間を短くすることができる。以下、図９を用いて、当該効果をより詳細に説明する。

図９（ａ）は本実施形態におけるモータ電流波形の時間変化を表す波形図であり、図９（ｂ）は比較例におけるモータ電流波形の時間変化を表す波形図である。ここでは、比較例として、トルクの発生の中断状態からトルクの発生状態に切り替える際に、第１の制御から第２の制御に直接切り替える例を想定している。比較例では、図９（ｂ）に示すように、３相すべてでＰＷＭ制御によるスイッチング動作が行われる。すなわち、目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに到達するまで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相すべてで導通状態と非導通状態とを繰り返すスイッチング動作が行われる。なお、この例では、Ｖ相のスイッチング素子のデューティーが１／２となっているので、Ｖ相の見た目の電流値はゼロとなっている。

一方、図９（ａ）に示すように、本実施形態では、トルクの発生を中断している第１の制御からトルクを発生している第２の制御までの遷移時間において、Ｕ相の上アームのスイッチング素子１４ＵＰを継続的に導通状態とすると共にＷ相の下アームのスイッチング素子１４ＷＮを継続的に導通状態とする第３の制御を行う。

ＰＷＭ制御を行う比較例では、Ｕ相の上アームおよびＷ相下アームのスイッチング素子１４ＵＰ，１４ＷＮが非導通状態となる期間がある。しかしながら、第３の制御を行う本実施形態では、Ｕ相の上アームおよびＷ相下アームのスイッチング素子１４ＵＰ，１４ＷＮが非導通状態となる期間がなく、トルクの発生を中断している第１の制御からトルクを発生している第２の制御までの遷移時間は短くなる。これにより、エネルギー効率の低い状態での駆動時間が短くなるので、エネルギー損失を低減できる。従って、比較例よりも、トルクの発生を中断している第１の制御からトルクを発生している第２の制御までの遷移時間におけるエネルギー損失を低減できるモータ駆動システム１を提供できる。

また、遷移期間が短いほど、エネルギー効率が最大となるトルクが発生している期間やトルクの発生が中断している期間を長く設定できる。そのため、さらに、エネルギー損失を低減できるモータ駆動システム１を提供できる。
＜変形例＞
１．第３の制御から第２の制御への切換えタイミングの変形例
実施の形態では、時分割制御手段２６は、選択信号が状態Ｓ３に切り替わった後、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を検出し、検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値が目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに達したタイミングを、モータ１１に３相交流電流を供給するタイミングとして設定している。本発明は、このように電流を実測する例に限らず、選択信号が状態Ｓ３に切り替わった後、数３により定まる時間が経過したタイミングを、モータ１１の各相への交流電流の供給を開始するタイミングとして設定することとしてもよい。

これによると、電流検出手段１５から時分割トルク制御手段１８にモータ電流値を入力する必要がなくなるため、モータ駆動システム１をより簡略化することができる。
２．第３の制御におけるスイッチング素子調整ＯＮ制御の変形例
上記の実施形態においては、第３の制御時に同じ向きに電流が流れる相が２つある場合、電流値が小さい方の相の上アームのスイッチング素子を、待機時間後に非導通状態から導通状態へ切換える例を示したが、これに限定されず別の制御でもよい。以下、この変形例について説明する。

図１０（ａ）は、３相の電流波形図であり、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。図１１はＵ相の目標電流値とＵ相の電流の傾きとの関係を示す図である。図１０（ａ）に示すように、Ｓ３において、Ｕ相上アームとＷ相下アームとのスイッチング素子１４ＵＰ，１４ＷＮを継続して導通状態とすると同時に、Ｖ相の上アームのスイッチング素子１４ＶＰをスイッチング動作させてもよい。Ｖ相の目標電流値とＵ相の目標電流値をそれぞれＩｓｖ、Ｉｓｕとすると、Ｖ相のＳ３におけるオン時間はＩｓｖ／Ｉｓｕであり、ｔ４からｔ５の期間においてＩｓｖ／ＩｓｕだけＶ相の上アームのスイッチング素子１４ＶＰがオンするようにスイッチング動作させる。具体的には、図１０（ｂ）に示すように、時刻ｔ４までは、スイッチング素子１４の全部にオフ信号が出力されている。次に、時刻ｔ４からｔ５まで、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＷＮにはオン信号が出力され、スイッチング素子１４ＶＰにはＩｓｖ／Ｉｓｕだけオンするようにオン信号とオフ信号とが繰り返し出力され、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＮ、１４ＷＰにはオフ信号が出力されている。そして、時刻ｔ５からは、スイッチング素子１４の全部にはオン信号とオフ信号とが繰り返し出力されている。図１１に示すように、時刻ｔ５における目標電流値Ｉｓｖに達するように、時刻ｔ４からｔ５まで、Ｖ相の上アームのスイッチング素子１４ＶＰをスイッチング動作させる。
３．第２の制御から第１の制御に切換えるタイミングの変形例
実施の形態では、第２の制御から第１の制御に切換えるタイミングを、正弦波電流のオンからオフへのタイミングに対応させている。これについての変形例を説明する。

第２の制御から第１の制御に切換える際、時分割トルク制御手段１８は、電流検出手段１５からの入力信号から、いずれか１相の電流が略０Ａになるタイミングを検出する。このタイミングで、時分割制御手段２６がセレクタ２４に信号を送信し、これにより、セレクタ２４は全ＯＦＦ信号生成手段２２からの信号を各スイッチング素子１４に出力する。これにより、インバータ１２のスイッチング素子１４のすべては非導通状態となる。

このように、いずれか１相の電流が略０Ａになるタイミングで第２の制御から第１の制御に切換えると、第１の制御に切換えた時点から３相モータ１１に流れている電流がすべて０Ａとなるまでの期間での、回路損失が小さくなる。この回路損失は、フライホイールダイオードの電圧降下によって発生するものである。第１の制御に切換えた時点から３相モータ１１に流れている電流がすべて０Ａとなるまでの期間では、３相モータ１１に流れる電流が、インバータ１２のフライホイールダイオードを通って電源１０に回生される。例えばＵ相の電流が略０Ａの時点で第１の制御に切換ると、回路損失が発生するフライホイールダイオードは残りＶ、Ｗ相の上アームもしくは下アームの２箇所となる。このタイミングで非導通動作に切り替えることで、スイッチング素子の回路損失が３箇所で生じるときよりも小さくなり、さらにエネルギー効率の高いモータ駆動システム１を提供できる。
４．第３の制御から第２の制御への切換えタイミングの変形例
実施の形態では、第３の制御から第２の制御に切換えるタイミングを、時分割制御手段２６の内部で生成されているパルス信号のパルスの立ち上がりに略一致させている。そのため、第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングとモータ１１の回転位相角との関係が固定的ではない。しかし、第３の制御から第２の制御に切換えるタイミングは、これに限らず、第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングとモータ１１の回転位相角との関係が固定的であってもよい。例えば、第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングを、常に、モータ１１の回転位相角が（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングに一致させることとしても良い。このとき、αは０°以上６０°未満の固定値であり、Ｎは０以上５以下の整数からモータ１１への３相交流電流を供給するタイミングが到来するたびに選択される。モータ１１では、回転位相角が６０°毎に各相の電流の大きさが同じような状況になる。このように第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングを同じような状況で固定すれば、数３を用いた演算を毎回する必要がなく、時分割制御手段２６の処理負荷を低減することができる。

なお、これを実現するには、例えば、時分割制御手段２６の内部のパルス信号のパルスの立ち上がりのタイミングが、（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングに一致していれば、そのタイミングを第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングとすればよい。また、パルス信号のパルスの立ち上がりのタイミングが（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングからずれている場合には、第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングを、パルスの立ち上がりのタイミングよりも前の（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングか、パルスの立ち上がりのタイミングよりも後の（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングかのどちらかにずらせばよい。このとき、どちらにずらすかを、時間平均発生トルクと目標発生トルクとの大小関係に基づいて選択することができる。具体的には、時間平均発生トルクが目標発生トルクよりも大きいときはパルスの立ち上がりのタイミングよりも後の（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングにし、逆の場合にはパルスの立ち上がりのタイミングよりも前の（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングにする。このようにすると、簡単な計算で、時間平均発生トルクと目標発生トルクとのずれを低減できる。

本発明に係るモータ駆動システムは、例えば、空気調和機の圧縮機インバータ制御、冷蔵庫用インバータ制御、ヒートポンプ給湯器のインバータ制御、産業用サーボアンプのインバータ制御、電気自動車やハイブリッド自動車のインバータ制御などに広く適用可能である。

１１ ３相モータ
１２ インバータ
１３ 制御部
１４ スイッチング素子
２１ ＰＷＭ信号生成手段
２２ 全ＯＦＦ信号生成手段
２３ 特定信号生成手段
２４ セレクタ
２６ 時分割制御手段

Claims (11)

1. スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの上アームと、スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの下アームとを備え、３相モータに電力を供給するためのインバータと、
   前記インバータが備える前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と
   を備えたモータ駆動システムにおいて、
   前記制御部は、
   前記３相モータへの電流の供給を停止するように、前記複数のスイッチング素子のすべてを非導通状態とする第１の制御と、
   前記３相モータの各相へ交流電流を供給するように、前記複数のスイッチング素子の導通状態および非導通状態を繰り返す第２の制御と、
   前記上アームのスイッチング素子のうち、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とすると共に、前記下アームのスイッチング素子のうち、前記タイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とする第３の制御と
   を選択的に実行し、
   前記３相モータの回転時において、
   前記第１の制御、前記第３の制御、前記第２の制御の順のセットを繰り返す、
   モータ駆動システム。
2. 前記制御部は、
   前記第１の制御を実行する期間と前記第２の制御を実行する期間とで出力されるトルクの時間平均値が、要求トルクに略一致するように、前記第２の制御で出力されるトルクの大きさを設定し、前記第２の制御において前記設定されたトルクが出力されるように前記３相モータの各相に供給される電流の大きさを調整する
   請求項１に記載のモータ駆動システム。
3. 前記制御部は、
   前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて、前記３相モータの２つの相に同じ向きの電流が流れる場合、
   前記第３の制御において、
   前記３相モータの２つの相のうちの電流の大きさが大きい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とし、所定時間経過後に電流の大きさが小さい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とする
   請求項１に記載のモータ駆動システム。
4. 前記制御部は、
   前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて、前記３相モータの２つの相に同じ向きの電流が流れる場合、
   前記第３の制御において、
   前記３相モータの２つの相のうちの電流の大きさが大きい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とし、電流の大きさが小さい相に対応するスイッチング素子を導通状態と非導通状態とで繰り返す
   請求項１記載のモータ駆動システム。
5. 前記制御部は、
   前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングを、前記３相モータの位相角が（α＋６０°×Ｎ）（αは０°以上６０°未満の固定値であり、Ｎは０以上５以下の整数から選択される値）の条件を満たすタイミングに一致させる
   請求項１から４のいずれかに記載のモータ駆動システム。
6. 前記制御部は、
   前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングの目安となるパルス信号を得て、
   前記パルス信号に基づくタイミングが前記（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングからずれている場合に、前記３相モータの各相への交流電流を供給するタイミングを、前記パルス信号に基づくタイミングよりも前の前記（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングか、前記パルス信号に基づくタイミングよりも後の前記（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングかのいずれかに設定する
   請求項５に記載のモータ駆動システム。
7. 前記制御部は、
   前記第２の制御から前記第１の制御へと切換えるとき、前記３相モータの３相のうちいずれかの相の電流がゼロとなるタイミングで切換える
   請求項１から６のいずれかに記載のモータ駆動システム。
8. スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの上アームと、スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの下アームとを備え、３相モータに電力を供給するためのインバータの駆動方法であって、
   前記３相モータへの電流の供給を停止するように、前記複数のスイッチング素子のすべてを非導通状態とする停止制御と、
   前記３相モータの各相へ交流電流を供給するように、前記複数のスイッチング素子の導通状態および非導通状態を繰り返す交流電流供給制御と、
   前記上アームのスイッチング素子のうち、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とすると共に、前記下アームのスイッチング素子のうち、前記タイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とする遷移制御と、
   を選択的に実行し、
   前記３相モータの回転時において、
   前記停止制御、前記遷移制御、前記交流電流供給制御の順のセットを繰り返す、
   インバータの駆動方法。
9. 前記停止制御を実行する期間と前記交流電流供給制御を実行する期間とで出力されるトルクの時間平均値が、要求トルクに略一致するように、前記交流電流供給制御で出力されるトルクの大きさを設定し、前記交流電流供給制御において前記設定されたトルクが出力されるように前記３相モータの各相に供給される電流の大きさを調整する
   請求項８に記載のインバータの駆動方法。
10. 前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて、前記３相モータの２つの相に同じ向きの電流が流れる場合、
    前記遷移制御において、
    前記３相モータの２つの相のうちの電流の大きさが大きい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とし、所定時間経過後に電流の大きさが小さい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とする
    請求項８に記載のインバータの駆動方法。
11. 前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて、前記３相モータの２つの相に同じ向きの電流が流れる場合、
    前記遷移制御において、
    前記３相モータの２つの相のうちの電流の大きさが大きい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とし、電流の大きさが小さい相に対応するスイッチング素子を導通状態と非導通状態とで繰り返す
    請求項８に記載のインバータの駆動方法。

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